Technisches Gebiet

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum berührungslosen Identifizieren von mobilen Transpondem, wobei

a) eine Abfragestation ein Abfragesignal aussendet,

b) der Transponder das Abfragesignal entsprechend einem für ihn spezifischen Code in ein Antwortsignal umwandelt und

c) die Abfragestation das zurückgesendete Antwortsignal de- codiert .

Ferner betrifft die Erfindung einen passiven Transponder mit einer SAW-Einheit zur Erzeugung von Antwortsignalen enthal¬ tend einen identifizierbaren Code, wobei die SAW-Einheit mindestens einen Transducer zum Umwandeln elektrischer Sig¬ nale in Oberflachenwellen und umgekehrt sowie mehrere Re¬ flektoren aufweist.

Stand der Technik

SAW-Elemente (SAW = surface acoustic wave) nutzen die nied¬ rige Ausbreitungsgeschwindigkeit und die leichte Beeinfluss- barkeit von Oberflachenwellen aus, um Signale sehr hoher Frequenzen in irgendeiner Weise zu verarbeiten. Bekannt und eingehend untersucht sind z. B. Filterstrukturen (wie z . B. Bandbreitenfllter, konjugierte Filter, Dispersionsfllter etc.), Resonatoren, Verzogerungslinien oder Spektralanalysa- toren. Wenngleich die verschiedenen Anwendungen auf densel¬ ben physikalischen Grundprinzipien beruhen, unterscheiden sie sich hinsichtlich ihrer Ausfuhrungsformen edoch stark So geht es beispielsweise bei den Filtern (reflective array co pressor, RAC) darum, mit einer quasi periodischen Gitter¬ struktur, mit einer sehr hohen Anzahl von schwach reflektie¬ renden Gitterelementen (in der Regel eingeatzten Graben) die Charakteristik eines eintreffenden Signals zu verandern. Es ist dabei wichtig, dass eine hohe Anzahl (typischerweise

mehrere Hundert) Gitterelemente mit vorgebbarer (resp. ge- wichteter) Reflektivität vorhanden sind.

Bei Verzögerungsgliedern kommt es im Gegensatz zu Filteran¬ wendungen auf die Erzeugung verzögerter Signale bei mög¬ lichst geringer Dämpfung an.

Eine Uebersicht über die Implementation von SAW-Elementen gibt der Artikel "Propagation of acoustic surface waves in periodic structures", YU.V. Guliaev und V.P. Plesskii, Sov. Phys. Usp. 32(1), Januar 1989 (veröffentlicht in Englisch durch American Institute of Physics, 1989, Seiten 51-74).

Seit einiger Zeit wird auch versucht, SAW-Ele ente als Transponder resp. tag für berührungslose Abfragesysteme zu nutzen. Die Grundidee ist dabei die, dass ein passiver Transponder auf ein Abfragesignal mit einem Antwortsignal reagiert, das einen Code enthält, der die Identifikation des • Transponders resp. tags ermöglicht.

Ein Verfahren der eingangs genannten Art ist z. B. aus dem US-Patent 4,737,790 (Skele et al./X-Cyte, Inc.) bekannt. Mit einer Abfragestation können dabei sog. tags mit passiven Transpondem identifiziert werden. Die Transponder werden durch ein SAW-Ele ent aus piezoelektrischem Material gebil¬ det, die über geeignete Antennen zum Empfangen und Abstrah¬ len von elektromagnetischen Wellen im Bereich von 905-925 MHz verfügen. Das SAW-Element modifiziert das emp¬ fangene Abfragesignal in Amplitude und Phase. Das Abfrage¬ signal ist ein sog. chirp-Signal, dessen Frequenz sägezahn- artig im Bereich von 905-925 MHz variiert. Das SAW-Element verfügt über 16 verschiedene Ausbreitungspfade. Ihre Signal¬ laufzeiten sind für alle SAW-Elemente des Systems so festge ^¬ legt, dass sie sich jeweils um ein vorgegebenes Zeitinter-

vall DeltaT unterscheiden. Die über verschiedene Pfade lau¬ fenden Signale weisen somit eine konstante (d. h. für alle tags gleiche) zeitliche Stufung auf. Beim Mischen des Abfra¬ gesignals mit den Antwortsignalen wird in der Abfragestation eine vorgegebene Anzahl von im voraus bekannten Differenz¬ frequenzen erzeugt. Die Differenzfrequenzen entsprechen den Schwebungen zwischen dem Abfrage- und den Antwortsignalen. Sie werden von entsprechend abgestimmten Filtern verarbei¬ tet. Da im SAW-Element jedem Ausbreitungspfad Dampfungs- bzw. Phasenschiebeelemente entsprechend dem transponderspe- zifischen Code eingebaut sind, lassen sich aus den Phasen bzw. Amplituden der Differenzfrequenzen die transponderspe- zifischen Codeinformationen gewinnen.

Die in der US-Patentschrift 4,737,790 beschriebene SAW-Ein- heit verfugt über einen SAW-Chip mit vier in der Mitte posi¬ tionierten, jedoch leicht gegeneinander versetzt angeordne¬ ten Transducem (zum Umsetzen der elektrischen Wellen in Oberflachenwellen und umgekehrt). Beidseits jedes Transdu- cers sind zwei Reflektoren vorgesehen. Vor den Reflektoren sind jeweils phasendrehende Elemente angeordnet, die eine codespezifische Phasendrehung erzeugen. Da in jedem Kanal zwei Reflektoren und zwei Phasendrehglieder angeordnet sind, wird das Reflexions-Signal des ausseren Reflektors immer auch vom Phasendrehglied des inneren Reflektors beemflusst. Dies erschwert das Chipdesign betrachtlich. Zudem treten vermehrt Storsignale auf.

Die Erzeugung von chirp-Signalen und die entsprechende Sig- naldecodierung stellen sehr hohe An orderungen an die Sig- nalgenauigkeit . So müssen z. B. die einzelnen chirp-Teile einen streng linearen Frequenzverlauf aufweisen mit absolut konstantem Frequenzanstieg und exakter chirp-Lange. Schon kleinste Abweichungen können zu Modulationen der Differenz-

frequenzen führen, wodurch die Decodierung verunmöglicht werden kann.

Es zeigt sich, dass der erwähnte, bekannte Transponder nicht nur aufwendig im Chipdesign ist, sondern auch unterschied¬ lichste Störsignale hat. Auch herstellungsmässig bestehen Probleme: Technologische Defekte bei innenliegenden Phasen- drehgliedern wirken sich zugleich auf zwei Signalausbrei¬ tungspfade aus. Schliesslich ist die Substratoberflache re¬ lativ schlecht genutzt, was sich aufgrund der statistisch auftretenden Substratdefekte in entsprechend nachteiligen Ausschusszahlen niederschlagt.

Ein grosses Problem beim bekannten Transponder ist die Tem¬ peraturempfindlichkeit. Für einen Temperaturbereich von 100 °C und für ein Lithiumniobat-Substrat ergeben sich Lauf¬ zeitunterschiede von Delta tau = 94 x 10 ^" x 100 °C x 100 ns = 0.94 ns zwischen aufeinanderfolgenden Signalen. Bei einer Frequenz von 905 MHz entspricht dies einer Phase von ca. 1.7π. Die Phasenverschiebung zwischen dem ersten und dem letzten Antwortsignal ist zudem etwa 15 Mal grösser d. h. von der Grössenordnung von 25π. Bei höheren Frequenzen von z. B. 2.45 GHz ergeben sich entsprechend grössere tempera¬ turbedingte Phasenverschiebungen. Die Decodierung der Phase muss dabei mit einer Genauigkeit von ±π/6 erfolgen.

Darstellung der Erfindung

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren der eingangs ge¬ nannten Art anzugeben, das eine einfachere und fehlertole ^¬ rantere Decodierung zulasst.

Gemäss der Erfindung besteht die Lösung darin, dass der Code in einer spezifisch definierten zeitlichen Verzögerung von mindestens einer Signalkomponente des Antwortsignals liegt.

Anwortsignale von unterschiedlichen Transpondem unterschei¬ den sich somit durch unterschiedliche Verzögerungszeiten. Vorzugsweise weist ein Antwortsignal mehrere codespezifisch verzögerte Signalkomponenten auf. Die Zahl der individuell verzögerten Signalkomponenten ist für alle Transponder des Systems gleich. Unterscheidet sich die Zahl der gemessenen Signalkomponenten von der für das Signal vorgegebenen, dann weist dies auf einen Detektionsfehler hin. Zur Detektion eignet sich die als solche bekannte matched fllter-Technik.

Vorzugsweise sind die Verzögerungszeiten so festgelegt, dass zum Decodieren des Antwortsignals jeder Signalkomponente ein vorgegebenes Zeitfenster mit einem vordefinierten Raster von Zeitschlitzen zugeordnet wird und dass die Decodierung durch Bestimmen des Zeitschlitzes erfolgt, in welchen die Signal¬ komponente resp. ihr "Energieschwerpunkt" fällt. Die Verzö¬ gerungszeiten sind also für alle Transponder des Systems so festgelegt, dass in jedes der vordefinierten Zeitfenster ge¬ nau eine Signalkomponente fällt. Die zeitliche Position der Signalkomponente im entsprechenden Zeitfenster stellt einen Teil der codierten Information dar.

Mit Vorteil betragt die zeitliche Verzögerung der ersten Signalkomponente mindestens die Hälfte der zeitlichen Verzö¬ gerung der letzten Signalkomponente. Auf diese Weise können Storeinflüsse von sog. round tπp-Signalen weitgehend elimi¬ niert werden.

Gemäss einer bevorzugten Ausfuhrungsform weist ein Zeitfen¬ ster höchstens zehn, vorzugsweise fünf bis sieben Zeit-

schlitze auf. Eine massige Anzahl von Zeitschlitzen erleich¬ tert nicht nur die Detektion resp. Decodierung, sondern re¬ duziert auch die erforderliche Produktionsgenauigkeit der

SAW-Einheiten. Bei 12 Zeitfenstern und 5-10 Zeitschlitzen llaasssseenn ssiicchh zzwwiisscchheenn 55 1 122 ( (== 22..4444 *x 10 ⁸ ) bis 10 12 unter- schiedliche Codierungen durchführen.

Das Abfragesignal ist z. B. ein Puls einer Dauer von 5-10 ns und einer Frequenz von 1 GHz oder mehr, insbesondere von ca. 2.45 GHz. Anstelle eines Pulses kann auch ein Spreizbandsig- nal (z. B. PN-Signal) verwendet werden. Ein Pulssignal hat den Vorteil einer einfachen Trennung von Abfrage- und Ant¬ wortsignal. Bei PN-Signalen ist die Energie über einen grös- seren Zeitbereich gleichmässig verteilt.

Der Transponder erzeugt vorzugsweise ein Antwortsignal mit mehreren Pulsen, die in Zeitfenstern einer Lange von 20-500 ns, insbesondere etwa 100 ns liegen. Der Einfachheit halber haben alle Zeitfenster die gleiche Lange.

Ein passiver mobiler Transponder zur Durchführung des Ver¬ fahrens umfasst eine SAW-Einheit mit mindestens einem Trans- ducer zum Umsetzen eines Abfragesignals in eine Oberflachen¬ welle und von Oberflächenwellen in ein Antwortsignal und mindestens einen Reflektor zum Reflektieren der vom Trans- ducer ausgesendeten Oberflächenwellen. Ge äss der Erfindung ist der Abstand zwischen Transducer und Reflektor resp. eine Länge des Laufweges resp. Ausbreitungsweges entsprechend ei¬ ner zu codierenden zeitlichen Verzögerung gewählt. Die Co¬ dierung entspricht also der Lange des Weges, den eine vom Transducer abgestrahlte Oberflachenwelle zurücklegen muss, bis sie wieder auf einen Transducer trifft. Auf unterschied ^¬ lichen SAW-Einheiten sind im Rahmen der Erfindung unter¬ schiedliche Weglangen realisiert, so dass die Transducer

aufgrund der unterschiedlichen Antwortzeiten (resp. Verzoge- rungszeiten der Signalkomponenten) unterscheidbar sind.

Vorzugsweise sind mehrere Reflektoren vorhanden, die in codespezifischen Abstanden zu den Transducem angeordnet sind, um Signalkomponenten in nicht überschneidenden Zeit¬ fenstern zu erzeugen. Es können auch mehrere parallel ge¬ schaltete Transducer vorgesehen sein. Die Ausbreitungswege der erzeugten Oberflächenwellen können sich teilweise über¬ lappen oder völlig getrennt sein.

Im Sinne einer ersten Ausfuhrungsvariante sind jedem Trans¬ ducer genau zwei Reflektoren zugeordnet, wobei der Transdu¬ cer auf einer geraden Linie zwischen den Reflektoren liegt. Denkbar sind auch asymmetrische Transducer, welche zur Hauptsache nur in einer Richtung abstrahlen.

Gemäss einer besonders bevorzugten Ausführungsform sind meh¬ rere Transducer und Reflektoren in einer tannenbaumartigen Geometrie angeordnet. Die Reflektoren stehen dabei senkrecht zur Ausbreitungsrichtung der Oberflachenwelle. Jeder Reflek¬ tor erzeugt eine eigene Signalkomponente. Bei dieser Ausfuh¬ rungsvariante überlappen die Ausbreitungswege der Oberfla¬ chenwellen nicht. Jeder Transducer definiert also einen aku¬ stischen Kanal, wobei m jedem solchen Kanal mindestens zwei Reflektoren angeordnet sind.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn bei einem Transponder der obengenannten Art die Reflektoren derart orientiert bzw. ausgeführt sind, dass die Oberflachenwellen in Ihrer Aus¬ breitungsrichtung um einen von 180° verschiedenen Winkel um¬ gelenkt werden. Auf diese Weise kann der Storsignalpegel be ^¬ trächtlich reduziert werden.

Indem also die Oberflächenwellen quasi auf verwinkelten Pfa¬ den geführt sind, werden Störsignale aufgrund von Doppel¬ bzw. Mehrfachreflexionen vermieden resp. vom Nutzsignal ab¬ gesondert. Während bei den Reflektoranordnungen gemäss US- Patent 4,737,790 zwischen den im selben akustischen Kanal hintereinander angeordneten Reflektoren Mehrfachreflexionen auftreten können, besteht diese Gefahr nicht, wenn die Re¬ flektoren in einem Winkel zur Ausbreitungsrichtung der Ober¬ flächenwellen stehen. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass gewisse unerwünschterweise angeregte Wellen von den Re¬ flektoren nicht in die für das Nutzsignal vorgesehene Rich¬ tung umgelenkt werden und damit vom "richtigen" Ausbrei¬ tungspfad abkommen. Es leuchtet ein, dass dieser Erfindungs¬ gedanke unabhängig von der weiter oben erwähnten Signalde- tektion/-decodierung einsetzbar ist.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn die Ausbreitungspfade im wesentlichen U-förmig verlaufen. D. h., die Reflektoren sind so angeordnet bzw. ausgerichtet, dass insgesamt eine Signal- umlenkung um 180° erfolgt, ohne dass jedoch der Signalaus¬ breitungspfad auf sich selbst zurückgefaltet wird.

Die Reflektoren können in bezug auf den mindestens einen Transducer so positioniert sein, dass mindestens zwei teil¬ weise überlagerte, jedoch hinsichtlich Länge und/oder Be¬ einflussung der Oberflächenwelle unterschiedliche Ausbrei¬ tungspfade definiert werden. D. h., in einem akustischen Kanal werden zwei oder mehrere Ausbreitungspfade definiert, die allerdings weder auf sich selbst zurückgefaltet noch identisch sind. Die Reflektoren sind dabei vorzugsweise in einem 45°- Winkel zur Achse des Kanals (= Ausbreitungsrich¬ tung) angeordnet (was zu 90°-Reflexionenen führt), wobei zwei spiegelbildlich zueinander ausgerichtete Reflektoren den U-förmigen Ausbreitungspfad erzeugen. Es können auf

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diese Weise jeweils zwei akustische Kanäle gekoppelt werden. Bei dieser Variante lassen sich nicht nur sehr gute Signal- Rausch-Abstände erzielen, sondern die Chipflache wird auch sehr gut ausgenutzt.

Alternativ dazu können zu verschiedenen Transducem gehören¬ de, getrennte akustische Kanäle mit Hilfe von mindestens zwei, um 90° umlenkenden und aufeinander ausgerichteten Re¬ flektoren gekoppelt werden. Dies hat zudem den Vorteil, dass zwischen den Kanälen im Ausbreitungspfad phasen-und/ oder amplitudenmodulierende Elemente vorgesehen werden können. Vorzugsweise sind dabei auch diese Elemente nicht exakt senkrecht zur Ausbreitungsrichtung der Oberflächenwelle aus¬ gerichtet, sondern weichen von dieser Geometrie geringfügig ab.

Der Winkel alpha zwischen der Ausbreitungsrichtung und der durch das streifenformige Element definierten Normalen liegt vorzugsweise zwischen 1° und 10°, insbesondere zwischen 5° und 10°. Dies hat zum Zweck, Storsignale vom Nutzsignal durch "geometrische Selektion" abzutrennen.

Vorzugsweise sind in mindestens einem akustischen Kanal meh¬ rere teildurchlassige Reflektoren hintereinander angeordnet, wobei der Reflexionsgrad der Reflektoren mit zunehmendem Ab¬ stand vom Transducer ansteigt. Die verschiedenen Reflektoren gehören dabei zu teilweise überlappenden aber unterschied¬ lichen Ausbreitungspfaden. Ziel ist es dabei, die Verluste auf den verschiedenen Ausbreitungspfaden grossenordnungs- mässig aufeinander abzustimmen, um allzu starke Pegelunter- schiede der Antwortsignalkomponenten des Transponders zu vermeiden .

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Die Reflektoren können auf z. B. zwei verschiedene Frequen¬ zen abgestimmt sein (durch geeignete Wahl der Periodizität resp. Abstände der einzelnen Reflektorstreifen voneinander). Auf diese Weise lassen sich leichter teiltransparente Re¬ flektoren realisieren.

Ein besonders guter Abgleich ergibt sich dann, wenn die Re- flektivität R. vom i-ten bis zum i+1-ten Reflektor gemäss folgender Formel zunimmt:

(1 - R. )

Die Reflektoren werden z. B. durch periodisch angeordnete Metallstreifen gebildet. Um eine möglichst hohe Reflekti- vität bei möglichst geringer Anzahl Einzelstreifen zu er¬ zielen, eignen sich schwere Metalle wie z. B. Gold oder Platin. Ein einzelner Reflektor sollte in aller Regel weni¬ ger als 50, insbesondere höchstens 20 Metallstreifen (Elek¬ trodenfinger) umfassen. Es ist zu beachten, dass die Reflek¬ toren aus identischen, gleich ässig beabstandeten Metall¬ streifen bestehen, um das Signal teilweise oder ganz zu re¬ flektieren, aber nicht in irgendeiner Art zu verändern (kei¬ ne Filterfunktion).

Eine weitere Massnahme, um Störsignaleinflüsse resp. uner ^¬ wünschte Reflexionen zu unterdrücken besteht darin, dass ausserhalb der definierten Ausbreitungswege (der Nutzsig¬ nale) Absorber plaziert sind. Sie sollen alle vom definier¬ ten Ausbreitungspfad weglaufenden Wellen dämpfen resp. Ein- kopplungen in den Ausbreitungspfad unterdrücken.

Mit Vorteil wird die SAW-Einheit aus 41- oder 64-LiNbO, ge¬ fertigt. Ein solches Substratmaterial zeigt einen sehr star¬ ken piezoelektrischen Effekt, so dass kurze SAW-Pulse schon z. B. mit vier bis zehn Elektrodenpaaren erzeugt und reflek¬ tiert werden können. In der Regel kommt man mit 15 oder we¬ niger Elektrodenpaaren aus.

Der kürzeste Ausbreitungsweg entspricht vorzugsweise minde¬ stens der Hälfte des längsten Ausbreitungsweges.

Um Antwortsignale in N Zeitfenstern mit je n Zeitschlitzen zu erzeugen, sind N akustische Kanäle resp. Ausbreitungswege vorgesehen, deren Längen sich im wesentlichen um ganzzahlige Vielfache einer Elementarlänge unterscheiden. Die Elementar¬ länge entspricht der Wegstrecke, die die Oberflächenwellen innerhalb der Dauer eines Zeitschlitzes zurücklegen. Um wel¬ ches Vielfache die einzelnen Ausbreitungswege sich unter¬ scheiden, hängt von dem implementierten Code ab und stellt daher ein physisches Unterscheidungskriterium der Transpon¬ der dar .

Vorzugsweise sind die Reflektoren durch Metallelektroden aus einem schweren Metall wie z. B. Gold oder Platin gebildet. Dies führt zu einem hohen Reflexionsfaktor der einzelnen Re¬ flektoren. Sollen die Reflektoren dagegen einen Teil der Oberflächenwellen durchlassen, so dass mehrere Reflektoren hintereinander aufgestellt werden können, so soll der Refle- xionsgrad ein gewisses Mass natürlich nicht überschreiten. Entsprechend können auch leichtere Metalle (Aluminium etc.) eingesetzt werden.

Mehrere oder alle Transducer können elektrisch miteinander verbunden sein (in Serie- oder Parallelschaltung).

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Gemäss einer besonders bevorzugten Ausführungsform haben die Transducer in Kanälen mit grossen Weglängen eine grössere Apertur als diejenigen in Kanälen mit kürzeren Weglängen. Auf diese Weise können die durch die grössere Weglänge be¬ dingten Verluste kompensiert werden.

Da insbesondere bei hohen Frequenzen (z. B. 2.45 GHz) ziem¬ lich grosse Verluste in Kauf genommen (resp. durch entspre¬ chend hohe Signalleistung überwunden) werden müssen, kann die SAW-Einheit mit Schutzschichten (gegen Korrosion) abge¬ deckt sein, ohne dass die Durchführbarkeit der Signalisie¬ rung durch die zusätzlichen Verluste in Frage gestellt wird. Als Schutzschicht eignet sich z. B. Si0 ₂ , Photoresist oder Plastikmaterial.

Es versteht sich, dass die erwähnten SAW-Einheiten durch äquivalente Einheiten ersetzt werden können. Zu erwähnen sind die an sich bekannten Anordnungen für die Uebertragung ^• sog. "leaky waves" (gedämpfte Wellen, deren Geschwindigkeit grösser als diejenige von gewöhnlichen Oberflächenwellen ist), STW (= surface transversal waves), SSBW (=surface skimming bulk waves).

Eine Uebersicht über die Implementation von SAW-Elementen gibt der eingangs zitierte Artikel "Propagation of acoustic surface waves in periodic structures".

Bei der Herstellung der erfindungsgemässen SAW-Einheiten kann die Generierung von Transduce und die Erzeugung von codierenden Reflektoren in separaten Prozessen erfolgen. Im Unterschied zu bekannten Codiersystemen ist bei der Erfin¬ dung kein hochpräzises Plazieren der Reflektoren erforder¬ lich. Bei der Herstellung ist es deshalb möglich, den ganzen Reflektor in einer vorgegegenen Codierungsposition mittels

photolithografischer Verfahren zu drucken resp. zu verwirk¬ lichen.

Eine Abfragestation zur Durchführung des Verfahrens zeichnet sich durch eine Decodierschaltung zum Diskriminieren der zeitlichen Verzögerungen der Signalkomponenten des Antwort¬ signals auf der Basis eines vorgegebenen Zeitrasters aus.

Weitere vorteilhafte Ausführungsformen und Merkmalskombina¬ tionen ergeben sich aus der Detailbeschreibung und der Ge¬ samtheit der Patentansprüche.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die zur Erläuterung der Ausführungsbeispiele verwendeten Zeichnungen zeigen:

Fig. 1a, b Zeitdiagramme zur Erläuterung der erfindungsge¬ mässen Codierung;

Fig. 2 ein grobes Blockschaltbild einer Abfragestation und eines Transponders;

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Transponders;

Fig. 4 eine schematische Darstellung einer SAW-Einheit mit tannenbaumartig angeordneten Reflektoren;

Fig. 5 eine schematische Darstellung eines Layouts ei¬ ner SAW-Einheit mit 90°-Reflektoren;

Fig. 6a-c Prinzipdarstellungen verschiedener Ausführungs¬ varianten von schrägen Reflektoren;

Fig. 7 Ausführungsbeispiele mit phasenschiebenden bzw. amplitudenmodulierenden Elementen zwischen ge¬ koppelten akustischen Kanälen.

Wege zur Ausführung der Erfindung

Fig. 1a zeigt schematisch eine mögliche Signalkonstellation (auf der Abszisse ist die Zeit t aufgetragen). Zum Zeitpunkt t = 0 wird ein z. B. pulsförmiges Abfragesignal Q mit einer Trägerfrequenz von z. B. 2.45 GHz ausgesendet. Die Pulsdauer beträgt vorzugsweise weniger als 20 ns (z. B. 5 ns). Ein in Reichweite befindlicher Transponder empfängt das Abfragesig¬ nal Q und wandelt es mit Hilfe einer SAW-Einheit in ein Ant¬ wortsignal um, das im vorliegenden Beispiel fünf Signalkom¬ ponenten R- , ... , R _j . aufweist. Die SAW-Einheit ist dabei so gestaltet, dass bis zum Empfang der ersten Signalkomponente R- ein Zeitintervall T„ verstreicht, das mindestens halb so gross wie das Zeitintervall T. ist, innerhalb dessen die letzte Signalkomponente R-. eintreffen uss. Wie weiter unten noch zu erläutern sein wird, kann auf diese Weise das Nutz¬ signal wirkungsvoll von Störsignalen befreit werden.

Das Zeitintervall T-, = T- - T _fi , dessen Lange für das System (welches in der Regel eine Vielzahl von Transpondem um- fasst) fest vorgegeben ist, ist aufgeteilt in eine Vielzahl (im vorliegenden Beispiel fünf) Zeitfenster S-, ..., S.., die alle gleich gross sind (z. B. 100 ns). Alle Transponder des Systems sind so ausgeführt, dass in jedem der fünf Zeitfen-

ster S- , ... , S ₅ genau eine Signalkomponente R- , ... , R _ς auftritt.

Die Länge des Zeitintervalls T _Q hängt natürlich nicht nur vom Transponder selbst, sondern auch von seinem Abstand zur Abfragestation ab. Allerdings kann die diesbezüglich bestim¬ mende Abfragedistanz durch geeignetes Festlegen der Mindest- und Maximalverzögerung der ersten Antwortsignalkomponente abgegrenzt werden.

Gemäss der Erfindung ist nun die Position einer Signalkompo¬ nente R. , ... , R-. innerhalb des entsprechenden Zeitfensters S ₁ , ... , Sj. von der im Transponder realisierten Codierung abhängig. Die Abfragestation muss daher zur Identifizierung des Transponders die zeitlichen Positionen T, - , ... , T, _j . des Transponders k bestimmen.

Fig. 1b veranschaulicht die Decodierung des Antwortsignals. Alle Zeitfenster S. , ..., S- (das letzte Zeitfenster ist in Fig. 1b nicht mehr dargestellt) sind in eine vorgegebene An¬ zahl von z. B. fünf Zeitschlitzen s,-, ..., s..-, s ₂ - , ..., S _{y e} - i s,., ... etc. einer Dauer von z. B. 20 ns aufgeteilt. (Die Länge eines Zeitfensters S. , ... , S _ς betragt in diesem Fall also 100 ns . ) Nach dem bekannten Prinzip der matched filter-Technik werden die Signalkomponenten R ₁ , ... , R ₅ de- tektiert und dem jeweiligen Zeitschlitz s.., s ₂ - , ^S 2S ' ^s 43 zugeordnet. Die Kombination der Zeitpositionen ergibt den transponderspezifischen Code.

In Fig. 1b sind gestrichelt andere mögliche Positionen von Signalkomponenten angedeutet (Zeitschlitze s..,, ^s 25' ^s 32' s.-, etc. ) . Diese Verteilung der Signalkomponenten wurde na¬ türlich zu einem anderen Code fuhren. Offensichtlich können mit fünf Zeitfenstern zu e fünf Zeitschlitzen 5 = 3125 Co-

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des unterschieden werden. In der Praxis w rd man die Zahl der Fenster erhöhen (bei zehn Fenstern zu fünf Schlitzen stehen bereits 5 10 d. h. ca. 107 Codes zur Verfügung). Je kleiner die Breite eines Schlitzes, desto grösser die Anfor¬ derungen an die Fertigungsgenauigkeit der SAW-Einheit und desto schwieriger die Detektion. Es ist natürlich nicht er¬ forderlich, dass die Antwortsignalkomponenten vollständig innerhalb eines Zeitschlitzes liegen. Es ist durchaus denk¬ bar, dass sie beidseits aus einem Zeitschlitz herauslappen, wobei jedoch dann zumindest der "Energieschwerpunkt" hinrei¬ chend genau lokalisierbar sein muss .

Fig. 2 zeigt ein grobes Blockschaltbild einer Abfragestation 1 und eines Transponders 2. Die z. B. ortsfeste Abfragesta¬ tion 1 sendet ständig Abfragesignale aus und wertet eintref¬ fende Antwortsignale von mobilen, in der Nähe befindlichen Transponde aus. Beim Transponder 2 handelt es sich um ein passives Element mit einer Antenne 10 und einer SAW-Einheit 11. Er ist z. B. als flache Scheibe oder Karte ausgebildet und an dem zu identifizierenden Gegenstand als Markierung (Label) angebracht.

Die Abfragestation verfügt über einen Pulsformer 3, welcher geeignet geformte Pulse einer mittleren Dauer von z. B. 5-10 ns erzeugt. Er steuert den Tragersignalgenerator 4 an, welcher ein frequenzstabilisiertes Signal von z. B. 2.45 GHz erzeugt. Das resultierende Abfragesignal wird mit einem Ver¬ stärker 5 verstärkt und über eine Antenne 6 abgestrahlt.

Nach Verstreichen des Zeitintervalls T _Q (siehe Fig. 1a) trifft das Antwortsignal des Transponders 2 ein. Dieses wird einem Demodulator 7 und dann einer Diskrimmator/Decodier¬ schaltung 8 zugeführt. Der Demodulator 7 demoduliert die Signalkomponenten R _{1 5} (vgl. Fig. 1a), wahrend die

Diskri inator/Decodierschaltung die zeitliche Verzögerung der Signalkomponenten detektiert und entsprechend dem Zeit¬ raster decodiert. Der Code wird z. B. in einem Speicher 9 (welcher z. B. durch einen nicht dargestellten externen Com¬ puter lesbar ist) zwischengespeichert.

Fig. 3 veranschaulicht die Funktion des (k-ten) Transponders 2 anhand seines Blockschaltbildes. Das über die Antenne 10 eingekoppelte Abfragesignal wird auf z. B. fünf Signalkanäle 12.1, ..., 12.5 verteilt, die codespezifische Verzögerungen T, . , ..., T... erzeugen. Ein Summierer 13 fasst die Signale der verschiedenen Signalkanäle 12.1, ..., 12.5 zusammen und führt sie wieder der Antenne 10 zu. Wie die nachfolgenden Ausführungen zeigen, können die verschiedenen Signalkanäle 12.1, ..., 12.5 physikalisch vollständig getrennt oder ört¬ lich teilweise überlappend sein. Wichtig ist, dass unter¬ schiedlich lange Ausbreitungswege existieren und deren Länge so bemessen ist, dass Antwortsignalverzögerungen von der in Fig. 1 gezeigten Art erzeugt werden. Weiter ist zu beachten, dass es weder auf Phasenlage noch Amplitude der einzelnen Signalkomponenten im Antwortsignal ankommt. Mit dem Index k soll ferner verdeutlicht werden, dass die Verzögerungen von Transponder zu Transponder anders sind.

Anstelle von pulsför igen Abfragesignalen können auch sog. chirp-Signale (Signale mit sägezahnförmigem Frequenzverlauf) verwendet werden. Das Antwortsignal besteht dann aus unter¬ schiedlich gegeneinander verschobenen, überlagerten chirp- Signalen. Die Differenzfrequenzen entsprechen den unter¬ schiedlichen Signalverzogerungen. Sie können mit an sich be¬ kannten Filtern extrahiert werden.

Nachfolgend sollen zwei besonders bevorzugte (aber nicht ausschliesslich geeignete) Ausführungen der SAW-Einheit er-

läutert werden.

Fig. 4 zeigt ein Substrat 14 z. B. aus Lithiumniobat. Auf ihm ist eine bevorzugte tannenbaumformige Struktur mit 180°- Reflektoren verwirklicht. (Es können auch Kπstallorientie- rungen resp. -schnitte verwendet werden, die zur Erzeugung bzw. Uebertragung von sog. gedämpften Wellen geeignet sind, wie z. B. 41- oder 64- XY LiNbO^, da die Dampfung aufgrund der Energieverluste bei 2.45 GHz geringer ist als die Damp¬ fung aufgrund der Phononen-Wechselwirkungsmechanismen. Für die sog. quasi-shear leaky waves können die Verhaltnisse ev. noch besser sein. )

Die tannenbaumformige Struktur ist zwischen den Enden einer C-förmigen Antennenmetallisierung 15 angeordnet. Auf einer (in Fig. 4 vertikalen) Mittellinie sind sechs elektrisch parallel geschaltete Transducer 18.1, ..., 18.6 vorgesehen. Sie bestehen in an sich bekannter Weise aus ineinandergrei¬ fenden Fingerelektroden und sind durch Elektrodenstrukturen 16 resp. 17 mit dem einen resp. anderen Ende der Antennen¬ metallisierung 15 verbunden. Jeder Transducer 18.1, ..., 18.6 definiert einen (senkrecht zur Mittellinie stehenden akustischen Kanal 19.1, ..., 19.6. Jeder Transducer 18.1, ..., 18.6 ist durch zwei Reflektoren 20.1, 20.2, 20.3, 20.4, ... , 20.12 flankiert.

Gemäss der Erfindung sind die Reflektoren 20.1, ..., 20.12 so positioniert, dass die jeweilige Oberflachenwelle eine codespezifische Laufzeit vom entsprechenden Transducer zum Reflektor und zurück hat. Dabei hat jeder Reflektor 20.1, ..., 20.12 einen anderen Abstand zum jeweiligen Transducer z. B. 18.1 als irgendein anderer Reflektor zu seinem Trans¬ ducer z. B. 18.2. Zudem sind die Abstände so bemessen, dass in jedes zeitlich vorgegebene Fenster genau eine Laufzeit

fällt. Wie erwähnt, ist die Laufzeit innerhalb des Fensters unterschiedlich für die verschiedenen Reflektoren, da sie einen Teil der Codierung bildet.

Im vorliegenden Beispiel ist der Abstand zwischen dem Trans¬ ducer 18.1 und dem Reflektor 20.1 der kleinste. Er ist so gewählt, dass die Laufzeit der Oberflächenwelle im Bereich von 1.2 μs und 1.3 μs liegt. (Gemäss einer bevorzugten Aus¬ führungsvariante sind z. B. innerhalb des 100 ns-Fensters fünf Positionen möglich. Der Reflektor 20.1 könnte dann z. B. so plaziert sein, dass sich eine Laufzeit von 1.24 μs ergibt. ) Der Reflektor 20.2 liegt im Bereich eines 1.3- 1.4 μs-Abstands (z. B. in einem 1.32 μs-Abstand) zum Trans¬ ducer 18.1. Beim Transducer 18.2 liegt der Reflektor 20.3 (welcher benachbart ist zum Reflektor 20.1 ) in einem Abstand von 1.4-1.5 μs zum Transducer 18.2. Auf der gegenüberliegen¬ den Seite befindet sich der Reflektor 20.4 in einem Abstand von 1.5-1.6 μs zum Transducer 18.2. In diesem Sinn vergrös- sern sich die Abstände zusehends bis zum untersten Kanal 19.6, in welchem der Reflektor 20.11 den Zeitbereich von 2.2-2.3 μs und der Reflektor 20.12 den Zeitbereich von 2.3- 2.4 μs abdeckt. Dies führt hinsichtlich der geometrischen Anordnung der einzelnen Elemente zu einer Tannenbaumstruktur (bei welcher die Transducer 18.1, ..., 18.6 gleichsam den Stamm und die Reflektoren 20.1, ..., 20.12 gleichsam die Aeste des Tannenbaums bilden).

Weiter ist in Fig. 4 gezeigt, dass sich die Apertur der Ka¬ näle 19.1 , ..., 19.6 von den kleinen Laufzeiten im Bereich von 1.2-1.4 μs (Kanal 19.1 ) zu den grosseren Laufzeiten von 2.2-2.4 μs (Kanal 19.6) zunehmend vergrössert. Da einerseits in den Kanälen mit geringer Apertur von den Transducem we¬ niger akustische Energie abgestrahlt wird als in den Kanälen mit grosser Apertur, die zunehmende Lange des Ausbreitungs-

weges andererseits jedoch zu wachsenden Verlusten führt, hat dies zur Folge, dass im Endeffekt die Signalkomponenten des abgestrahlten Antwortsignals energiemässig in der gleichen Grössenordnung liegen.

Die in Fig. 4 vereinfacht dargestellten Transducer 18.1, ..., 18.6 umfassen z. B. zehn Elektrodenfinger. Aehnliches gilt für die Reflektoren 20.1, ..., 20.12, die z. B. 10 bis 15 Elektrodenpaare aufweisen. Werden die Elektroden aus ei¬ nem Metall mit hohem spezifischem Gewicht (z. B. Gold oder Platin) hergestellt, reichen für eine gute Reflektivität be¬ reits weniger Elektrodenpaare aus.

Indem der kleinste Abstand (1.2-1.3 μs) mindestens halb so gross wie der grösste Abstand (2.3-2.4 μs) ist, sind parasi¬ täre Störsignale aufgrund von Doppelreflexionen (sog. round trip-Signale: Transducer 18.1 - Reflektor 20.1 - Reflektor 20.2 - Transducer 18.1 ) zeitlich von den Nutzsignalen ge¬ trennt (d. h. die parasitären Signale folgen erst nach der letzten Nutzsignalkomponente). Ein weiterer Vorteil des ge¬ zeigten Ausführungsbeispiels besteht darin, dass die Aus¬ breitungswege vollständig getrennt sind. Im Unterschied zum Stand der Technik gemäss US-4,737,790 gibt es keine teil¬ transparenten Reflektoren, welche von gewissen Signalen durchquert werden müssen, von anderen aber nicht.

Die wichtigsten Verzögerungsverschiebungen sind diejenigen, die durch Temperaturveränderungen bedingt sind. Beim vorlie¬ genden Beispiel (Substrat aus 64-LιNbO-.) betragen die ge¬ nannten Verzögerungsverschiebungen zwischen erster und letz¬ ter Antwortsignalkomponente ±4 ns . Im Vergleich dazu sind die Alterungseffekte (schätzungsweise bei ±0.1 ns ) und die Geschwindigkeitsunterschiede zwischen den einzelnen Wafern (±0.1 ns) vernachlassigbar klein. Dies zeigt, dass das er-

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findungsgemässe System sozusagen keine Kalibration erfor¬ dert.

Das Verhältnis der Apertur der Kanäle liegt im vorliegenden Beispiel bei W . : W = 1.175 (die Apertur W . ist dem Ka¬ nal mit grosserer Verzögerung zugeordnet als die Apertur W. ). Mit zunehmendem Abstand Transducer zu Reflektor nimmt die Apertur also um nahezu 20% zu.

Eine Abschätzung der Verluste zeigt folgendes:

_K ana _l relative propagation mismatch Summe der beiden Apertur loss in dB loss in dB Verluste in dB

19.1 1 8.4 26.3 34.7

19.2 1 .175 9.8 24.9 34.7

19.3 1 .38 11.2 23.5 34.7

19.4 1 .622 12.6 22.1 34.7

19.5 1 .906 14.0 20.7 34.7

19.6 2 .24 15.6 19.2 34.8

Für 64-LiNbO- und eine Elektrodengeometrieaufteilung ent¬ sprechend der dritten Harmonischen ergibt sich eine Gesamt¬ impedanz in der Grössenordnung von 50 Ohm, wenn die kleinste Apertur im Bereich von 50 lambda (Wellenlange der Oberflä¬ chenwelle) liegt. Die Verluste insgesamt liegen bei schät¬ zungsweise 43 dB (einschliesslich Reflektivitäts-, Wider¬ stands- und Streuungsverluste).

Wird im vorliegenden Beispiel der brauchbare Verzogerungsbe- reich (vgl. Zeitintervall T ₂ in Fig. 1a) von 1.1 μs in elf 100 ns-Intervalle und jedes davon in fünf 20 ns-Zeitschlitze unterteilt, dann betragt die Lange einer sog. Codierposition (= Zeitschlitz) auf 64-LιNbO^ etwas mehr als 47 μm. Die Re-

flektoren sind also möglichst in der Mitte des entsprechen¬ den Codierbereiches zu positionieren. Sie haben eine tat¬ sächliche Länge von z. B. 15 μm. Dies zeigt, dass die Posi¬ tionierung eines Reflektors innerhalb des Codierbereiches kein kritischer Parameter ist und ohne weiteres mit einer (für konventionelle photolithografische Prozesse üblichen) Genauigkeit von ±2 μm erfolgen kann. Daher ist es ferti¬ gungstechnisch ohne weiteres möglich, alle Reflektoren in einem Schritt (d. h. als Ganzes) zu drucken.

Fig. 5 zeigt ein zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel ei¬ nes Chip-Layouts für eine SAW-Emheit. Der wesentliche Un¬ terschied zur Variante gemäss Fig. 4 besteht in der Verwen¬ dung von 90°-Reflektoren.

Auf einer Mittelachse eines Substrats 21 sind sechs Trans¬ ducer 23.1, ..., 23.6 angeordnet. Gemäss einer bevorzugten Ausführungsform sind sie jedoch nicht streng auf der genann- - ten Mittellinie, sondern auf zwei zueinander im Winkel ste¬ henden Linien positioniert. Dies führt zu einer V-förmigen Struktur. Die Transducer 23.1, ..., 23.6 sind in an sich be¬ kannter Weise mit einer Antenne 22 verbunden.

Die sechs Transducer 23.1, ..., 23.6 definieren sechs paral¬ lele akustische Kanäle 24.1, ..., 24.6. In jedem akustischen Kanal 24.1, ..., 24.6 sind vier Reflektoren 25.1, ..., 25.4 resp. 25.5, ..., 25.8 resp. ... 25.21, ..., 25.24 angeord¬ net. Sie stehen jeweils unter einem 45°-Wιnkel zu einer Oberflächenwellenausbreitungsrichtung im jeweiligen Kanal 24.1, ..., 24.6. Im vorliegenden Beispiel sind die Reflekto¬ ren 25.1, ..., 25.24 so ausgerichtet, dass stets zwei bezüg¬ lich der Längsmittelachse spiegelbildlich angeordnete Kanäle 24.1 und 24.6 resp. 24.2 und 24.5 resp. 24.3 und 24.4 mit ^¬ einander gekoppelt werden.

Die vom Transducer 23.1 ausgehenden Oberflächenwellen werden teilweise von den beiden näherliegenden Reflektoren 25.1, 25.2 und im übrigen von den weiter entfernt liegenden Re¬ flektoren 25.3, 25.4 um 90° abgelenkt, von den Reflektoren 25.21, 25.22 resp. 25.23, 25.24 aufgefangen und zum Trans¬ ducer 23.6 gelenkt. Es versteht sich, dass die innenliegen¬ den Reflektoren 25.1, 25.2, ..., 25.21, 25.22 teildurchläs¬ sig sein müssen.

Gemäss der Erfindung sind die Langen der U-formigen Ausbrei¬ tungswege je unterschiedlich so festgelegt, dass sie in zwölf verschiedenen, nicht überlappenden Fenstern entspre¬ chend der gewünschten Codierung liegen.

Auf weitere Einzelheiten (Anzahl Elektroden pro Reflektor, Apertur etc. ) soll an dieser Stelle nicht weiter eingegangen werden. Sie ergeben sich in sinngemasser Anwendung der Er¬ läuterungen zu Fig. 4. Zu beachten ist, dass die Störungen aufgrund von Mehrfachreflexionen (sog. round trip-Signale) sehr viel kleiner sind als bei Ausführungsformen mit 180°- Reflektoren (Fig. 4). Weiter ist zu beachten, dass die Chip- Oberfläche besser als beim Stand der Technik ausgenutzt wer¬ den kann. Insbesondere können die Chips mit gunstigeren Sei¬ tenverhältnissen (quadratnahe Seitenverhältnisse) realisiert werden als bei der Verwendung von 180°-Reflektoren.

Fig. 6a-c zeigt schematisch verschiedene geometrische Aus¬ führungen der Erfindung.

Gemäss Fig. 6a ist ein einziger Transducer 31.1 vorgesehen, der einen akustischen Kanal 33.1 vorgibt. Im akustischen Ka¬ nal 33.1 sind zwei Reflektoren 32.1, 32.2 positioniert, wel¬ che einen U-formigen Ausbreitungspfad 34.1 für die Oberfla¬ chenwellen erzeugen.

Die beiden Reflektoren 32.1, 32.2 werden e durch eine be¬ stimmte Anzahl von gleichmassig beabstandeten, parallelen Metalistreifen bzw. Elektrodenfingern gebildet und zwar so, dass möglichst die gesamte auftreffende Oberflachenwelle re¬ flektiert wird. Die Reflektoren 32.1, 32.2 stehen jeweils im 45°- Winkel zu einer Kanallangsachse (bzw. Ausbreitungsrich¬ tung der vom Transducer 31.1 erzeugten Oberflachenwellen). Sie haben den gleichen Abstand vom Transducer 31.1 und ste¬ hen spiegelsymmetrisch zueinander. Sie nehmen jeweils weni¬ ger als die halbe Breite des akustischen Kanals in Anspruch.

In Fig. 6a sind dem Transducer 31.1 nur gerade zwei Reflek¬ toren 32.1, 32.2 zugeordnet. Um die abgestrahlte akustische Energie möglichst optimal nutzen zu können, sollte entweder der Transducer 31.1 im wesentlichen nur einseitig abstrah¬ len, oder es sollte ein zweites Paar von Reflektoren auf der gegenüberliegenden Seite vorgesehen sein.

Einseitig resp. asymmetrisch abstrahlende Elektrodenstruktu¬ ren sind im Prinzip bekannt.

Fig. 6b zeigt eine Variante mit zwei getrennten Transducem 31.2, 31.3. Sie definieren zwei getrennte akustische Kanäle 33.2, 33.3. In jedem der beiden akustischen Kanäle 33.2, 33.3 sind beidseits des Transducers 31.2 resp. 31.3 Reflek¬ toren 32.3, 32.5 resp. 32.4, und 32.6 vorgesehen. Wird der Transducer 31.2 durch ein elektrisches Signal erregt, dann erzeugt er in diametral entgegengesetzten Richtungen weglau¬ fende Oberflachenwellen, welche von den Reflektoren 32.3 resp. 32.5 um 90° umgelenkt und von den Reflektoren 32.4, resp. 32.6 aufgefangen und ebenfalls um nochmals 90° umge¬ lenkt werden, um schliesslich wieder zum Transducer 31 3 zu gelangen. Es sind dadurch zwei U-formige Ausbrei ungspfade 34.2, 34.3 definiert. Die in den beiden Kanälen 33.2 und

33.3 angeordneten Transducer 31.2 resp. 31.3 und Reflektoren 32.3, 32.5 resp. 32.4, 32.6 sind im wesentlichen spiegel¬ bildlich zueinander.

Zu beachten ist, dass die Ausbreitungspfade 34.2 und 34.3 unterschiedliche Langen haben. Die unterschiedlichen Langen führen zu unterschiedlichen Signallaufzeiten und können als Transpondercodierung detektiert werden. Wie das weiter unten erläuterte Ausfuhrungsbeispiel zeigen wird, können durch Kombinieren einer Vielzahl von Signalausbreitungspfaden na¬ hezu beliebige Informationscodes verwirklicht werden.

Fig. 6c zeigt eine einfache Ausfuhrungsvariante mit teil¬ transparenten Reflektoren. Zwei (im vorliegenden Fall elek¬ trisch in Serie geschaltete) Transducer 31.4, 31.5 definie¬ ren zwei beabstandete akustische Kanäle 33.4 resp. 33.5. In jedem der genannten Kanäle 33.4, 33.5 sind hintereinander zwei Reflektoren 32.7, 32.9, resp. 32.8, 32.10 plaziert. Mit den beiden Reflektoren 32.7 und 32.8 wird ein erster Aus¬ breitungspfad 34.4 und mit den Reflektoren 32.9, 32.10 ein zweiter Ausbreitungspfad 34.5 definiert.

Gemäss einer bevorzugten Ausfuhrungsform sind die Ausbrei¬ tungspfade 34.4, 34.5 teilweise überlagert. Wie aus der Fig. 6c zu erkennen ist, sind die Ueberlagerungen durch die Streckenabschnitte zwischen den Transducem 31.4 resp. 31.5 und den naherliegenden Reflektoren 32.7 resp. 32.8 gebildet.

Es leuchtet ein, dass namentlich die in Fig. 6c gezeigte Ausfuhrungsvariante eine sehr gute Nutzung der benotigten Flache ermöglicht. Anders als bei 180°- Reflektoren ist es zudem möglich, von den aus dem Stand der Technik bekannten sehr langen und schmalen SAW-Chips zu kürzeren dafür breite¬ ren (sog. quadratnahen) überzugehen. Dies hat herstellungs-

technisch den Vorteil, dass der durch lokale Substratdefekte bedingte Ausschuss reduziert werden kann.

Bei der Variante gemäss Fig. 6c können die inneren Reflekto¬ ren 32.7, 32.8 auf eine leicht andere Frequenz abgestimmt werden als die äusseren Reflektoren 32.9, 32.10. Dies dient zur Verwirklichung einer Teiltransparenz. Die Transducer 31.4, 31.5 müssen natürlich beide Frequenzen generieren resp. absorbieren können. Der Frequenzunterschied sollte daher weniger als 5 %, vorzugsweise etwa 1-2 % der Signal¬ frequenz betragen. Bei einer Signalfrequenz von 2,45 GHz würde sich die Differenzfreqυenz im Bereich von ca. 100 MHz bewegen. Der Transducer kommt dann mit ca. 50 Elektrodenfin¬ gern (oder sogar weniger) aus.

Die in den Fig. 6a-c gezeigten Varianten lassen sich natür¬ lich in vielfältiger Weise modifizieren,, erweitern und kom¬ binieren. Dies gilt insbesondere für die Merkmale "einseiti¬ ge/zweiseitige Abstrahlung", "teilüberlagerte/getrennte Aus¬ breitungspfade" .

Zu erwähnen ist weiter, dass die geometrischen Anordnungen der Fig. 6a-c abgewandelt werden können. So brauchen die Transducer nicht auf einer gemeinsamen Mittellinie plaziert zu werden (siehe dazu Fig. 5). Anstelle von 45°- Reflektoren können z. B. je ein 30°- und ein 60°- Reflektor vorgesehen sein. Denkbar ist weiter, dass die akustischen Kanäle nicht zu mehrfach gekoppelten Paaren (wie in Fig. 6c), sondern zu einem kettenartig gekoppelten Verbund ("Serienschaltung") vereinigt werden.

Bei piezoelektrischen Substraten stehen für die Signalaus¬ breitung nur ausgewählte Richtungen zur Verfügung. Welche Richtungen auf welchen Substraten und für welche Wellentypen

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möglich ist, ergibt sich z. B. aus dem eingangs zitierten Artikel von Guljaev und Plesskii.

Aufgrund der fallweise definierten Ausbreitungsrichtungen, die natürlich die zulässigen Orientierungen der akustischen Kanäle vorgeben, wird in vielen Fällen die Parallelität der akustischen Kanäle und möglicherweise auch die Winkelorien¬ tierung der Reflektoren als unabänderbar zu betrachten sein. In jedem Fall ist es nun aber möglich, den Abstand der aku¬ stischen Kanäle nach Belieben festzulegen. Dies eröffnet Möglichkeiten zur Modulation der Oberflächenwelle, wie im folgenden anhand der Fig. 7 zu erläutern sein wird.

Eingezeichnet sind zwei Transducer 35.1, 35.2, deren akusti¬ sche Kanäle einen Mittenabstand Dy haben. Dieser kann unter Berücksichtigung der Abstände der Reflektoren 36.1, ..., 36.6 von den Transducem 35.1, 35.2 in gewünschter Weise festgelegt werden. Es ist klar, dass durch Verändern des Ab- standes Dy die Laufzeitunterschiede der Ausbreitungspfade 39.1, ..., 39.3 nicht geändert werden.

Zwischen den Kanälen 38.1, 38.2 können nun gemäss einer be¬ vorzugten Ausführungsform Phasenschieberelemente 37.1, ... , 37.5 angeordnet sein, um die auf verschiedenen Ausbreitungs¬ pfaden 39.1, ..., 39.3 laufenden Oberflächenwellen in ge¬ zielt unterschiedlicher Weise phasenmässig zu modulieren. Es kann dabei sichergestellt werden, dass jedes Phasenschieber¬ element (37.1 bis 37.3 resp. 37.4 resp. 37.5) nur auf einem ganz bestimmten Ausbreitungspfad wirkt. Dies erleichtert das Chipdesign beträchtlich.

Um Störsignale zu eliminieren, können die streifenförmigen Phasenschieberelemente, z. B. 37.5, um einen kleinen Winkel alpha von z. B. 5-10° aus der "Normalposition" (in welcher

die Normalrichtung des streifenförmigen Phasenschieberele- ents parallel zur lokalen Richtung des Ausbreitungspfades steht - vgl. Phasenschieberelemente 37.1, ..., 37.4) heraus¬ gedreht sein.

Um aus dem Signalweg ausgekoppelte Störsignale unschädlich zu machen, sind z. B. seitlich neben den Reflektoren 36.1, 36.2 Absorber 40.1, 40.2 plaziert. Geeignet sind Strukturen, die die Störwellenenergie zerstreuen resp. vernichten. Selbstverständlich können solche Absorber auch an anderen kritischen Stellen vorgesehen sein.

Eine Amplitudenmodulation lasst sich z. B. dadurch errei¬ chen, dass ein Phasenschieberelement sich z. B. nur über die halbe Apertur des Ausbreitungspfades erstreckt und eine Pha¬ senschiebung von 180° bewirkt. Die nachfolgende Ueberlage- rung der beiden "nebeneinanderlaufenden" Teilwellen führt in diesem Fall zu einer (vollständigen oder partiellen) Signal¬ auslöschung, mithin zu einer Amplitudenmodulation.

Aus den bisherigen Erläuterungen ergibt sich, dass im Rahmen der Erfindung zwei klar unterscheidbare Arten der Transpon¬ dercodierung möglich sind:

1. Eine Codierung der Laufzeiten (durch geeignete Positio¬ nierung der Reflektoren) und

2. eine Codierung durch Einfugen von Phasenschieber- bzw. Amplitudenmodulationselementen.

Selbstverständlich steht auch die Kombination dieser beiden Codierungsarten zur Verfügung.

Im folgenden werden ein paar konkrete Ausfuhrungsbeispiele zur Verdeutlichung der obigen Erläuterungen angeführt.

Die erfindungsgemassen Transponder eignen sich z. B. für ein mit kurzen Abfragepulsen (von z. B. 12 ns ) arbeitendes Ab¬ tast- und Identifikationsverfahren. Auf einem YZ-LιNb03- Substrat werden z. B. IDT-Strukturen (IDT Interdigital Transducer) vorgesehen, welche in jedem (akustischen) Kanal z. B. 10 Fingerelektrodenpaare aufweisen mit einer Apertur von 120 lambda (lambda = Wellenlange der Oberflachenwelle). Dies ergibt eine Strahlungsimpedanz von 50 Ω bei zwei in Serie geschalteten Transducem.

Vorzugsweise wird eine Anfangsverzogerung von etwa 1 μs im¬ plementiert, indem der Mittenabstand Dy zwischen den akusti¬ schen Kanälen entsprechend festgelegt wird (z. B. auf 3,75 mm). Diese Anfangsverzogerung hat bei einer Arbeitsfre¬ quenz von ungefähr 2,5 GHz einen Dampfungsverlust von etwa 7,5 dB zur Folge. Ein grosser Wert für den Abstand Dy ist im übrigen durchaus von Vorteil, da die Plazierung der Phasen¬ schieberelemente erleichtert wird. Die ganze Breite des SAW- Chips betragt etwa 4 mm, die Gesamtlange etwa 8-10 mm.

Bei einem sog. multi-channel-tag (bei welchem die SAW- Ein¬ heit mehrere akustische Kanäle aufweist) wird die elektro¬ magnetisch übertragene Energie des Abfragesignals auf z. B. 16 Kanäle aufgeteilt. Die verwendeten Reflektoren zeichnen sich durch eine möglichst hohe Reflektivitat aus (was da¬ durch erreicht werden kann, dass die Elektrodenfinger aus einem schweren Metall hergestellt sind) Wenn man annimmt, dass die Laufzeitunterschiede zwischen den verschiedenen Signalkanalen (Ausbreitungspfade) durchschnittlich etwa 100 ns betragen, dann hat der letzte Antwortpuls gegenüber dem ersten eine Verzögerung von etwa 1,5 μs und erleidet

dadurch (bei einer Arbeitsfrequenz von ungefähr 2,5 GHz) ei¬ ne Abschwachung von 11 dB. Der letzte Antwortpuls ist also etwa 11 dB schwächer als der erste. Diese Abschwachung ist angesichts eines Gesa tverlusts von 42,5 dB verkraftbar.

Ein weiteres Beispiel stellt ein sog. one-channel-tag dar. Für ein YZ LiNb03- Substrat liegen die Reflexionskoeffizien¬ ten (von Z nach X) für einen einzelnen Streifen bei etwa 2 %. Bei N = 10 Streifen beträgt der Amplitudenreflexions¬ koeffizient des ganzen 90°- Reflektors etwa 0.2. Eine Re¬ flexion an zwei solchen Reflektoren führt auf einen Refle¬ xionskoeffizient von 0.04. D. h., etwa 96 % der Energie der Oberflächenwelle geht durch den Reflektor hindurch. Bei ei¬ ner Signalfrequenz von f _fi = 2,45 GHz ergibt sich ein Pass¬ band von der Grosse 2 x f _n : N = 490 MHz und eine Dauer der Stossantwort von etwa 4 ns . Der reflektierte Puls ist grob gesagt 12 + 4 = 16 ns lang.

Das letzte Echosignal muss durch 2 x 7 Reflektoren hindurch.

14 Sein Energieverlust beträgt 0.96 = 0. 556 (= 2.5 dB). Dazu kommt ein Reflexionskoeffizient von 0.04,2'

Nimmt man wie beim vorgängig angeführten Beispiel eine Ver¬ zögerungszeit des letzten Echos gegenüber dem ersten von 1,5 μs an, dann müssen noch etwa 11 dB Ausbreitungsverluste hinzugerechnet werden. Der Energieverlust des letzten Pulses ist somit 2.5 dB + 11 dB = 13.5 dB höher als derjenige des ersten Pulses. Somit ist der Gesamtverlust des letzten Pul¬ ses etwa 6 + 20 x | log (0.04) | + 7.5 + 11 + 2.5 = 55 dB. Führt man dieselbe Berechnung für 20 Elektrodenfinger für jeden Reflektor durch, so ergibt sich ein Gesamtverlust von etwa 51 dB, allerdings auf Kosten einer höheren Ungleichför- migkeit der Amplitude im Bereich von 17 dB.

Die obigen Berechnungen zeigen, dass der sog. multi-channel- tag hinsichtlich der Verluste vorteilhafter als der one- channel-tag ist, vorausgesetzt, die Dampfungsverluste (attenution loss) sind vernachlassigbar.

Um die Situation zu verbessern, können die Reflektivitaten von einem Reflektor zum nächsten progressiv erhöht werden. Vorzugsweise werden die Reflexionskoeffizienten R in Ab¬ hängigkeit vom Reflexionskoeffizient des vorgelagerten (und von der Oberflachenwelle teilweise zu durchdringenden) Re¬ flektors unter Berücksichtigung der folgenden Gleichung festgelegt :

(1 -

wobei L den Dampfungskoeffizienten zwischen benachbarten Reflektoren bezeichnet. Im weiter oben angeführten Beispiel entspricht L der im Verlauf einer Ausbreitungszeit von 100 ns erlittenen Dampfung: L * 0.84 ( 0.75 dB / 100 ns ) .

In diesem Fall können die Reflexionskoeffizienten und die

Zahl der Elektrodenfinger wie folgt festgelegt werden (in der ersten Spalte sind die Reflektoren durchnumeriert, be¬ ginnend bei dem am nächsten zum Transducer liegenden)-

Positionsnummer des Reflektors R (Energie) Anzahl Elektrodenfinger

1 0.05 11 2 0.063 12 3 0.08 14 4 0.103 16 5 0.137 18 6 0.188 22 7 0.276 26 8 0.454 34

Werden die Reflektoren in dieser Weise ausgebildet, dann liegen die Gesamtverluste in der Grössenordnung von 32 dB + 7.5 dB = 39.5 dB (wobei in der Praxis noch etwa 5 dB dazukommen dürften).

Die Verwendung von 90°- Reflektoren zeichnet sich zusammen¬ fassend durch folgende Vorteile aus:

1. Parasitare Mehrfachreflexionen fehlen praktisch vollstän¬ dig. Einige unerwünschte reflektierte Wellen werden durch die Reflektoren nach aussen weggestreut und erreichen die Transducer nicht. Dies ist eine Eigenschaft von fisch¬ gratartigen Verzögerungslinien. Auch sog. bulkwaves kön¬ nen die Transducer nicht erreichen. Dies im Unterschied zur In-lme-Geometrie gemäss US 4,737,790.

2. Aufgrund der geringen Storsignalanteile können ohne wei¬ teres 16 Reflektoren in einem Kanal angeordnet werden. Die SAW-Einheit kann auf diese Weise in der Querabmessung etwa 4 x kleiner gemacht werden als beim zitierten Stand der Technik.

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3. Der Transducer kann dabei leicht an die erforderliche Im¬ pedanz angepasst werden, wobei keine Energieverluste auf¬ grund der Aufteilung auf verschiedene Kanäle in Kauf ge¬ nommen werden müssen.

4. Die Starke des Reflektors kann geeignet festgelegt resp. gewichtet werden, ohne dass die Gefahr erhöhter parasitä¬ ren Signale auftritt.

5. Bei den erfindungsgemass um 45° geneigten Reflektoren ist die Breite eines einzelnen Elektrodenelements etwa 1,4 Mal grosser als beim 180°- Reflektor. Dies ist deshalb sehr vorteilhaft, weil die Breite dadurch von etwa 0,4 μm auf bessere 0,57 μm zunimmt. (Hersteilungsgenauigkeit ge¬ ringer. )

6. Die Reproduzierbarkeit nimmt aufgrund der geringen Anzahl von Transducem (und des entsprechend geringen Flachenbe¬ darfs) zu. (Die Wahrscheinlichkeit für Defekte ist im we¬ sentlichen proportional zur Flache des Elektrodensy¬ stems. )

7. Ein wichtiger Aspekt ist schliesslich, dass die einzelnen Finger der Reflektoren an den Enden nicht kurzgeschlossen werden müssen (sie sind sogenannt "self-shorted" ) . Die Kurzschlusskontakte wurden zusatzliche Widerstände und Verluste einfuhren.

Wenn auch die Ausfuhrungsbeispiele durchgehend 90°- Reflek- tionen zeigen, beschrankt sich die Erfindung nicht auf die¬ sen Winkelwert. Durch geeignete Wahl des piezoelektrischen Substrats, dessen Kristallorientierung bzw. - Schliffs kön¬ nen auch kleinere oder grössere Umlenkwinkel realisiert wer¬ den .

Zusammenfassend ist festzustellen, dass ein erfmdungsgemäs- ser SAW-Chip leichter und kostengünstiger herzustellen ist und sich für Abfragesysteme unterschiedlicher Codierungsar¬ ten einsetzen lässt.

Selbstverständlich beschrankt sich die Erfindung nicht auf die gezeigten Ausführungsbeispiele . So ist es z. B. nicht zwingend, dass die Reflektoren m regelmassigen Anordnungen (z. B. geraden Linien oder V-Linien) aufgebaut werden. Die Abfolge der Verzögerungszeiten kann im Prinzip beliebig festgelegt werden. Bei einer Abwandlung der Variante gemäss Fig. 5 ist natürlich darauf zu achten, dass sich die Reflek¬ toren von verschiedenen Kanälen nicht in unerwünschter Weise überlappen.

Soweit im Zusammenhang mit der Erfindung von Oberflachenwel¬ len gesprochen wird, soll dies nicht nur die "klassischen" Oberflächenwellen betreffen, sondern auch die sog. leaky waves, die surface transverse waves (STW) die surface skimm- mg bulk waves (SSBW) und ahnliche. Diese Wellen sind als solche bekannt. Zu deren Generierung sind jeweils spezifi¬ sche Kristalloπentierungen resp. Kristallschilffe und Elek¬ trodenanordnungen bzw. -ausrichtungen vorzusehen. In diesem Zusammenhang wird auf den Artikel "Propagation of acoustic surface waves in periodic structures", Yu.V. Gulyaev, V.P. Plesskn, Sov. Phys. Usp. 32(1), January 1989, resp. Ameri¬ can Institute of Physics, 1989, S. 51-74 verwiesen.

Um die Elektroden der SAW-Einheiten vor Verschmutzung und Korrosion zu schützen, kann die Substratoberflache mit einer dielektrischen Schicht (wie z. B. Sι0 ₂ , Photoresist, Pla ^¬ stikmaterial etc. ) abgedeckt werden. Die dadurch bedingte Dämpfung der Oberflachenwellen ist in der Regel unkritisch, wenn mit Substraten mit starken piezoelektrischen Effekten

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gearbeitet wird.

Zum Auslesen des Codes der SAW-Einheit eignet sich jedes Signalisierungsverfahren, das die Laufzeitunterschiede, sei es direkt oder via Differenzfrequenzen auflösen kann.

Zusammenfassend ist festzuhalten, dass durch die Erfindung ein Verfahren und Mittel zur Durchführung des Verfahrens ge¬ schaffen worden sind, die eine reduzierte Empfindlichkeit gegenüber Störungen, Temperatureinflüssen und Fertigungsun- genauigkeiten aufweisen.