Derartige integrierte Oszillator-Schaltkreise, welche nach dem Relaxationsprinzip arbeiten, sind beispielsweise in dem Aufsatz"A 1.2-m CMOS Current-Controlled Oscillator", Micha- el P. Flynn, IEEE Journal of Solid-State Circuits, VOL. 27, No. 7, July 1992, S. 982 ff. angegeben. Dabei ist als La- dungsspeicher ein Kondensator vorgesehen, über dem sich durch Auf-und Entladen desselben eine Dreiecksspannung einstellt.

Ein dem Oberbegriff entsprechender Oszillator-Schaltkreis ist auch in dem Aufsatz"A novel low voltage low power oscillator as a capacitive sensor interface for portable applications", Guiseppe Ferri, Sensors and Actuators 76 (1999) S. 437-441, beschrieben.

Das diesen Oszillatoren zugrundeliegende Prinzip eines Univi- brators ist in Tietze, Schenk : Halbleiterschaltungstechnik, 10. Auflage, Springer-Verlag, Seite 189, Abbildung 8.54 ange- geben.

Die beschriebenen Oszillatoren haben den Nachteil, daS ihr Chipflachenbedarf hoch ist, da hochohmige Widerstände zur Realisierung der Oszillator-Schaltungen benötigt werden. Wei- terhin weisen die beschriebenen Oszillatoren einen verhält- nismäßig hohen Strombedarf auf, der sich aus der Begrenzung

der Chipfläche der erforderlichen Widerstände sowie aus dem Strombedarf für die Erzeugung von Referenzspannungen, Refe- renzströmen sowie Komparatorströmen ergibt. Der verhältnismä- ßig hohe Strombedarf der beschriebenen Oszillator-Schaltungen ist dadurch bedingt, daß neben dem zum Aufladen der Integra- tionskapazität erforderlichen Stromzweig viele weitere Strom- zweige bestehen.

Um einen Standby-Modus für einen integrierten Schaltkreis zu realisieren, bei dem der Schaltkreis nach einer vorgebbaren Zeit in einem Normal-Modus zurückschaltet, ist es erforder- lich, einen ständigen Betrieb eines internen Oszillators auf- recht zu erhalten. An diesen werden Forderungen nach niedri- ger Stromaufnahme und geringer Betriebsspannung sowie der Un- abhängigkeit von Betriebsspannungsschwankungen, Temperatur- schwankungen sowie Technologie-Streuungen gestellt werden.

Zudem soll ein Oszillator wenig Chipfläche verbrauchen sowie kostengünstig herstellbar sein.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen gattungsge- mäßen Oszillator-Schaltkreis derart weiterzubilden, daß die- ser einen geringen Chipflächenbedarf sowie eine geringe Stromaufnahme aufweist, für kleine Betriebsspannungen geeig- net und unabhängig von Schwankungen der Betriebsspannung aus- gelegt ist.

Die Erfindung wird bei einem eingangs angegebenen Oszillator- Schaltkreis gelöst, bei dem der Komparator und die untere und obere Komparatorschwelle in einem gemeinsamen Strompfad ge- bildet sind.

Die Realisierung der Komparatorfunktion sowie der oberen und unteren Komparatorschwelle in einem gemeinsamen Strompfad hat insbesondere den Vorteil, daß der Oszillator-Schaltkreis ei- nen geringen Strombedarf hat.

In einer vorteilhaften Weiterbildung der vorliegenden Erfin- dung ist der Ladungsspeicher als Gateoxid-Kapazität ausgebil- det. Eine Gateoxid-Kapazität weist einen besonders geringen Chipflächenbedarf auf.

In einer weiteren, vorteilhaften Ausführungsform der vorlie- genden Erfindung ist die für den Ladungsspeicher erforderli- che Vorspannung in dem gemeinsamen Strompfad erzeugbar. Dies führt zu einer weiteren Reduzierung der Stromaufnahme des Os- zillator-Schaltkreises.

In einer weiteren, vorteilhaften Ausführungsform der vorlie- genden Erfindung weist der gemeinsame Strompfad einen MOS- Transistor auf, dessen GateanschluS mit dem Ladungsspeicher, dessen DrainanschluS mit einem Versorgungspotential und des- sen Sourceanschluß mit einem ersten Widerstand verbunden ist, welcher an ein Bezugspotential angeschlossen ist, wobei über dem ersten Widerstand eine Differenzspannung abfällt, welche aus der Differenz von unterer und oberer Komparatorschwelle gebildet ist. Da im gemeinsamen Stromzweig zwischen Versor- gungspotential und Bezugspotential lediglich eine Schwell- spannung eines MOS-Transistors in Reihe geschaltet ist, ist die beschriebene Schaltungsanordnung für besonders geringe Betriebsspannungen geeignet. Wenn anstelle des MOS- Transistors ein Bipolartransistor als Komparator Verwendung findet, so ist lediglich eine Basis-Emitterspannung zwischen Versorgungspotential und Bezugspotential in Reihe geschaltet.

Wenn eine Gateoxid-Kapazität als Ladungsspeicher Verwendung findet, so kann der als Komparator verwendete MOS-Transistor zugleich zur Erzeugung genau der erforderlichen Vorspannung für die Gateoxid-Kapazität eingesetzt sein.

In einer weiteren, vorteilhaften Ausführungsform der vorlie- genden Erfindung ist zur Erzeugung einer Referenzspannung ein Bandgap-Referenzkreis vorgesehen. Bandgap-Referenzkreise zeichnen sich dadurch aus, daß eine besonders toleranzarme und stabile Referenzspannung erzeugbar ist.

In einer weiteren, vorteilhaften Ausführungsform der vorlie- genden Erfindung ist ein Stromspiegel vorgesehen, welcher ei- nerseits mit dem Bandgap-Referenzkreis und andererseits mit dem ersten Widerstand verbunden ist. Mittels des Stromspie- gels kann die vom Bandgap-Referenzkreis erzeugbare Referenz- spannung über den ersten Widerstand gespiegelt werden, so daß die über dem ersten Widerstand abfallende Schwellendifferenz- Spannung proportional zur Referenzspannung ist. Hierdurch ist es möglich, besonders präzise Komparatorschwellen einzustel- len.

Wenn zur Realisierung des Stromspiegels Bipolar-Transistoren verwendet werden, so kann das Spiegelverhältnis mit dem Flä- chenverhältnis der Transistoren eingestellt sein. Wenn an- stelle der Bipolar-Transistoren MOS-Transistoren verwendet werden, so kann das Transistorspiegelverhältnis mittels des Kanalweiten-zu Kanallängen-Verhältnisses der Transistoren eingestellt werden. Die mittels des Bandgap-Kreises erzeugba- re Differenzspannung über den ersten Widerstand ist sowohl technologie-als auch betriebsspannungsunabhängig.

In einer weiteren, vorteilhaften Ausführungsform der vorlie- genden Erfindung ist ein erster Schalter zum Umschalten zwi- schen unterer und oberer Komparatorschwelle vorgesehen. Der erste Schalter kann als Transistorschalter ausgeführt sein, dessen Laststrecke parallel zum ersten Widerstand, über dem die Differenzspannung abfällt, angeordnet ist. Der Eingang des ersten Schalters kann mit einem Ausgang des Komparators verbunden sein.

In einer weiteren, vorteilhaften Ausführungsform der vorlie- genden Erfindung ist ein zweiter Schalter zum Ein-und Aus- schalten der Aufintegrations-Stromquelle und ein dritter Schalter zum Ein-und Ausschalten der Abintegrations-Strom- quelle vorgesehen. Zweiter und dritter Schalter können als MOS-Transistorschalter ausgebildet sein. Zweiter und dritter

Schalter können bei unsymmetrischer Dimensionierung der Strö- me durch Auf-und Abintegrationsquelle entfallen.

In einer weiteren, vorteilhaften Ausführungsform der vorlie- genden Erfindung ist zumindest ein Verstärker ausgangsseitig an den Komparator angeschlossen. Der Verstärker kann ein in- vertierender Verstärker sein. Der Ausgang des invertierenden Verstärkers kann an den Eingang des ersten Schalters ange- schlossen sein. Der Ausgang des ersten Verstärkers kann an die Steuereingänge von zweitem und drittem Schalter ange- schlossen sein.

Die Gateoxid-Kapazität kann den gleichen, vertikalen Aufbau wie der als Komparator eingesetzte MOS-Transistor aufweisen.

Die Oszillatorfrequenz des beschriebenen Oszillator-Schalt- kreises berechnet sich aus dem doppelten Produkt von Wider- standswert des ersten Widerstands und Kapazitätswert des La- dungsspeichers.

Über dem Ladungsspeicher bildet sich durch das integrierende Verhalten eine Dreieckspannung.

Zur weiteren Stromreduzierung kann ein zusätzlicher Schalter vorgesehen sein, dessen Steueranschluß mit dem Steueranschluß des ersten Schalters verbunden ist.

Weitere Einzelheiten der Erfindung sind in den Unteransprü- chen angegeben.

Die Erfindung wird nachfolgend an einem Ausführungsbeispiel anhand der Zeichnung näher erläutert.

Es zeigt : Die Figur eine beispielhafte Ausführungsform der Erfindung anhand eines Schaltbilds.

Die Figur zeigt einen Ladungsspeicher C, welcher zum einen mit einem Bezugspotential GND und zum anderen mit einem Kno- ten K verbunden ist. An den Knoten K ist einerseits der Steu- ereingang, in diesem Fall der Gateanschluß, eines Komparators TC angeschlossen, zum anderen eine als MOS-Transistor ausge- bildete Aufintegrations-Stromquelle T2 sowie eine als Bipo- lar-Transistor ausgebildete Abintegrations-Stromquelle T7.

Die Stromquellen sind dabei jeweils über Schalttransistoren TS2, TS3 mit dem Knoten K beziehungsweise der Kapazität C verbunden. Die zum Schalten der Stromquellen vorgesehenen Schalter TS2, TS3 sind als MOS-Transistoren ausgebildet, wo- bei je ein Lastanschluß einer Stromquelle mit einem Lastan- schluß des zweiten und dritten Schalters verbunden ist. Die Lastanschlüsse des den Komparator bildenden MOS-Transistors TC sind einerseits über einen ersten Widerstand R1 mit dem Bezugspotential GND und zum anderen an einem ersten Inverter IV1 angeschlossen. Zur Erzeugung einer Referenzspannung ist ein Bandgap-Refe-renzkreis T3, T4, T5, T6, R2 vorgesehen.

Dieser weist zwei MOS-Transistoren T3, T4 sowie zwei Bipolar- Transistoren T5, T6 auf. Die Steueranschlüsse der MOS-sowie der Bipolar-Transistoren sind jeweils miteinander verbunden.

Je ein Last-anschluß eines Bipolar-Transistors ist mit je ei- nem Lastanschluß eines MOS-Transistors T3, T4 verbunden. Je einer der beiden MOS-sowie der beiden Bipolar-Transistoren des Bandgap-Referenzkreises weist einen mit einem seiner Lastanschlüsse verbundenen Steueranschluß auf. Aus Gründen der Eignung für geringe Versorgungsspannungen ist dabei zwi- schen Bezugs-und Versorgungspotential nur maximal eine Schwellspannung beziehungsweise eine Basis-Emitterspannung in Serie geschaltet. Der Bandgap-Referenzkreis erzeugt über dem zweiten Widerstand R2 eine Referenzspannung UR, welche eine PTAT (Proportional To Absolute Temperature)-Spannung ist und einige zehn Millivolt beträgt. Mittels eines Stromspiegels T1, T3 wird diese PTAT-Referenzspannung UR derart gespiegelt, daß eine zur Referenzspannung UR proportionale Differenzspan- nung über dem ersten Widerstand R1, welche an den MOS-

Transistor TC angeschlossen ist, abfällt. Diese Differenz- spannung ist die Differenz aus unterer und oberer Komparator- schwellen-Spannung US1, US2. Die untere Komparatorschwelle berechnet sich dabei aus der Summe von Schwellspannung des Transistors TC und effektiver Gate-Source-Spannung des MOS- Transistors TC. Die obere Komparatorschwellen-Spannung US2 berechnet sich aus der Summe von unterer Komparatorschwellen- Spannung US1 und der Spannung über dem ersten Widerstand R1.

An den Ausgang des MOS-Transistors TC sind über drei Inverter IV1, IV2, IV3 die Steuereingänge von zweitem und drittem Schalter TS2, TS3 angeschlossen, welche die Stromquellen T2, T7 ein-und ausschalten. Die Abwärts-Integration auf der Ga- teoxid-Kapazitat C erfolgt nach Erreichen der oberen Kompara- torschwelle US2, die Aufwärts-Integration auf der Gateoxid- Kapazität C erfolgt nach Erreichen der unteren Komparator- schwelle US1. Die Stromquellen T2, T7 laden die Gateoxid-Ka- pazität C mit konstantem Strom auf, so daß sich über der Ga- teoxid-Kapazität C eine Dreiecksspannung bildet. Die Frequenz dieser Oszillator-Dreiecksspannung beträgt 2'Rl-G, mit R1 = Widerstandswert des ersten Widerstands R1 und C = Kapazi- tätswert der Gateoxid-Kapazität C. Zur Kompensation ferti- gungsbedingter Toleranzen sowie Temperatureffekte ist die Ga- teoxid-Kapazität C vertikal wie Transistor TC aufgebaut.

Die Stromquellen T2, T7 sind, um einen referenzierten Strom zu erhalten, mit ihren Steueranschlüssen jeweils an den Band- gap-Referenzkreis angeschlossen. Der zum Umschalten zwischen oberer und unterer Komparatorschwelle US2, US1 dem ersten Wi- derstand R1 parallel geschaltete erste Schalter TS1 ist mit seinem Steueranschluß zum einen an den Ausgang des dritten Inverters IV3 und zum anderen an den Steuereingang eines vierten Schalters TS4 angeschlossen. Der als MOS-Transistor ausgebildete vierte Schalter TS4 dient dazu, den Basisstrom der beiden Bipolar-Transistoren T5, T6 im Bandgap- Referenzkreis zu verringern. An den Ausgang des dritten In- verters IV3 ist ein vierter Inverter IV4 angeschlossen, an

dessen Ausgang A ein verstärktes Signal mit der Oszillator- frequenz abgreifbar ist.

In einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfin- dung können die Bipolar-Transistoren T5, T6 des Bandgap- Referenzkreises sowie die Abintegrations-Stromquelle T7 durch MOS-Transistoren, welche in Weak-Inversion betrieben sind, ersetzt werden.

Die Transistor-Schalter TS1, TS2, TS3, TS4 können auch durch andere Schalter gebildet sein.

Neben dem beschriebenen Ein-und Ausschalten der Stromquellen T2, T7 im Drain-beziehungsweise Kollektor-Zweig der Strom- quellen können zweiter und dritter Schalter TS2, TS3 im Sou- ce-beziehungsweise im Emitter-Zweig der Stromquellen T2, T7 angeordnet sein.

Der erste Schalter TS1 schaltet die über erstem Widerstand R1 abfallende Schwellendifferenzspannung in jeder zweiten Halb- taktphase kurz.

Anstelle der Verstärkerstufen IV1 bis IV4 können digitale Gatter vorgesehen sein.

Die für den Betrieb der Gateoxid-Kapazität C erforderliche Vorspannung ist gleich der Summe aus Schwellspannung und ef- fektiver Gatespannung des MOS-Transistors TC. Hierdurch ist diese von Technologie-und Temperaturparametern unabhängig und kann in einfacher Weise an die jeweils erforderliche Vor- spannung der als Integrationskapazität eingesetzten Gateoxid- Kapazität angepaßt werden.

Der aus Stromspiegel-Transistor T1, MOS-Transistor TC und er- stem Widerstand R1 gebildete, gemeinsame Stromzweig dient zu- gleich zur Realisierung der Komparatorschwellen-Bildung, zur Realisierung der Komparatorfunktion selbst sowie zur Erzeu-

gung einer für die Gateoxid-Kapazität C erforderlichen Vor- spannung. Der Transistor TC bildet zugleich den Kompara- toreingang und die Vorspannungserzeugung. Da die Komparator- schwellspannungsdifferenz, welche über dem ersten Widerstand R1 abfällt, durch Spiegelung aus der über dem zweiten Wider- stand R2 abfallenden, im Bandgap-Referenzkreis gebildeten Re- ferenzspannung UR abgeleitet ist, ist die über dem ersten Wi- derstand R1 abfallende Komparatorschwellendifferenzspannung unabhängig von Technologie-Parameterschwankungen, unabhängig von Schwankungen der Betriebsspannung beziehungsweise des Versorgungspotentials VS und kann mit einem determinierten Temperaturverlauf erzeugt werden. Abgesehen von der Abhängig- keit der Oszillatorfrequenz von erstem Widerstand und Kapazi- tät C gehen keine weiteren Technologieparameter in die Oszil- latorfrequenz ein.

Der Temperaturkoeffizient der Oszillatorfrequenz kann durch entsprechende Reihen-und Parallelschaltung von Widerständen mit unterschiedlichen Temperaturkoeffizienten jeweils für er- sten Widerstand R1 und zweiten Widerstand R2 eingestellt wer- den. Dabei kann der verhältnismäßig kleine Temperaturkoeffi- zient der Gateoxid-Kapazität C vernachlässigt oder miteinbe- zogen werden.

Die Schaltung gemäß der Figur weist in keinem Stromzweig zwi- schen Versorgungs-und Bezugspotentialen VS, GND mehr als ei- ne Schwellspannung eines MOS-Transistors oder Basis-Emitter- Spannung eines Bipolartransistors in Serie auf. Hierdurch ist die beschriebene Schaltung für sehr geringe Versorgungsspan- nungen geeignet. Der beschriebene, gemeinsame Stromzweig für Komparator, Komparatorschwellen und Vorspannung führt zu ei- ner sehr geringen Stromaufnahme des beschriebenen Oszilla- tors, so daß dieser für einen Standby-Betrieb geeignet ist.

Zudem weist die beschriebene Oszillator-Schaltung einen ge- ringen Chipflächenbedarf auf.

Die beschriebene Anordnung mit zwei Bandgap-Referenzkreisen ermöglicht die Erzeugung kleiner, sehr genauer Ströme mit ge- ringem Chipflächenbedarf. Über dem zweiten Widerstand R2 wird eine Spannung erzeugt, die lediglich einige zehn Millivolt beträgt, dabei aber sehr genau ist. Die über R2 abfallende Spannung ist weitgehend unabhängig von Fertigungs-und Tech- nologieparametern sowie bezüglich ihres Temperaturverhaltens exakt determiniert.