Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Leistungsfaktorkorrektur.

Schaltungen zur Leistungsfaktorkorrektur (englisch: power factor correction oder power factor compensation, abgekürzt PFC) dienen dazu, einen Leistungsfaktor, der durch bei nichtlinearen Schaltungen entstehende Oberwellen des Eingangsstroms verringert ist, wieder zu erhöhen, um dadurch die Belastung des Stromnetzes zu verringern.

Solche Schaltungen kommen beispielsweise bei dimmbaren LED-Leuchten zum Einsatz, und, generell, bei SMPS (switch-mode power supply) Schaltnetzteilen.

Schaltungen zur Leistungsfaktorkorrektur, im Allgemeinen auch als Leistungsfaktorkorrekturfilter bezeichnet, sind beispielsweise als ASIC erhältlich.

Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung zur Leistungsfaktorkorrektur bereitzustellen, die einfach an einen veränderten, insbesondere erhöhten, Leistungsbedarf angepasst werden kann.

Die Aufgabe wird gelöst durch die Gegenstände der unabhängigen Ansprüche. Weiterbildungen der Erfindung sind jeweils in den Unteransprüchen angegeben. Dabei können die Gegenstände eines unabhängigen Anspruchs auch durch Merkmale der Unteransprüche eines anderen unabhängigen Anspruchs weitergebildet sein.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung dient zur Leistungsfaktorkorrektur. Sie umfasst eine Steuereinheit, einen ersten Strang, der mit einem ersten Steuerausgang der Steuereinheit verbunden ist, und zumindest einen weiteren Strang, der mit einem weiteren Steuerausgang der Steuereinheit verbunden ist. Jeder der Stränge enthält ein Leistungsfaktorkorrekturglied. Jedes der Leistungsfaktorkorrekturglieder weist einen Leistungseingang und einen Leistungsausgang auf. Die Leistungseingänge der Leistungsfaktorkorrekturglieder sind mit einem gemeinsamen Leistungseingang verbunden. Die Leistungsausgänge der Leistungsfaktorkorrekturglieder sind mit einem gemeinsamen Leistungsausgang verbunden. Die Steuereinheit ist dazu eingerichtet, über die Steuerausgänge Schaltsignale dergestalt an die Stränge auszugeben, dass der erste Strang unabhängig vom Betrieb des zumindest einen weiteren Strangs als Master-Strang angesteuert wird und der zumindest eine weitere Strang abhängig vom Betrieb des ersten Strangs als Slave-Strang angesteuert wird.

Ansteuerung als Slave-Strang bedeutet dabei, dass der Betrieb des entsprechenden Strangs nicht unabhängig von dem Betrieb des Master-Strangs erfolgt, sondern in irgendeiner Weise davon beeinflusst ist, beispielsweise durch Einstellen einer bestimmten Phasenbeziehung zu dem Betrieb des Master-Strangs oder durch Einstellen einer bestimmten Zeitdauer oder Amplitude abhängig von der Zeitdauer oder Amplitude des Phasenstrangs.

Eine solche Schaltungsanordnung, die modular aus zwei oder mehr Strängen aufgebaut ist, kann beispielsweise einfach an einen veränderten, insbesondere an einen erhöhten Leistungsbedarf angepasst werden.

In einer vorteilhaften Weiterbildung ist die Steuereinheit als Mikrocontroller gebildet. Dadurch kann beispielsweise die Steuereinheit flexibel, beispielsweise durch Ändern der Firmware, an geänderte Anforderungen angepasst werden.

In einer vorteilhaften Weiterbildung enthält jeder Strang ferner einen Gleichspannungswandler zum Umwandeln des Pegels des jeweiligen von der Steuereinheit ausgegebenen Schaltsignals auf einen zum Schalten des jeweiligen Leistungsfaktorkorrekturglieds geeigneten Pegel. Dadurch kann beispielsweise die Schaltungsanordnung flexibel an verschiedene Ausführungen von Leistungsfaktorkorrekturgliedern angepasst werden

In einer vorteilhaften Weiterbildung enthält das Leistungsfaktorkorrekturglied eine Drosselspule und eine Leistungsdiode, die in Serie zwischen einen Leistungseingang und einen Leistungsausgang geschaltet sind, und ein Schaltelement, das zwischen einen Verbindungspunkt zwischen der Drosselspule und der Leistungsdiode und Masse geschaltet ist. Dadurch kann beispielsweise eine gegenüber der Eingangsspannung erhöhte Ausgangsspannung verwirklicht werden In einer vorteilhaften Weiterbildung enthält das Leistungsfaktorkorrekturglied ferner eine Messvorrichtung zum Erfassen eines Zeitpunkts, an dem ein durch die Drosselspule fließender Drosselstrom nahezu auf null abgeklungen ist, und zum Ausgeben eines Messignals zu diesem Zeitpunkt, wobei die Messvorrichtung vorzugsweise dazu eingerichtet ist, das Ausgeben des Messignals so weit zu verzögern, dass ein spannungsloses Schalten des Schaltelements in dem jeweiligen Leistungsfaktorkorrekturglied erfolgt. Ferner kann die Steuereinheit einen Triggereingang zum Empfangen des Messignals eines Strangs enthalten und eingerichtet sein zum Triggern des Schaltsignals an den jeweiligen Strang als Reaktion auf das empfangene Messignal. Dadurch kann beispielsweise ein Transition- Modus verwirklicht werden, bei dem eine Lade- und Entladephase der Drosselspule jeweils ohne Pause aufeinanderfolgen, wobei das Schaltelement vorzugsweise durch das spannungslose Schalten geschont wird.

In einer vorteilhaften Weiterbildung enthält der zumindest eine Slave-Strang ferner einen Phasendetektor zum Detektieren eines Phasenunterschieds zwischen dem an den Master-Strang ausgegebenen Schaltsignal und dem an den Slave-Strang ausgegebenen Schaltsignal und zum Ausgeben eines dem Phasenunterschied entsprechenden Phasensignals. Ferner kann die Steuereinheit einen Phasensignaleingang zum Empfangen des Phasensignals des entsprechenden Strangs enthalten. Dadurch kann beispielsweise eine Regelung der Phasenverschiebung zwischen dem Master-Strang und dem Slave-Strang verwirklicht werden.

In einer vorteilhaften Weiterbildung enthält die Schaltungsanordnung zusätzlich einen oder mehrere weitere Stränge, wobei jeder der weiteren Stränge ein Leistungsfaktorkorrekturglied enthält und mit einem ihm zugeordneten Ausgang der Steuereinheit verbunden ist, die Leistungseingänge der weiteren Leistungsfaktorkorrekturglieder mit dem gemeinsamen Leistungseingang verbunden sind, die Leistungsausgänge der weiteren Leistungsfaktorkorrekturglieder mit dem gemeinsamen Leistungsausgang verbunden sind und die Steuereinheit dazu eingerichtet ist, jeden der weiteren Stränge als Slave-Strang anzusteuern. Dadurch kann beispielsweise die Schaltungsanordnung flexibel an erhöhte Leistungen angepasst werden. In einer vorteilhaften Weiterbildung ist die Steuereinheit dazu eingerichtet, die Schaltsignale der Slave-Stränge jeweils zeitverschoben gegenüber einem Zeitverlauf des Schaltsignals des Master-Strangs auszugeben mit einer Zeitverschiebung, die ein ganzzahliges Vielfaches der durch die Gesamtzahl der Stränge geteilten Periodendauer des Schaltsignals des Master-Strangs ist. Dadurch kann beispielsweise ein geringer Rippelstrom verwirklicht werden.

In einer vorteilhaften Weiterbildung ist die Steuereinheit dazu eingerichtet, den Master-Strang und den zumindest einen Slave-Strang in einem Transition-Modus zu betreiben. Dadurch kann beispielsweise ein symmetrischer Betrieb der Stränge verwirklicht werden.

In einer vorteilhaften Weiterbildung ist die Steuereinheit dazu eingerichtet, die Einschaltdauer des zumindest einen Slave-Strangs abhängig von einer erfassten Phasenverschiebung gegenüber der Einschaltdauer des Schaltsignals des Master- Strangs zu verlängern oder zu verkürzen. Dadurch kann beispielsweise ein Stellglied für die Regelung der Phasenverschiebung verwirklicht werden.

In einer vorteilhaften Weiterbildung ist die Steuereinheit dazu eingerichtet, den Master-Strang in einem Transition-Modus zu betreiben und den zumindest einen Slave-Strang in einem Discontinuous-Modus zu betreiben. Dadurch kann beispielsweise ein Betrieb der Schaltungsanordnung verwirklicht werden, für den ein geringerer Schaltungsaufwand erforderlich ist als für den Transition-Modus.

In einer vorteilhaften Weiterbildung ist die Steuereinheit dazu eingerichtet, die Einschaltdauer des zumindest einen Slave-Strangs gegenüber der Einschaltdauer des Schaltsignals des Master-Strangs zu verkürzen, wobei die Steuereinheit vorzugsweise dazu eingerichtet ist, die Einschaltdauer des zumindest einen Slave-Strangs so einzustellen, dass ein spannungsloses Schalten des Schaltelements in dem jeweiligen Leistungsfaktorkorrekturglied erfolgt. Dadurch kann beispielsweise eine verkürzte Lade- und Entladephase der Drosselspule und damit eine Pause zwischen ihnen verwirklicht werden, wobei das Schaltelement vorzugsweise durch das spannungslose Schalten geschont wird. Das erfindungsgemäße Verfahren dient zur Leistungsfaktorkorrektur unter Verwendung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Dabei gibt die Steuereinheit die Schaltsignale dergestalt an die Stränge aus, dass der erste Strang unabhängig vom Betrieb des zumindest einen weiteren Strangs als Master-Strang angesteuert wird und der zumindest eine weitere Strang abhängig vom Betrieb des ersten Strangs als Slave-Strang angesteuert werden. Durch das erfindungsgemäße Verfahren lassen sich beispielsweise die gleichen Wirkungen erzielen wie durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung.

Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung eines Ausführungsbeispiels anhand der beigefügten Zeichnungen.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Leistungsfaktorkorrektur gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

Fig. 2 zeigt ein vereinfachtes schematisches Schaltbild eines in der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung enthalten Leistungsfaktorkorrekturglieds.

Fig. 3 zeigt ein Zeitdiagramm von Signalen beim Betreiben der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung in einer ersten Betriebsart.

Fig. 4 zeigt ein Diagramm der Abhängigkeit einer Periodendauer und einer Ausschaltdauer von in Fig. 3 gezeigten Schaltsignalen von der Zeit.

Fig. 5 zeigt ein Diagramm der Abhängigkeit einer Schaltfrequenz von in Fig. 3 gezeigten Schaltsignalen von der Zeit.

Fig. 6 zeigt ein Zeitdiagramm eines Drosselstroms mit veränderter Einschaltdauer.

Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild eines Funktionsblocks zum Einstellen einer veränderten Einschaltdauer in Abhängigkeit von einer erfassten Phasenverschiebung. Fig. 8 zeigt ein Zeitdiagramm von Signalen beim Betreiben der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung in einer zweiten Betriebsart.

Im Folgenden wird mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen eine Schaltungsanordnung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung 1. Sie enthält einen EMV- Netzfilter 2 zur Dämpfung der Schaltstörungen und einen Brückengleichrichter 3 zum Zweiweggleichrichten des transformierten Wechselstroms.

Zur Leistungsfaktorkorrektur umfasst die Schaltungsanordnung 1 einen ersten Strang 10, einen zweiten Strang 20, einen dritten Strang 30 und eine Steuereinheit 100, die zum Ansteuern der drei Stränge 10, 20, 30 dient. Die Steuereinheit 100 kann beispielsweise durch einen Mikrocontroller verwirklicht sein, dessen Funktionsweise durch eine dedizierte Firmware festgelegt ist.

Die Steuereinheit 100 enthält drei Funktionsblöcke 110, 120, 130, von denen jeder einen Steuerausgang 111 , 121 , 131 zum Ausgeben eines Steuersignals S1 , S2, S3 an den jeweils zugeordneten Strang 10, 20, 30 enthält.

Die drei Stränge 10, 20, 30 haben einen gemeinsamen Leistungseingang Pin, dessen Eingangsspannung Vin die von dem Brückengleichrichter 3 ausgegebene Spannung ist, die aus aufeinanderfolgenden Sinushalbwellen besteht, und einen gemeinsamen Leistungsausgang Pout, an dem eine Ausgangsspannung Vout ausgegeben wird, die beispielsweise zum Betreiben einer (nicht gezeigten) Last verwendet werden kann.

Jeder der drei Stränge 10, 20, 30 ist im Prinzip gleich aufgebaut und enthält einen Gleichspannungswandler 11 , 21 , 31 und ein Leistungsfaktorkorrekturglied 12, 22, 32. Der Steuereingang 13, 23, 33 jedes Strangs ist mit dem entsprechenden Steuerausgang 111 , 121 , 131 der Steuereinheit 100 verbunden. Die Gleichspannungswandler (DC-DC converter) können beispielsweise als Gegentaktwandler (push-pull converter) mit einer Gegentaktendstufe ausgebildet sein.

Jedes Leistungsfaktorkorrekturglied 12, 22, 32 weist einen Leistungseingang 14, 24, 34 und einen Leistungsausgang 15, 25, 35 auf. Die Leistungseingänge 14, 24, 34 der drei Stränge 10, 20, 30 sind mit dem gemeinsamen Leistungseingang Pin verbunden. Die Leistungsausgänge 15, 25, 35 der drei Stränge 10, 20, 30 sind mit dem gemeinsamen Leistungsausgang Pout verbunden.

Der innere Aufbau jedes der Leistungsfaktorkorrekturglieder 12, 22, 32 entspricht im Wesentlichen einem Aufwärtswandler (boost converter). Ein vereinfachtes schematisches Schaltbild eines solchen Leistungsfaktorkorrekturglieds ist in Fig. 2 dargestellt.

Das Leistungsfaktorkorrekturglied enthält eine Drosselspule L und eine Leistungsdiode D, die in Serie zwischen den Leistungseingang Pin und den Leistungsausgang Pout geschaltet sind. Ferner enthält das Leistungsfaktorkorrekturglied ein Schaltelement Q, das von einem Verbindungsknoten N zwischen der Drosselspule L und der Leistungsdiode D aus gegen Masse GND geschaltet ist, und einen Ladekondensator C, der zwischen den Leistungsausgang Pout und Masse GND geschaltet ist. Zusätzlich zu den oder anstelle der internen Ladekondensatoren C kann auch ein externer gemeinsamer Ladekondensator Cg zwischen den gemeinsamen Leistungsausgang Pout und Masse GND geschaltet sein.

Das Schaltelement Q ist elektrisch steuerbar ausgebildet, beispielsweise als Transistor, der durch unterschiedliche Pegel eines Steuersignals eingeschaltet oder ausgeschaltet werden kann.

Optional kann das Leistungsfaktorkorrekturglied ferner eine Messvorrichtung M enthalten zum Erfassen eines Zeitpunkts, an dem ein durch die Drosselspule L fließender Drosselstrom Id bei ausgeschaltetem Schaltelement Q nahezu auf null abgeklungen ist. Eine solche Messvorrichtung kann beispielsweise so gestaltet sein, dass sie eine Spannung überwacht, die in einer auf der Drosselspule angebrachten Sekundärwicklung induziert wird, oder dass sie eine Spannung zwischen dem Verbindungsknoten N und Masse GND bzw. eine an dem Schaltelement Q abfallende Spannung überwacht, die bei Abklingen des Drosselstroms Id auf nahezu null einen Einbruch erfährt.

Das Ausgangssignal der Messvorrichtung M wird über einen Messausgang 16, 26, 36 des jeweiligen Leistungsfaktorkorrekturglieds 12, 22, 32 als Messsignal M1 , M2, M3 einem Triggereingang 112, 122, 132 des entsprechenden Funktionsblocks 110, 120, 130 der Steuereinheit 100 zugeführt.

Optional können der zweite Strang 20 und der dritte Strang 30 ferner je einen Phasendetektor 29, 39 enthalten zum Erfassen einer Phasenverschiebung zwischen dem an den jeweiligen Strang ausgegebenen Schaltsignal S2, S3 und dem an den ersten Strang 10 ausgegebenen Schaltsignal S1. Ein solcher Phasendetektor kann beispielsweise in Form eines Flipflops gebildet sein, das durch einen Anstieg des Schaltsignals S1 gesetzt und durch Anstieg des Schaltsignals S2 bzw. S3 zurückgesetzt wird.

Durch Mittelwertbildung bzw. Tiefpassfilterung lässt sich aus dem Ausgangssignal des Flipflops eine analoge Phasenspannung Vph2, Vph3 gewinnen, die einem ADC- Eingang 129, 139 der Steuereinheit 100 zugeführt wird und durch einen in der Steuereinheit 100 enthaltenen (nicht gezeigten) Analog-Digital-Wandler digitalisiert und von der Steuereinheit 100 weiterverarbeitet werden kann.

Die Steuereinheit 100 ist dazu eingerichtet, die Schaltsignale S1 , S2, S3 an die Stränge dergestalt auszugeben, dass der erste Strang 10 unabhängig vom Betrieb des zweiten und dritten Strangs 20, 30 als Master-Strang angesteuert wird und dass der zweite und dritte Strang 20, 30 jeweils abhängig vom Betrieb des ersten Strangs 10 als Slave-Stränge angesteuert werden. Das kann auf unterschiedliche Weisen erfolgen.

Im Folgenden wird mit Bezug auf Fig. 3 eine erste Betriebsart der Schaltungsanordnung 1 beschrieben. Dabei werden alle Stränge 10, 20, 30 in einem Transition-Modus betrieben, bei dem das in dem Leistungsfaktorkorrekturglied 12, 22, 32 enthaltene Schaltelement Q periodisch ein- und ausgeschaltet wird. Bei eingeschaltetem Schaltelement Q ist der Verbindungsknoten N mit Masse verbunden, und ein durch die Drosselspule L fließender Drosselstrom Id steigt kontinuierlich an. Nach dem Ausschalten des Schaltelements Q entlädt die Drosselspule L die in ihr gespeicherte Energie über die Leistungsdiode D in den Ladekondensator C, wobei der Drosselstrom Id kontinuierlich abfällt.

Transition-Modus bedeutet dabei, dass jeweils ein kontinuierlicher Übergang ohne Lücke zwischen Lade- und Entladephase der Drosselspule L erfolgt, also zwischen den Phasen mit ansteigendem Drosselstrom Id und mit abfallendem Drosselstrom Id. Das wird beispielsweise dadurch verwirklicht, dass das Schaltelement Q genau dann wieder eingeschaltet wird, wenn der durch die Drosselspule L fließende Strom annähernd auf null abgefallen ist. Der Transition-Modus könnte zwar auch mit einem früheren Wiedereinschalten des Schaltelements verwirklicht werden. Ein solcher Betrieb wäre aber weniger effizient als das Warten auf die vollständige Entladung der Drosselspule.

Zum Betreiben des Master-Strangs 10 im Transition-Modus gibt die Steuereinheit 100 an dem Steuerausgang 110 ein Schaltsignal S1 aus, das beispielsweise für eine vorbestimmte Einschaltdauer Ton auf High-Pegel (z.B. ein für Mikrocontroller gängiger Pegel von 3 V) liegt und danach wieder auf Low-Pegel (z.B. 0 V) abfällt.

Das Schaltsignal S1 wird von dem Gleichspannungswandler 11 auf einen Pegel umgewandelt, der zum Schalten des Schaltelements Q geeignet ist, beispielsweise auf einen High-Pegel von 15 V, und dem Leistungsfaktorkorrekturglied 12 zugeführt. Dadurch wird das darin enthaltene Schaltelement Q dem Schaltsignal S1 entsprechend ein- und ausgeschaltet.

Die in dem Leistungsfaktorkorrekturglied enthaltene Messvorrichtung M erfasst den Zeitpunkt, an dem der Drosselstrom Id bei ausgeschaltetem Schaltelement Q nahezu auf null abgeklungen ist, und gibt über den Messausgang 16 das Messsignal M1 aus. Die Steuereinheit 100 empfängt das Messsignal M1 über den Triggereingang 112 und setzt als Reaktion darauf das Schaltsignal S1 wieder auf High-Pegel. Dieser Ablauf wird periodisch wiederholt. Nachdem der Drosselstrom Id nahezu auf null abgeklungen ist, tritt am Ausgang des Schaltelements Q ein Schwingvorgang auf. Dieser Schwingvorgang hängt von parasitären Elementen der Schaltung wie beispielsweise einer Ausgangskapazität des als Transistor verwirklichten Schaltelements Q und parasitärer Induktivitäten der Leitungen ab. Bliebe der Transistor ausgeschaltet, würde die an ihm abfallende Spannung periodisch zwischen einem Minimalwert, im Idealfall null oder nahezu null, und einem Maximalwert hin- und her schwingen.

Für das Schalten des Schaltelements Q wird vorzugsweise gewartet, bis die Spannung auf null beziehungsweise ihren Minimalwert abgefallen ist. Ein Schalten zu diesem Zeitpunkt wird in der Fachsprache als spannungsloses Schalten (zero voltage switching, ZVS) bezeichnet. Spannungsloses Schalten ist verlustarm, da beim Schalten das Produkt von Strom und Spannung zu Null wird.

Quasiresonantes Schalten ist eine Sonderform, um verlustarmes Schalten zu erreichen. Die Bauteile L, D und Q aus Fig. 2 weisen in Realität parasitäre Kapazitäten auf. Aus der Induktivität L und den parasitären Kapazitäten ergibt sich eine Resonanz, die nach dem Abmagnetisieren von L zu einem Umschwingen des Schaltknotens führt. Bei quasiresonantem Schalten nutzt man zum Wiedereinschalten von Q den Zeitpunkt an dem die Spannung über Q ein Minimum erreicht. Ist die Bedingung Vout > 2xVin erfüllt, dann ermöglicht das oben beschriebene Umschwingen des Schaltknotens, dass die Spannung über Q zu Null wird. In diesen Arbeitspunkten erreicht man das ZVS vollständig.

Die Messvorrichtung M ist daher vorzugsweise dazu eingerichtet, das Ausgeben des Messignals M1 so weit zu verzögern, dass durch das von der Steuereinheit 100 als Reaktion auf den Empfang des Messignals M1 ausgegebene Schaltsignal S1 ein spannungsloses Einschalten des Schaltelements Q bewirkt.

Eine Periodendauer T = Ton + Toff des Schaltvorgangs ergibt sich also aus der vorgegebenen Einschaltdauer Ton und einer Ausschaltdauer Toff, die durch die Entladedauer der Drosselspule L bestimmt ist. Diese wieder ergibt sich aus einem Momentanwert der Eingangsspannung Vin und der im Wesentlichen konstanten Ausgangsspannung Vout. Annähernd gilt: Toff = Ton * Vin / (Vout - Vin)

Die Zeitdauern sind dabei so gewählt, dass eine sich daraus ergebende Schaltfrequenz fs wesentlich größer als eine Netzfrequenz fn der gleichgerichteten Netzspannung ist, beispielsweise fs = 10 kHz oder mehr (Periodendauer T = 100 ps oder weniger) bei einer Netzfrequenz von 50 Hz. Somit entfallen auf eine Sinushalbwelle der gleichgerichteten Netzspannung (Dauer 10 ms) 100 oder mehr Schaltvorgänge.

Wie aus Fig. 3 ersichtlich, werden in der vorliegenden Betriebsart die Slave-Stränge 20, 30 in der gleichen Weise betrieben wie der Master-Strang 10. Allerdings ist der Signalverlauf des Schaltsignals S2 gegenüber dem Schaltsignal S1 um eine Zeitverschiebung AT2 verschoben, der Signalverlauf des Schaltsignals S3 um eine Zeitverschiebung AT3. Die Zeitverschiebungen sind dabei AT2 = 1/3*T und AT3 = 2/3*T. Dieselben Zeitverschiebungen ergeben sich für den Drosselstrom Id2, Id3 der Slave-Stränge 20, 30 gegenüber dem Drosselstrom Id1 des Master-Strangs 10.

Wie oben beschrieben hängt die Ausschaltdauer Toff, und damit die Periodendauer T und die Schaltfrequenz fs, von dem Momentanwert der Eingangsspannung Vin und der Ausgangsspannung Vout ab.

Fig. 4 zeigt ein Beispiel für die Abhängigkeit der Ausschaltdauer Toff und der Periodendauer T von der Zeit bei konstanter Einschaltdauer Ton, Fig. 5 ein Beispiel der Abhängigkeit der Schaltfrequenz fs von der Zeit. Dem Beispiel liegen folgende Werte zugrunde:

• Netzspannung Vac = 230 Vac / 50 Hz

• Eingangsleistung = 160 W

• Ausgangsspannung Vout = 400 Vdc

• Drosselinduktivität L = 760 mH

• Einschaltdauer Ton = 4,6 ps Beim einer Eingangsspannung Vin von null ist auch die Ausschaltdauer Toff null, bei dem Scheitelwert der Eingangsspannung Vin (nach 5 ms) steigt sie auf ca. 20 ps. Die Periodendauer T schwankt daher etwa zwischen 5 ps und 25 ps, die Schaltfrequenz fs dementsprechend etwa zwischen 200 kHz und 40 kHz.

Da sich die Periodendauer T der Schaltsignale S1 , S2, S3 ständig ändert, können auch die Zeitabstände AT2, AT3 zwischen ihnen nicht fest vorgegeben werden, sondern müssen dynamisch eingestellt werden. Das geschieht selbständig über eine Regelung mithilfe der Phasendetektoren 29, 39.

In Fig. 3 sind intern in den Phasendetektoren 29, 39 erzeugte Phasensignale PH2, PH3 vor der Tiefpassfilterung gezeigt. Wenn beim Übergang der Eingangsspannung Vin von null zum Scheitelpunkt die Ausschaltdauer toff vergrößert wird und dadurch die Periodendauer T ansteigt, würden bei unveränderter Zeitverschiebung AT1 , AT2 die Mittelwerte der Phasensignale PH1 , PH2 und damit die durch die Tiefpassfilterung gewonnenen Phasenspannungen Vph2, Vph3 sinken, was von der Steuereinheit 100 erfasst wird. Um die Einschaltzeitpunkte der Schaltsignale S2, S3 nach hinten zu verschieben, erhöht die Steuereinheit 100 die Einschaltdauer Ton der Schaltsignale S2, S3 um einen Einschaltdifferenzwert ATon.

Wie in Fig. 6 dargestellt, wird dadurch auch das das nächste Wiedereinschalten des jeweiligen Schaltelements S verzögert, und zwar um einen Ausschaltdifferenzwert AToff, für den etwa gilt:

AToff = ATon * Vin / (Vout - Vin)

Dadurch werden die Zeitverschiebungen AT2, AT3 der Schaltsignale S2, S3 gegenüber dem Schaltsignal S1 vergrößert, wodurch die Abweichungen vom Sollablauf verkleinert werden.

Wenn sich beim Übergang vom Scheitelpunkt zum Nulldurchgang von Vin die Periodendauer T verkleinert, erhält der Einschaltdifferenzwert ATon ein negatives Vorzeichen, und die Einschaltdauer Ton wird dementsprechend verkürzt. Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild eines Funktionsblocks 190 zum Einstellen einer veränderten Einschaltdauer ATon in Abhängigkeit von einer erfassten Phasenverschiebung. Der Funktionsblock ist vorzugsweise in der Steuereinheit 100 enthalten und wird beispielsweise bei einer Ausbildung der Steuereinheit 100 als Mikroprozessor durch die eingesetzte Firmware verwirklicht.

In einem Vergleichsblock 191 wird die (in einen Digitalwert umgewandelte) Phasenspannung Vph mit einer Vergleichsspannung Vcomp verglichen. Abhängig von dem Vergleichsergebnis wird in einem Einstellblock der Einschaltdifferenzwert ATon eingestellt. Erreicht der Einschaltdifferenzwert ATon einen vorgegebenen Maximalwert, wird er auch bei größer werdender Regelabweichung Vph - Vcomp nicht weiter vergrößert, sondern bleibt fest auf seinem Maximalwert.

Um in die der Norm EN61000-3-2 definierten Grenzwerte für die Oberschwingungen des Netzeingangsstroms zu erfüllen, muss der Maximalwert für den Einschaltdifferenzwert ATon sehr viel kleiner sein als die Einschaltdauer Ton. In dem oben mit Bezug auf Fig. 3 und 4 beschriebenen Beispiel wurde der Maximalwert für ATon auf 0,9% von Ton festgelegt.

Auch wenn die Slave-Stränge 20, 30 prinzipiell genauso selbständig betrieben werden wie der Master-Strang 10, besteht also eine Abhängigkeit des Betriebs der Slave- Stränge 20, 30 von dem Master-Strang 10 darin, dass ihre Phasenbeziehung zum Master-Strang 10 durch die oben beschriebene Regelung eingestellt wird.

Im Folgenden wird mit Bezug auf Fig. 8 eine zweite Betriebsart der Schaltungsanordnung 1 beschrieben. Auch hierbei wird der Master-Strang 10 von der Steuereinheit 100 wie oben beschrieben so angesteuert, dass er in dem Transition- Modus betrieben wird. Davon abweichend werden die Slave-Stränge 20, 30 so angesteuert, dass sie in einem Discontinuous-Modus betrieben werden.

Auch im Discontinuous-Modus wird das in dem Leistungsfaktorkorrekturglied 22, 32 enthaltene Schaltelement Q periodisch ein- und ausgeschaltet. Anders als beim Transition-Modus folgt die Ladephase mit ansteigendem Drosselstrom Id aber nicht unmittelbar auf die Entladehase mit abfallendem Drosselstrom Id, sondern erst nach einer Zeitlücke mit einer Pausendauer Tp.

Das wird beispielsweise dadurch verwirklicht, dass die Einschaltdauer Ton der Slave- Stränge 20, 30 kleiner gemacht wird als die Einschaltdauer Ton des Master-Strangs 10. Vorzugsweise wird die Einschaltdauer Ton der Slave-Stränge 20, 30 um 5 bis 30% kleiner gemacht wird als die Einschaltdauer Ton des Master-Strangs 10. Wie aus Fig. 8 ersichtlich, steigt der Drosselstrom Id in den Slave-Strängen 20, 30, daher auch nur bis zu einem kleineren Spitzenwert an als in dem Master-Strang 10. Daraus resultiert eine kleinere Entladedauer für die Drosselspule L.

Andererseits bleibt die Periodendauer T für alle drei Stränge 10, 20, 30 gleich. Daher folgt in den Slave-Strängen 20, 30 auf die Entladedauer der Drosselspule L bis zum erneuten Wiedereinschalten des Schaltelements Q eine Pause, während der der Drosselstrom Id abgesehen von kleineren Schwingungen bei null bleibt.

Die Zeitpunkte des Wiedereinschaltens ergeben sich in dieser Betriebsart also nicht aus dem Betrieb der Slave-Stränge 20, 30 selbst, sondern werden zentral von der Steuereinheit 100 abhängig von dem Zeitablauf des Master-Strangs 10 so vorgegeben, dass sie in den drei Strängen 10, 20, 30 um jeweils T/3 gegeneinander zeitlich verschoben sind.

Die Slave-Stränge orientieren sich dabei für die Periodendauer T am Master-Strang, und werden je nach Betriebsmodus entweder ebenfalls im Transition-Modus betrieben oder bevorzugt im Discontinous-Modus, wobei die Einschaltzeiten Ton gegenüber dem Master-Strang verkürzt sind. Durch die Vermeidung eines realen freischwingenden Betriebes der Slavestränge wird dem Phänomen der Selbstsynchronisation und Phasenangleichung von mehreren benachbarten freischwingenden Systemen vorgebeugt. Der quasiresonante verlustarme Betrieb wird für die Slavestränge erreicht, indem die Verkürzung der Ton-Zeiten, so gewählt wird, dass deren Wiedereinschaltzeitpunkte in ein Spannungsminimum am Schaltelement treffen. Auch hier wird ein vollständiges ZVS erreicht, wenn Vout > 2xVin erfüllt ist. Wie oben bei der Beschreibung des Transition-Modus erläutert, tritt am Ausgang des Schaltelements Q nach Abklingen des Drosselstroms Id nahezu auf null ein Schwingvorgang auf. Fig. 8 zeigt als Beispiel die an dem Schaltelement Q des zweiten Strangs 20 abfallende Spannung Vq2.

Da die Einschaltzeitpunkte der Schaltelemente Q der drei Leistungsfaktorkorrekturglieder 12, 22, 32 im Discontinuous-Modus von der Steuereinheit 100 fest vorgegeben werden, wird ein spannungsloses Schalten der Slave-Stränge 20, 30 in diesem Fall durch ein geeignetes Einstellen der verkürzten Einschaltdauern Ton verwirklicht.

Anders als im Transition-Modus, bei der das Einschalten des Schaltelements Q beim Erreichen des ersten Minimums erfolgt, wird im Discontinuous-Modus dazu, wie in Fig. 8 am Beispiel von Vq2 gezeigt, das Erreichen des zweiten Minimums abgewartet. Theoretisch wäre es auch möglich, das Erreichen des dritten oder eines späteren Minimums abzuwarten. Das würde aber die Effizienz der Schaltungsanordnung immer weiter verringern.

Die Periodendauer der Schwingung an dem Schaltelement Q hängt von den parasitären Elementen der drei Leistungsfaktorkorrekturglieder 12, 22, 32 ab und ist daher unabhängig von der gerade verwendeten Schaltfrequenz fs. Sie kann beispielsweise durch Messung ermittelt werden. Abhängig davon können die Einschaltdauern Ton der Slave-Stränge 20, 30 von der Steuereinheit 100 abhängig von der momentanen Schaltfrequenz fs so eingestellt werden, dass die an dem Schaltelement Q abfallende Spannung Vq eine Periodendauer nach dem Einschalten des Schaltelements Q ihr zweites Minimum erreicht, so dass ein spannungsloses Schalten des Schaltelements Q erfolgt.

Die sich daraus ergebende Pausendauer Tp liegt etwa zwischen 10 und 30 % der Periodendauer T.

Dieses Schaltschema kann an einem Rechenbeispiel erörtert werden. Wie oben schon erläutert bezeichnen Ton und Toff die Ein- und Ausschaltdauern des Masterstrangs. Der Drosselstrom ist in der Figur 8 mit Id1 angegeben, es ist gut zu sehen, dass er nicht lückt. In der Zeit Ton wird die Drossel aufmagnetisiert, und in der Zeit Toff abmagnetisiert. Daraufhin folgt ohne Pause die nächste Aufmagnetisierung. Betrachtet man die Drosselströme Id2 und Id3 in der Fig. 8, so ist deutlich zu sehen, dass die Aufmagnetisierungszeit, die im Folgenden Ton_s genannt werden soll, kürzer ist. Das führt auch zu einer kürzeren Abmagnetisierungszeit, da der Spitzenstrom, ebenfalls gut im Diagramm der Fig. 8 zu sehen, niedriger ist. Daher entsteht eine Lücke Tp, in welcher das Schaltelement ebenfalls abgeschaltet ist. Im Spannungsverlauf Vq2 der Figur 8, die die Spannung über dem Schaltelement des Slavestranges mit dem korrespondierenden Drosselstrom Id2 zeigt, ist gut zu sehen, dass es eine Schwingung nach dem vollständigen Abmagnetisieren der Drossel gibt. Die Ansteuerung des Schaltelements Q muss nun so erfolgen, dass der Einschaltzeitpunkt in ein Spannungsminimum fällt, um verlustarmes Schalten zu ermöglichen.

Die dafür notwendige Einschaltdauer des Schaltelementes Q des Slavestranges kann folgendermaßen berechnet werden:

Wobei Vout die Versorgungsspannung der Stränge, also die Ausgangssapnnung des Leistungsfaktorkorrekturgliedes 22, 32 ist, und die Spannung Vin die Eingangsspannung des Leistungsfaktorkorrekturgliedes 22, 32. Tskip ist die Zeitdauer zwischen zwei Minima der Spannung Vq über dem Schaltelement Q und damit ca. um den Faktor 1 ,5 kürzer als die Zeitdauer Tp aus Fig. 8. Tskip kann aus der Thomson'schen Schwingungsgleichung (https://de.wikipedia.org/wiki/Thomsonsche_Schwingungsgleich ung) berechnet werden, wobei L die Wandlerinduktivität L ist, und C die Summe der Kapazitäten am Schaltknoten. Die Steuereinheit 100 berechnet die einzelnen Einschaltdauern Ton_s für die Slave-Stränge 20, 30 entsprechend. Alternativ können die Werte natürlich auch in Tabellenform oder in Form eines Kennfeldes festgelegt sein und entsprechend den Randbedingungen die entsprechenden Werte ausgelesen werden. Dies hat den Vorteil, dass die Steuereinheit 100 weniger Rechenleistung zur Verfügung stellen muss und parasitäre Effekte, die schwer in Formeln festzuhalten sind, in den Tabellen bzw. Kennfeldern mit einbezogen werden können. Ein entsprechend angesteuertes Schaltelement Q schaltet so in einem Spannungsminimum ein und ermöglicht quasiresonantes, verlustarmes Schalten.

Mit der oben beschriebenen Schaltungsanordnung und ihren verschiedenen Betriebsarten lassen sich die folgenden Wirkungen erzielen:

Der modulare Aufbau aus drei Strängen und einer gemeinsamen Steuereinheit ermöglicht eine große Flexibilität für das Abdecken eines breiten Leistungsbereichs. Das Verwirklichen der Steuereinheit durch einen Mikrocontroller und dedizierte Firmware erhöht die Flexibilität gegenüber den bisher verwendeten ASICs, die bislang nur für den Transition-Modus vorhanden sind und maximal zwei Leistungsstränge ansteuern können.

Das Aufteilen der Leistung auf drei Stränge ermöglicht es, kleinere Bauteile zu verwenden, wodurch Gewicht und Kosten eingespart werden können. Durch die gleichmäßige Phasenverschiebung zwischen den drei Zweigen kann erreicht werden, dass der resultierende Gesamtstrom einen möglichst geringen Rippelanteil aufweist.

Beim Betrieb im Transition-Modus kann die Regelung der Phasenverschiebung auch eine durch Kopplung zwischen den Strängen ansonsten möglicherweise erfolgende Selbstsynchronisation der Stränge verhindern.

Da die Einschaltzeitpunkte der Schaltelemente der Q im Discontinuous-Modus von der Steuereinheit fest vorgegeben werden, sind in den Slave-Strängen weder die in den Leistungsfaktorkorrekturgliedern enthaltenen Messvorrichtungen noch die Phasendetektoren erforderlich. Dadurch kann der Schaltungsaufbau vereinfacht werden.

Ferner ist beim Betrieb im Discontinuous-Modus ist kein externes Triggern der Slave- Stränge erforderlich. Durch die Ersparnis einer Retrigger-Schaltung bei jedem Slave- Strang kann die Schaltungsanordnung weiter vereinfacht werden. Die Schaltungsanordnung ist nicht auf das oben dargestellte Beispiel mit drei Strängen eingeschränkt. Sie kann stattdessen auch bloß zwei Stränge enthalten, einen Master-Strang und einen Slave-Strang. Alternativ kann sie auch vier oder mehr Stränge enthalten. Als Phasenverschiebung AT/T zwischen den Schaltsignalen der einzelnen Stränge wird dann statt einem ganzzahligen Vielfachen von 1/3 jeweils ein ganzzahliges Vielfaches von 1 Zn gewählt, wobei n die Gesamtzahl der Stränge ist.

Dadurch ist die Schaltungsanordnung skalierbar und kann einfach an höhere Leistungen angepasst werden. Durch die gleichmäßige Verteilung der Schaltsignale kann auch hier ein geringer Rippelstrom erzielt werden.

BEZUGSZEICHEN LISTE

Schaltungsanordnung 1 EMV-Netzfilter 2

Brückengleichrichter 3 Master-Strang 10 Slave-Stränge 20, 30

Gleichspannungswandler II, 21, 31 Leistungsfaktorkorrekturglied 12, 22, 32 Steuereingang 13, 23, 33 Leistungseingang 14, 24, 34 Leistungsausgang 15, 25, 35 Messausgang 16, 26, 36

Phasendetektor 29, 39 Steuereinheit 100 Funktionsblock 110, 120, 130 Steuerausgang III, 121, 131 Triggereingang 112, 122, 132 ADC-Eingang 125, 135

Funktionsblock 190 Vergleichsblock 191 Einstellblock 192

Ladekondensator C gemeinsamer Ladekondensator Cg

Leistungsdiode D

Netzfrequenz fn

Schaltfrequenz fs

Masse GND

Drosselstrom Id

Drosselspule L

Messvorrichtung M

Messsignal M1 , M2, M3

Verbindungsknoten N gemeinsamer Leistungseingang Pin gemeinsamer Leistungsausgang Pout

Schaltelement Q

Schaltsignal S1 , S2, S3

Phasensignal PH2, PH3

Periodendauer T

Ausschaltdauer Toff

Einschaltdauer Ton

Einschaltdauer eines Slave Strangs Ton_s

Pausendauer Tp

Pausendauer zwischen zwei Spannungsminima Tskip

Netzwechselspannung Vac

Vergleichsspannung Vcomp

Eingangsspannung Vin

Ausgangsspannung Vout

Phasenspannung Vph2, Vph3 an dem Schaltelement abfallende Spannung Vq

Zeitverschiebung AT2, AT3

Einschaltdifferenzwert ATon

Ausschaltdifferenzwert Atoff