Digitale Fernsehverteildienste (DVB : Digital Video Broadcasting) werden mittels eines OFDM-Multiplexverfahren übertragen. Der DVB-Übertragungsstandard umfaßt u. a. Verfah- ren der digitalen Modulation für Satelliten und Kabelfernseh- verbreitung sowie für terrestrische Verbreitung, Systeme für Videotext und Programminformationen sowie für Signalver- schlüsselung. Das OFDM-Multiplexverfahren eignet sich beson- ders gut für stark gestörte terrestrische Übertragung digita- ler Rundfunksignale. Das OFDM-Multiplexverfahren ist beson- ders unempfindlich gegenüber Signalechos.

Da die Signalinformation bei dem OFDM-Multiplexverfahren in der Signalphase eincodiert ist, ist ein OFDM-Signalempfänger besonders empfindlich gegenüber Phasenrauschen bzw. Phasen- schwankungen. Dies liegt insbesondere daran, daß der digitale Demodulator bei der OFDM-Demodulation nicht in der Lage ist, Phasenrauschen zu kompensieren, das oberhalb von Offset- Frequenzen von 10 bis 100 Hz auftritt. Herkömmliche Empfänger für Empfang und Demodulation von analog modulierten Empfangs- signalen sind gegenüber Phasenrauschen weniger empfindlich.

Rundfunkempfangssignale, insbesondere Fernsehempfangssignale, werden zunehmend digital moduliert übertragen. Digitales Fernsehen startete in Deutschland im Sommer 1996 mit dem Pay-TV-Sender DF1. Daneben werden Rundfunksignale, insbeson- dere Fernsehsignale, weiterhin analog moduliert übertragen.

In der US-A-5 408 202 ist ein Phasenregelkreis gezeigt mit einem spannungsgesteuerten Oszillator, einem einstellbaren

Frequenzteiler, einem Referenz-Oszillator, einem Phasenver- gleicher und einem Schleifenfilter. Über eine Ansteuerschal- tung ist die Verstärkung der Phasenvergleichsschaltung ein- stellbar. In Abhängigkeit von der Einstellung der Schleifen- verstärkung wird eine Optimierung des Rauschverhaltens er- reicht.

In der US-A-5 631 587 ist ein Frequenzsynthesizer mit ein- stellbarer Schleifenbandbreite gezeigt. Die Schleifenverstär- kung ist durch Steuerung des Ladestroms der Ladungspumpe ein- stellbar.

In der JP-A-11 122101 ist ein Phasenregelkreis beschrieben, der einen Frequenzteiler im Rückkopplungspfad sowie einen Re- ferenzfrequenzteiler aufweist, wobei zur Verbesserung des Rauschverhaltens ein einstellbarer Verstärker vorgesehen ist.

In der JP-A-09 232950 ist eine PLL-Schaltung gezeigt, deren Schleifenverstärkung durch Steuerung des Ladestroms einer La- dungspumpe einstellbar ist. Es ist daher die Aufgabe der vor- liegenden Erfindung, einen Phasenregelkreissystem zu schaf- fen, bei dem das Phasenrauschverhalten optimiert ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Phasenregel- kreissystem mit den in Patentanspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst.

Ein Vorteil des erfindungsgemäßen Phasenregelkreissystems be- steht darin, daß es sich sowohl für den Empfang von digital modulierten als auch von analog modulierten Rundfunk- Empfangssignalen eignet.

Gemäß der Erfindung wird ein Phasenregelkreissystem zur Ab- stimmung der Empfangsfrequenz eines Empfängers für digital und analog modulierte Empfangssignale geschaffen mit minde- stens einem spannungsgesteuerten Oszillator zur Erzeugung ei- nes Oszillatorsignals für die Empfangsfrequenzabstimmung, ei-

nem ersten Frequenzteiler zur Teilung der Frequenz des Oszil- latorsignals auf eine Soll-Vergleichsfrequenz in Abhängigkeit von einem Empfangskanal-Auswahlsignal, einem Referenz- Oszillator zur Abgabe eines Referenz-Oszillatorsignals mit einer bestimmten Referenzfrequenz, einem zweiten Frequenztei- ler zur Teilung der Referenzfrequenz in Abhängigkeit von ei- nem Empfangsart-Umschaltsignal, einer Phasenvergleichsschal- tung zum Vergleich der von den Frequenzteilern abgegebenen Signale zur Erzeugung einer Abstimmspannung für den span- nungsgesteuerten Oszillator, wobei die Verstärkung der Pha- senvergleichsschaltung zur Optimierung des Phasenrauschens einstellbar ist, wobei das Empfangssignal durch eine Multi- pliziereinrichtung mit dem Oszillatorsignal zur Erzeugung ei- nes Zwischenfrequenzsignals multiplizierbar, der Multipli- ziereinrichtung eine Phasenrauschen-Erfassungsschaltung zur Erfassung des Phasenrauschens des Zwischenfrequenzsignals nachgeschaltet und die Verstärkung der Phasenvergleichsschal- tung in Abhängigkeit von einem Steuersignal einstellbar, das von der Phasenrauschen-Erfassungsschaltung erzeugt wird.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Phasenregelkreissystems besteht die Phasenvergleichsschaltung aus einem Phasenkomparator und einer Ladungspumpe, wobei die Verstärkung der Phasenvergleichsschaltung durch einen Lade- strom einstellbar ist, der durch die Ladepumpe erzeugt wird.

Vorzugsweise ist der Mischereinrichtung eine automatische Verstärkungsregelschaltung nachgeschaltet, die das Empfangs- signal in Abhängigkeit von der Amplitude des Zwischenfre- quenzsignals verstärkt.

Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des erfin- dungsgemäßen Phasenregelkreissystems wird der Ladestrom, der von der Ladungspumpe abgegeben wird, in Abhängigkeit von ei- nem Steuersignal eingestellt, das von einer mit der Ladungs- pumpe verbundenen Steuerung erzeugt wird.

Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des erfin- dungsgemäßen Phasenregelkreissystems ist der erste Frequenz- teiler zwischen einer Vielzahl von Frequenzteilungsverhält- nissen in Abhängigkeit von dem Empfangskanalauswahlsignal schaltbar, wobei für jeden auswählbaren Empfangskanal jeweils ein Frequenzteilungsverhältnis für den Empfang eines analog und eines digital modulierten Empfangssignals in einem Spei- cher abgespeichert ist.

Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des erfin- dungsgemaßen Phasenregelkreissystems ist der zweite Frequenz- teiler zwischen einem ersten Frequenzteilungsverhältnis für ein analog moduliertes Empfangssignal und einem zweiten Fre- quenzteilungsverhältnis für ein digital moduliertes Empfangs- signal durch eine Schalteinrichtung umschaltbar.

Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des erfin- dungsgemaßen Phasenregelkreissystems wird die Abstimmspannung durch ein Schleifenfilter gefiltert.

Vorzugsweise ist der Multipliziereinrichtung mindestens ein Signalverstärker und ein Signaloberflächenwellen- Bandpaßfilter nachgeschaltet.

Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des erfin- dungsgemäßen Phasenregelkreissystems ist der Referenz- Oszillator ein Quarzkristall.

Der erste Frequenzteiler des erfindungsgemäßen Phasenregel- kreissystems ist vorzugsweise mit einer Empfangskanal- Auswahleinrichtung zur Erzeugung des Empfangskanal- Auswahlsignals verbunden.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Phasenregelkreissystems ist der Multipliziereinrichtung eine Phasenrauschen-Erfassungsschaltung zur Erfassung des Phasen- rauschens des Zwischenfrequenzsignals nachgeschaltet. Die

Verstärkung der Phasenvergleichsschaltung ist bei einer be- vorzugten Ausführungsform in Abhängigkeit von einem Steuersi- gnal einstellbar, das von der Phasenrauschen- Erfassungsschaltung erzeugt wird.

Dies bietet den besonderen Vorteil, daß das Phasenrauschen automatisch in Abhängigkeit von dem erfaßten Phasenrauschen des Zwischenfrequenzsignals minimiert wird.

Bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des erfin- dungsgemäßen Phasenregelkreissystems beträgt die Soll- Vergleichsfrequenz 62,5 kHz für analog modulierte Empfangs- signale und 166,7 kHz für digital modulierte Empfangssignale.

Bei einer alternativen Ausführungsform des erfindungsgemäßen Phasenregelkreissystems beträgt die Soll-Vergleichsfrequenz 62,5 kHz für analog modulierte Empfangssignale und 250 kHz für digital modulierte Empfangssignale.

Der Referenz-Oszillator erzeugt vorzugsweise ein Referenz- Oszillatorsignal mit einer Frequenz von 4 MHz.

Der zweite Frequenzteiler ist vorzugsweise zwischen einem Frequenzteilungsverhältnis von 64 für ein analog moduliertes Empfangssignal und einem Frequenzteilungsverhältnis von 24 für ein digital moduliertes Empfangssignal umschaltbar.

Bei einer alternativen Ausführungsform des erfindungsgemäßen Phasenregelkreissystems ist der zweite Frequenzteiler zwi- schen einem Frequenzteilungsverhältnis von 64 für ein analog moduliertes Empfangssignal und einem Frequenzteilungsverhält- nis von 16 für ein digital moduliertes Empfangssignal um- schaltbar. Bei einer bevorzugten Ausführungsform weist das erfindungsgemäße Phasenregelkreissystem eine Modulationsart- Erkennungsschaltung auf, die erkennt, ob das Empfangssignal digital oder analog moduliert ist.

Die Modulationsart-Erkennungsschaltung steuert vorzugsweise die Schalteinrichtung zum Umschalten des zweiten Frequenztei- lers zwischen dem ersten Frequenzteilungsverhältnis für ein analog moduliertes Empfangssignal und dem Frequenzteilungs- verhältnis für ein digital moduliertes Empfangssignal.

Dies bietet den besonderen Vorteil, daß die Umschaltung des Frequenzteilungsverhältnisses in Abhängigkeit von der erkann- ten Modulationsart automatisch erfolgt.

Im weiteren wird eine bevorzugte Ausführungsform des erfin- dungsgemäßen Phasenregelkreissystems zur Erläuterung erfin- dungswesentlicher Merkmale unter Bezugnahme auf die beigefüg- ten Zeichnungen beschrieben.

Es zeigen : Fig. 1 eine bevorzugten Ausführungsform des Phasenregel- kreissystems gemäß der Erfindung ; Fig. 2 ein schematisches Diagramm des Frequenzverlaufs des Phasenrauschens beim Empfänger nach dem Stand der Technik und bei einem Empfänger, bei dem das erfin- dungsgemäße Phasenregelkreissystem eingesetzt ist ; Fig. 3 ein Diagramm zur Darstellung des Frequenzverlaufs des Phasenrauschens bei einem Empfänger nach dem Stand der Technik und bei einem Empfänger, bei dem das erfindungsgemäße Phasenregelkreissystem einge- setzt ist ; Fig. 4A bis 4F Diagramme zur Darstellung des Phasenrauschens in Abhängigkeit von der Frequenz bei unterschiedlichen Empfangsträger-Mittenfrequenzen und verschiedenen Frequenzteilungsverhältnissen bei Empfang eines

analog modulierten und eines digital modulierten Empfangssignals ; Fig. 5A bis 5D Diagramme zur Darstellung des Phasenrauschens in Abhängigkeit von der Frequenz bei unterschiedlichen Empfangsträger-Mittenfrequenzen und unterschiedli- chen Frequenzteilungsverhältnissen für den Empfang von analog modulierten oder digital modulierten Empfangssignalen ; Fig. 6A, B Diagramme zur Darstellung des Phasenrauschens in Abhängigkeit von der Frequenz für unterschiedliche Ladeströme der Phasenvergleichsschaltung gemäß der Erfindung ; Fig. 7 ein Diagramm zur Darstellung der Abstimmsteilheit eines spannungsgesteuerten Oszillators in Abhängig- keit von der Empfangsträger-Mittenfrequenz für un- terschiedliche Empfangsfrequenzbereiche.

Fig. 1 zeigt einen Ausschnitt eines Empfängers zum Empfang von digital und/oder analog modulierten Rundfunk- Empfangssignalen, insbesondere Fernsehsignalen, bei dem das erfindungsgemäße Phasenregelkreissystem eingesetzt wird.

Der Rundfunkempfänger weist eine Antenne 1 auf, durch die di- gital oder analog modulierte Empfangs-Rundfunksignale, bei- spielsweise Fernsehsignale, empfangen werden. Die Rundfunk- Empfangssignale liegen vorzugsweise in einem Bereich von 0 bis 900 MHz. Das empfangene Rundfunksignal wird parallel drei verschiedenen einstellbaren Bandpaßfiltern 2,3,4 zugeführt.

Die Durchlaßfrequenzbereiche der Bandpaßfilter 2,3,4 sind vorzugsweise durch eine Einstellspannung über Steuerleitungen 5,6,7 einstellbar. Die Bandpaßfilter 2,3,4 filtern selek- tiv alle Empfangssignale aus, die nicht innerhalb der jeweils

eingestellten Empfangsfrequenzbereiche liegen. Die einstell- baren Empfangsfrequenzbereiche sind vorzugsweise die VHF- Empfangsfrequenzbereiche (VHF : Very High Frequency bzw. Ul- trakurzwelle) und der UHF-Empfangsfrequenzbereich (UHF : Ultra High Frequency).

Die jeweils gefilterten Empfangssignale gelangen über Signal- leitungen 8,9,10 zu Signalverstärkern 11,12,13. Die Ver- stärkung durch die Signalverstärker 11,12,13 ist vorzugs- weise jeweils über Verstärkungs-Einstelleitungen 14,15,16 einstellbar. Ausgangsseitig sind die Signalverstärker 11,12, 13 über Leitungen 17,18,19 mit weiteren einstellbaren Band- paßfiltern 20,21,22 verbunden. Die Durchlaß- Frequenzbereiche der Bandpaßfilter 20,21,22 sind vorzugs- weise jeweils über Einstelleitungen 23,24,25 einstellbar.

Vorzugsweise entsprechen die Durchlaß-Frequenzbereiche der Bandpaßfilter 20,21,22 jeweils den Durchlaß- Frequenzbereichen der Bandpaßfilter 2,3,4.

Bei der in Fig. 1 dargestellten bevorzugten Ausführungsform ist der Empfangsfrequenz-Durchlaßbereich der Bandpaßfilter 2, 20 der VHFI-Empfangsfrequenzbereich. Der Empfangsfrequenz- Durchlaßbereich der Bandpaßfilter 3,21 ist der VHFII- Empfangsfrequenzbereich, und der Durchlaß- Empfangsfrequenzbereich der Bandpaßfilter 4,22 ist vorzugs- weise der UHF-Empfangsfrequenzbereich. Die Ausgangsleitung 26 des Bandpaßfilters 20 leitet das gefilterte Empfangssignal im VHF-Empfangsfrequenzbereich zu einem Mischer bzw. einer Mul- tipliziereinrichtung 27. Die Multipliziereinrichtung 27 mul- tipliziert das gefilterte Empfangssignal mit einem über eine Leitung 28 zugeführten Oszillatorsignal. Das Oszillatorsignal wird durch einen ersten Oszillator 29 erzeugt, der einen Ver- stärker 30 und ein frequenzabhängiges Rückkopplungsnetzwerk enthält, wobei das frequenzabhängige Rückkopplungsnetzwerk des in Fig. 1 dargestellten Oszillatorschaltkreises 29 aus einer Spule 31 und einer dazu parallel geschalteten Kapazität 32 besteht. Die Kapazität 32 ist vorzugsweise durch eine Ab-

stimmspannung einstellbar und wird durch eine Varaktordiode gebildet. Ausgangsseitig ist die Mischeinrichtung 27 über ei- ne Leitung 33 mit einem Signalverstärker 34 verbunden. Durch die Multiplikation des auf der Leitung 26 anliegenden gefil- terten Empfangssignals mit dem auf der Leitung 28 anliegenden Oszillatorsignal wird ein Zwischenfrequenzsignal erzeugt, das eine Zwischenfrequenz aufweist. Die Zwischenfrequenz wird ge- bildet durch die Differenz der Oszillatorsignalfrequenz und der Empfangsfrequenz. Das über die Leitung 33 abgegebene Zwi- schenfrequenzsignal wird durch die Signalverstärkungseinrich- tung 34 verstärkt und über eine Leitung 35 an einen Knoten 36 abgegeben. Der spannungsgesteuerte Oszillator 29 zur Erzeu- gung des Oszillatorsignals gibt das Oszillatorsignal ferner über eine Leitung 37 an einen Knoten 38 ab.

Der in Fig. 1 dargestellte Empfänger enthält einen zweiten Mischer bzw. eine zweite Multipliziereinrichtung 39. Die Mul- tipliziereinrichtung 39 ist über eine Eingangsleitung 40 mit einem Summenknoten 41 verbunden. Der Summenknoten 41 liegt über eine Leitung 42 am Ausgang des Bandpaßfilters 21 und über eine Leitung 43 am Ausgang des Bandpaßfilters 22 an. Die Multipliziereinrichtung 39 multipliziert das an der Eingangs- leitung anliegende gefilterte hochfrequente Empfangssignal mit einem an einer Leitung 44 anliegenden Oszillatorsignal, das durch einen spannungsgesteuerten Oszillator 45 erzeugt wird. Der Oszillator 45 enthält bei dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel eine Verstärkereinrichtung 46, die an ei- nem frequenzabhängigen Rückkopplungsnetzwerk angeschlossen ist. Das Rückkopplungsnetzwerk besteht bei dem gezeigten Bei- spiel aus zwei Schwingkreisen. Die beiden Schwingkreise be- stehen jeweils aus einer Spule 47,48 und einer dazu parallel geschalteten Kapazität 49,50. Die Kapazitäten sind dabei einstellbar. Vorzugsweise werden die einstellbaren Kapazitä- ten der Schwingkreise durch spannungsgesteuerte Varakter- dioden gebildet. Durch den spannungsgesteuerten Oszillator 45 sind zwei Oszillatorsignale mit unterschiedlichen Oszillator- frequenzen erzeugbar. Dabei dient die erste Oszillatorfre-

quenz zur Multiplikation mit Empfangssignalen, die im Durch- laß-Frequenzbereich der Bandpaßfilter 3,21 liegen, wohinge- gen das zweite durch den Oszillator 45 erzeugte Oszillator- mischsignal zur Multiplikation mit denjenigen Empfangssigna- len verwendet wird, die in dem Durchlaß-Frequenzbereich der Bandpaßfilter 4,22 liegen. Am Knoten 51 wird das durch den Oszillator 45 gebildete Oszillatorsignal abgegriffen und über eine Leitung 52 dem Knoten 38 zugeführt. Die Mischeinrichtung 31 multipliziert das an der Eingangsleitung 40 anliegende hochfrequente gefilterte Empfangssignal mit dem an der Lei- tung 44 anliegenden Oszillatorsignal zur Erzeugung eines Zwi- schenfrequenzsignals, das über eine Ausgangsleitung 53 der Multipliziereinrichtung 39 zu einem Signaleingang eines Si- gnalverstärkers 54 geleitet wird. Der Signalverstärker 54 verstärkt das empfangene Zwischenfrequenzsignal und gibt es über eine Ausgangsleitung 55 an den Knoten 36 ab.

An dem Knoten 36 ist über eine Leitung 56 eine Verstärkungs- regelschaltung 57 angeschlossen, die in Abhängigkeit von der Amplitude der an dem Knoten 36 anliegenden Zwischenfrequenz- signale über eine Steuerleitung 58 die Signalverstärkung der Verstärker 11,12,13 einstellt. Die Steuerleitung 58 ist vorzugsweise mit den Steuerleitungen 14,15,16 verbunden.

Die Verstärkungsregelschaltung 57 regelt die Verstärkung der Verstärker 11,12,13 derart, daß die Amplitude des Zwischen- frequenzsignals am Knoten 36 möglichst konstant bei einem ge- wünschten Signalpegel liegt.

Das an dem Knoten 36 anliegende Zwischenfrequenzsignal wird über eine Leitung 59 einem SAW-Bandpaßfilter 59a zugeführt, dessen über eine Ausgangsleitung 60 abgegebenes gefiltertes Ausgangssignal durch einen nachgeschalteten Signalverstärker 61 verstärkt über eine Leitung 62 an einen Ausgangsknoten 63 angelegt wird. Handelt es sich bei dem Empfangssignal um ein analog moduliertes Rundfunksignal, wird dies über eine Lei- tung 64 zur weiteren Signalverarbeitung weitergeleitet.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform beträgt die Zwischen- frequenz des an dem Knoten 63 anliegenden Zwischenfrequenzsi- gnals 36 MHz. Das an dem Knoten anliegende Zwischenfrequenz- signal wird über eine Leitung 65 einem weiteren SAW- Bandpaßfilter 66 zugeführt, der ausgangsseitig über eine Lei- tung 67 an einer Mischverstärkungseinrichtung 68 angeschlos- sen ist. Die Mischverstärkungseinrichtung 68 mischt das emp- fangene gefilterte Signal derart, daß sich die Frequenz von 36 MHz auf 7 MHz vermindert, und verstärkt gleichzeitig die Signalamplitude. Das von der Mischverstärkungseinrichtung 68 abgegebene Signal wird als digital moduliertes Zwischenfre- quenzsignal über eine Leitung 69 zur weiteren Signalverarbei- tung abgegeben.

Die an dem Knoten 38 anliegenden Ausgangs-Oszillatorsignale der spannungsgesteuerten Oszillatoren 29,45 werden über eine Leitung 70 einem Frequenzteiler 71 zugeleitet, der die Fre- quenz der anliegenden Oszillatorsignale auf eine Soll- Vergleichsfrequenz in Abhängigkeit von einem Steuersignal teilt, das über eine Leitung 72 aus einer Speichereinrichtung 73 ausgelesen wird. In der Speichereinrichtung 73 ist eine Vielzahl von Frequenzteilungsverhältnissen abgespeichert. Die Speichereinrichtung 73 erhält über eine Auswahlleitung 74 ein Empfangskanal-Auswahlsignal von einer Empfangskanal- Auswahleinrichtung 75. Über die Empfangskanal- Auswahleinrichtung 75 kann durch eine Bedienperson oder durch ein Programm ein gewünschter Empfangskanal ausgewählt werden.

Die Speichereinrichtung 73 ist ferner über eine Leitung 76 mit einem Knoten 77 verbunden, an dem über eine Leitung 78 eine Schalteinrichtung 79 angeschlossen ist. Der Frequenztei- ler 71 ist programmierbar und ist zwischen einer Vielzahl von Frequenzteilungsverhältnissen schaltbar, die in der Spei- chereinrichtung 73 tabellenförmig abgespeichert sind. Für je- den über die Empfangskanal-Auswahleinrichtung 75 ausgewählten Empfangskanal ist jeweils ein Frequenzteilungsverhältnis für ein analog moduliertes und ein digital moduliertes Empfangs- signal abgespeichert.

Die Schalteinrichtung 79 schaltet über eine Leitung 80 einen weiteren programmierbaren Frequenzteiler 81 zwischen einem ersten Frequenzteilungsverhältnis für ein analog moduliertes Empfangssignal und einem zweiten Frequenzteilungsverhältnis für ein digital moduliertes Empfangssignal.

Der Frequenzteiler 71 teilt das über die Leitung 70 empfange- ne Oszillatorsignal, welches durch die Oszillatoren 29,45 erzeugt wird, durch das aus der Speichereinrichtung 73 über die Leitung 72 ausgelesene erste Frequenzteilungsverhältnis und gibt das bezüglich der Frequenz geteilte Signal über eine Leitung 82 an einen Phasen-bzw. Frequenzkomparator 83 ab.

Ein Referenz-Oszillator 84 erzeugt ein Referenz- Oszillatorsignal, das über eine Leitung 85 an dem Frequenz- teiler 81 anliegt. Der Frequenzteiler 81 teilt die Frequenz des anliegenden Referenz-Oszillatorsignals entsprechend einem Frequenzverhältnis, das durch die Schalteinrichtung 79 um- schaltbar ist. Die Schalteinrichtung 79 schaltet das Fre- quenzteilungsverhältnis des Frequenzteilers 81 zwischen einem ersten Frequenzteilungsverhältnis für ein analog moduliertes Empfangssignal und einem zweiten Frequenzteilungsverhältnis für ein digital moduliertes Empfangssignal. Das entsprechend dem eingestellten Frequenzteilungsverhältnis geteilte Refe- renz-Oszillatorsignal wird von dem Frequenzteiler 81 über ei- ne Ausgangsleitung 86 ebenfalls dem Phasenkomparator 83 zuge- führt.

Der Phasenkomparator 83 ist über eine Ladestromleitung 87 mit einer Ladungspumpe 88 verbunden. Der Phasenkomparator 83 bil- det zusammen mit der Ladungspumpe 88 eine Phasenvergleichs- schaltung, deren Verstärkung in Abhängigkeit von dem durch die Ladepumpe 88 erzeugten Ladestrom einstellbar ist. Die Stärke des durch die Ladungspumpe 88 erzeugten Ladestroms wird durch eine Ladungspumpensteuerung 89 über eine Steuer- leitung 90 eingestellt. Die Ladungspumpe 88 ist weiterhin

über eine Leitung 91 mit einem PLL-bzw. Schleifenfilter 92 verbunden. Das Schleifenfilter 92 gibt über eine Leitung 93 eine Abstimmspannung zum Abgleich bzw. Abstimmen der in den Schwingkreisen der Oszillatoren 29,45 enthaltenen einstell- baren Kapazitäten 32,49,50 ab. Durch die an der Leitung 93 anliegende Abstimmspannung werden vorzugsweise die in den Schwingkreisen vorgesehenen Varaktordioden 32,49,50 derart abgestimmt und somit die Oszillatorfrequenz der Oszillatoren 29,45 derart eingestellt, daß die Phasen-bzw. Frequenzdif- ferenz an den Eingangsleitungen 82,86 des Phasenkomparators 83 minimal wird.

Bei analog modulierten Rundfunk-Fernsehempfangssignalen nach dem PAL-bzw. SECAM-Standard beträgt die Soll- Vergleichsfrequenz, die an der ersten Eingangsleitung 82 des Phasenkomparators 83 anzuliegen hat, 62,5 kHz. Bei digital modulierten Rundfunk-Empfangssignalen, die ein OFDM- Zeitmultiplexverfahren verwenden, beträgt die Soll- Vergleichsfrequenz 166,67 kHz. In Abhängigkeit davon, ob ein analog moduliertes Rundfunk-Empfangssignal oder ein digital moduliertes Rundfunk-Empfangssignal durch den in Fig. 1 dar- gestellten Empfänger empfangen wird, wird aus der Spei- chereinrichtung 73 in Abhängigkeit von dem Empfangskanal- Auswahlsignal, das durch die Empfangskanal-Auswahleinrichtung 75 eingestellt wird, ein bestimmtes Frequenzteilungsverhält- nis in dem Frequenzteiler 71 eingestellt. Die Einstellung er- folgt derart, daß die Frequenz des an der Leitung 70 anlie- genden Oszillatorsignals so geteilt wird, daß an der Leitung 82 die Soll-Vergleichsfrequenz von 62,5 kHz beim Empfang ei- nes analog modulierten Empfangssignals anliegt und eine Soll- Vergleichsfrequenz von 166,7 kHz für den Fall anliegt, daß ein digital moduliertes Empfangssignal empfangen wird.

Der Referenz-Oszillator 84 ist vorzugsweise ein Quarzkri- stall. Dieses Quarzkristall gibt bei einer bevorzugten Aus- führungsform ein Referenz-Oszillatorsignal mit einer Refe- renzfrequenz von 4 MHz ab. Der Frequenzteiler 81 ist zwischen

einem ersten Frequenzteilungsverhältnis von 64 für ein analog moduliertes Empfangssignal und einem zweiten Frequenztei- lungsverhältnis von 24 für ein digital moduliertes Empfangs- signal durch die Schalteinrichtung 79 umschaltbar. Bei einer alternativen Ausführungsform beträgt das Frequenzteilungsver- hältnis für ein digital moduliertes Empfangssignal 16. Gibt das Quarzkristall 84 ein Referenz-Oszillatorsignal mit einer Referenzfrequenz von 4 MHz ab, wird durch den Frequenzteiler 81 dieses sinusförmige Referenzsignal auf eine Frequenz von 62,5 kHz beim Empfang eines analog modulierten Empfangs- signals heruntergeteilt. Bei Empfang eines digital modulier- ten Empfangssignals wird das Frequenzteilungsverhältnis des Frequenzteilers 81 bei einer ersten Ausführungsform auf 24 eingestellt, so daß die Referenz-Oszillatorfrequenz von 4 MHz auf die Soll-Vergleichsfrequenz von 166,7 kHz geteilt wird.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform beträgt das Frequenz- teilungsverhältnis des Frequenzteilers 81 bei Empfang eines digital modulierten Empfangssignals 16, so daß die Soll- Vergleichsfrequenz 250 kHz beträgt.

Wie aus Fig. 1 hervorgeht, wird das Frequenzteilungsverhält- nis des Frequenzteilers 81 durch die Schalteinrichtung 79 eingestellt. Wird der Empfang eines digital modulierten Emp- fangssignals erwartet, schaltet die Schalteinrichtung 79 den Frequenzteiler auf das Frequenzteilungsverhältnis für digital modulierte Empfangssignale, beispielsweise auf 16 oder 24.

Wird der Empfang eines analog modulierten Empfangssignals er- wartet, schaltet man mit der Schalteinrichtung 79 das Fre- quenzteilungsverhältnis des Frequenzteilers 81 auf 64, so daß die durch den Standard vorgegebene Soll-Vergleichsfrequenz von 62,5 kHz an der Leitung 86 erreicht wird.

Bei einer weiteren, nicht gezeigten Ausführungsform enthält der Demodulator eine Modulationsart-Erkennungsschaltung, die automatisch erkennt, ob das empfangene Rundfunksignal, insbe- sondere das empfangene Fernsehempfangssignal, analog oder di- gital moduliert ist. Diese Modulationsart-Erkennungsschaltung

steuert vorzugsweise die in Fig. 1 dargestellte Schaltein- richtung 79 derart, daß die entsprechenden Frequenzteilungs- verhältnisse innerhalb des Frequenzteilers 81 automatisch entsprechend der Modulationsart des empfangenen Rundfunksi- gnals angepaßt werden. Erkennt die Modulationsart- Erkennungsschaltung, daß das empfangene Rundfunksignal digi- tal moduliert ist, wird das Frequenzteilungsverhältnis vor- zugsweise auf 24 bzw. 16 eingestellt. Erkennt umgekehrt die Modulationsart-Erkennungsschaltung, daß das empfangene Rund- funksignal analog moduliert ist, wird die Schalteinrichtung 79 derart angesteuert, daß diese das Frequenzteilungsverhäl- nis des Frequenzteilers 81 auf 64 schaltet. Der Phasenkompa- rator 83 vergleicht die Phase bzw. die Frequenz der beiden an den Leitungen 82,86 anliegenden Signale und stimmt die Schwingkreise der Oszillatoren 29,45 derart ab, daß die Fre- quenz des an der Leitung 82 anliegenden Signals möglichst ge- nau mit der an der Leitung 86 anliegenden Soll- Vergleichsfrequenz übereinstimmt. Die Phasen-bzw. Frequenz- differenz zwischen den beiden an den Leitungen 82,86 anlie- genden Signalen ist vorzugsweise null. Hierdurch wird gewähr- leistet, daß die Phasenschwankung minimal wird. Entsteht an den Eingängen 82,86 des Phasenkomparators 83 eine Phasen- bzw. Frequenzabweichung von der Soll-Vergleichsfrequenz, wer- den über die Abstimmleitung 93 die Varaktordioden 32,49,50 solange abgeglichen, bis die Phasendifferenz zwischen den beiden an den Leitungen 82,86 anliegenden Signalen null be- trägt.

Die Soll-Vergleichsfrequenz an der Leitung 86 wird durch den jeweiligen Signalübertragungsstandard festgelegt. Sie beträgt bei DVB-T, bei dem eine digitale Modulation erfolgt, 166,7 kHz und bei dem PAL-bzw. SECAM-Übertragungsstandard, der ei- ne analoge Modulation verwendet, 62,5 kHz.

Durch die Oszillatoren 29,45 entsteht ein Phasenrauschen, das durch das Phasenregelkreissystem gemäß der Erfindung mi- nimiert wird.

Fig. 2 zeigt ein Diagramm einer typischen Frequenzabhängig- keit des Phasenrauschens. Dabei ist die Amplitude des Phasen- rauschens bezogen auf die Signalspitze in Abhängigkeit von einer Offset-Frequenz gezeigt. Die Offset-Frequenz ist die Frequenzabweichung von der Resonanz-bzw. Oszillatorfrequenz des Oszillators bzw. der Trägermittenfrequenz. Die Kurve a zeigt die Abhängigkeit des Phasenrauschens eines Empfängers, wenn kein Phasenregelkreis verwendet wird. In diesem Fall fällt bei logarithmischer Darstellung der Offset-Frequenz die Amplitude des Phasenrauschens linear mit zunehmender Fre- quenzabweichung von der Trägermittenfrequenz ab. Die Kurve b stellt die Frequenzabhängigkeit des Phasenrauschens bei Ver- wendung eines herkömmlichen PLL-Phasenregelkreissystems dar.

Wie man aus Fig. 2 erkennen kann, wird bei Verwendung eines herkömmlichen PLL-Phasenregelkreises das Phasenrauschen bis zu einer Phasenregelkreis-Bandbreite bzw. Loop-Bandbreite (On auf-30 dB bezogen auf die Maximalamplitude des Oszillators gedämpft. Durch das erfindungsgemäße Phasenregelsystem wird, wie durch die Kurve c angedeutet, das Phasenrauschen bis zu einer Loop-Bandbreite 0), auf-50 dB gedämpft. Das erfin- dungsgemäße Phasenregelsystem, wie es in Fig. 1 dargestellt ist, wird somit zu einer erheblichen Verminderung des uner- wünschten Phasenrauschens.

Die Loop-Bandbreite (Dn und der Dämpfungsfaktor steigt pro- portional mit der Wurzel der Steilheit des Oszillators Ko, der Verstärkung der Phasenvergleichsschaltung KD, dem inver- sen Frequenzteilungsverhältnis 1/Nr des zweiten Frequenztei- lers 81 sowie dem inversen Frequenzteilungsverhältnis 1/NRF des ersten Frequenzteilers 71 gemäß folgender Formel : Die Abstimmsteilheit Ko der Oszillatoren 29,45 hängt von der Resonanzfrequenz bzw. der Oszillatorfrequenz ab. Die Oszilla-

torfrequenz wird ihrerseits durch die Abstimmspannung an der Abstimmleitung 93 des Schleifenfilters 92 bestimmt. Das Fre- quenzteilungsverhältnis Nr des zweiten Frequenzteilers 81 be- trägt 64 für analog modulierte Empfangssignale und vorzugs- weise 24 für digital modulierte Empfangssignale. Diese Fre- quenzteilungsverhältnisse ergeben sich bei einer Referenzfre- quenz des Quarzkristalls 84 und erhöhen sich direkt propotio- nal, wenn den Referenz-Oszillatoren mit höheren Referenzfre- quenzen verwendet werden. So beträgt das Frequenzteilungsver- hältnis bei einem Quarz, der eine Referenzfrequenz von 8 MHz abgibt, 128 für analog modulierte Empfangssignale und vor- zugsweise 48 für digital modulierte Empfangssignale.

Das Frequenzteilungsverhältnis des Frequenzteilers 71 zur Teilung der Frequenz des Oszillatorsignals auf eine Soll- Vergleichsfrequenz ist in der Speichereinrichtung 73 abge- speichert. Wird beispielsweise durch die Kanalauswahleinrich- tung 75 ein Empfangskanal mit einer Empfangsfrequenz von 800 MHz ausgewählt, wird das an der Leitung 70 anliegende Os- zillatorsignal durch den Frequenzteiler 71 bei analog modu- lierten Empfangssignalen auf die Soll-Vergleichsfrequenz von 62,5 kHz geteilt und bei digital modulierten Empfangssignalen auf die Soll-Vergleichsfrequenz von 166,7 kHz geteilt. Dem- entsprechend ist in der Speichereinrichtung 73 für den Emp- fangskanal mit der Empfangsfrequenz von 800 MHz, beispiels- weise einem Fernsehsender, ein Frequenzteilungsverhältnis von 12.800 für ein analog moduliertes Empfangssignal und ein Tei- lungsverhältnis von 480 für ein digital moduliertes Empfangs- signal abgespeichert. Wird durch eine Bedienperson die diesem Empfangskanal zugeordnete Taste in der Empfangskanal- Auswahleinrichtung 75 gedrückt und ist die Schalteinrichtung 79 auf Empfang digital modulierter Signale geschaltet, wird aus der Speichereinrichtung 73 ein Frequenzteilungsverhältnis von 480 über die Leitung 72 in dem Frequenzteiler 71 einge- stellt, so daß ein Oszillatorsignal mit einer Frequenz von 800 MHz auf die Soll-Vergleichsfrequenz von 166,7 kHz ent- sprechend dem Standard heruntergeteilt wird.

Die Größe der Verstärkung KD der Phasenvergleichsschaltung ist abhängig von dem durch die Ladepumpe 88 erzeugten Lade- strom. Die Höhe des Ladestroms wird über die Steuerleitung 90 durch eine Ladestromsteuereinrichtung 89 eingestellt. Dabei wird die Verstärkung KD der Phasenvergleichsschaltung, die aus dem Phasenkomparator 83 und der Ladepumpe 88 besteht, derart eingestellt, daß das Phasenrauschen des Empfängers mi- nimal wird. Wie man aus Fig. 2 erkennen kann, wird durch das erfindungsgemäße Phasenregelkreissystem das Phasenrauschen bis zu einer Loop-Bandbreite (Duz auf-50 auf-50 herabgesenkt.

Neben der Amplitude des Phasenrauschens wird durch das erfin- dungsgemäße Phasenregelkreissystem auch der Dämpfungsfaktor und somit das Einschwingverhalten optimiert. Fig. 3 zeigt die Frequenzabhängigkeit des Phasenrauschens bei Verwendung eines herkömmlichen Phasenregelkreises als Kurve a und bei Verwen- dung des erfindungsgemäßen Phasenregelkreissystems als Kur- ve b. Wie aus Fig. 3 hervorgeht, wird durch das erfindungsge- mäße Phasenregelkreissystem der Dämpfungsverlauf optimiert, da die Amplitudenspitze im Bereich der Loop- Bandbreitenfrequenz On nivelliert verlauft. Der Dämpfungsfak- tor wird bei vorgegebenen Frequenzteilungsverhältnissen Nr des zweiten Frequenzteilers 81 sowie des Frequenzteilungsver- hältnisses NRF des ersten Frequenzteilers 71 durch geeignete Einstellung der Verstärkung der Phasenvergleichsschaltung KD derart eingestellt, daß das Phasenrauschen die als Kurve b dargestellte Frequenzabhängigkeit in Fig. 3 aufweist.

Die Figuren 4A bis 4F zeigen verschiedene Frequenzabhängig- keiten des Phasenrauschens bei dem erfindungsgemäßen Phasen- regelkreissystems für unterschiedliche Empfangsträger- Mittenfrequenzen bei unterschiedlichen eingestellten Fre- quenzteilungsverhältnissen Nr des zweiten Frequenzteilers 81.

Die Fig. 4A, 4B stellen den Verlauf des Phasenrauschens in Abhängigkeit von der Offset-Frequenz für unterschiedliche

Frequenzteilungsverhältnisse Nr für eine Empfangsträger- Mittenfrequenz von 414 MHz dar. Wird ein analog moduliertes Rundfunksignal empfangen, wird das Frequenzteilungsverhältnis Nr zur Teilung der Referenzfrequenz von 4 MHz auf 64 einge- stellt, damit die Soll-Vergleichsfrequenz von 166,7 kHz er- reicht wird. Bei den Fig. 4A, 4C, 4E ist das Frequenztei- lungsverhältnis des zweiten Frequenzteilers 81 auf 64 für den Empfang analog modulierter Rundfunksignale eingestellt.

Bei Empfang eines digital modulierten Rundfunksignals wird die Referenzfrequenz von 4 MHz durch ein Frequenzteilungsver- hältnis von 16 geteilt, damit eine Soll-Vergleichsfrequenz von 250 kHz erreicht wird. Die Fig. 4B, 4D, 4F zeigen den Verlauf des Phasenrauschens, wenn der zweite Frequenzteiler 81 auf ein Frequenzteilungsverhältnis von 16 zum Empfang ei- nes digital modulierten Empfangssignals eingestellt ist.

Die Fig. 4A, 4B zeigen den Verlauf des Phasenrauschens bei einer Trägermittenfrequenz von 414 MHz im Vergleich. Die Fig. 4A zeigt den Verlauf des Phasenrauschens bei einem Fre- quenzteilungsverhältnis von 64 für den Empfang analog modu- lierter Rundfunksignale und die Fig. 4B den Verlauf des Pha- senrauschens bei einem eingestellten Frequenzteilungsverhält- nis von 16 für den Empfang digital modulierter Rundfunksigna- le. Wie man aus den Fig. 4A, 4B erkennen kann, ist der Ver- lauf des Phasenrauschens bei dem erfindungsgemäßen Phasenre- gelkreissystem optimal. Wie aus Fig. 4A hervorgeht, wird bis zu der Loop-Bandbreite von 1 kHz eine Dämpfung von etwa 60 dB bei der Amplitude des Phasenrauschens erreicht. Die Amplitu- denspitze im Bereich der PLL-Loop-Bandbreite On von 1 kHz ist relativ abgeflacht, und das Phasenrauschen fällt dann mit zu- nehmender Frequenz in dem linearen Maßstab nahezu linear bis auf ein Niveau von-110 dB ab.

Für die Trägermittenfrequenz von 414 MHz stellt Fig. 4B den Fall dar, daß ein digital moduliertes Empfangssignal empfan- gen wird. Das Phasenrauschen wird bis zu einer PLL-Loop-

Bandbreite von ca. 2,5 kHz bis auf ca. 65 dB gedämpft. Im Be- reich der Loop-Bandbreitenfrequenz von 2,5 kHz besteht eine relativ flache Spitze, die mit zunehmender Frequenz im log- arithmischen Maßstab linear auf ein Niveau von-110 dB ab- fällt.

Die Fig. 4C, 4D zeigen den Verlauf des Phasenrauschens bei einer Trägermittenfrequenz von 623 MHz für unterschiedliche Frequenzteilungsverhältnisse. Die Fig. 4C zeigt den Fall, daß ein Frequenzteilungsverhältnis von 64 zum Empfang eines ana- log modulierten Empfangssignals an dem zweiten Frequenzteiler 81 eingestellt ist. Die Fig. 4D zeigt den Verlauf des Phasen- rauschens bei einem eingestellten Frequenzteilungsverhältnis von 16 zum Empfang digital modulierter Empfangssignale. In Fig. 4C beträgt die Loop-Bandbreite etwa 800 Hz, wohingegen die Loop-Bandbreite bei der Fig. 4D in etwa 1,2 kHz beträgt.

Die Fig. 4E, 4F zeigen die Frequenzabhängigkeit des Phasen- rauschens bei dem erfindungsgemäßen Phasenregelkreissystem für eine Empfangsträgermittenfrequenz von 847 MHz, wobei in Fig. 4E das Frequenzteilungsverhältnis 64 zum Empfang analog modulierter Rundfunksignale und bei Fig. 4F 16 zum Empfang digital modulierter Rundfunksignale beträgt. Die Loop- Bandbreite ist bei der Fig. 4E etwa 400 Hz und bei der Fig. 4F 1,1 kHz.

In den Fig. 5A bis 5D wurde das erfindungsgemäße Phasenregel- kreissystem derart eingestellt, daß die Spitzen im Bereich der PLL-Loop-Bandbreiten zur Optimierung der Dämpfung abge- flacht verlaufen.

Die Fig. 5A, 5C zeigen den Fall, daß das Frequenzteilungsver- hältnis des Frequenzteilers 81 auf 64 zum Empfang analog mo- dulierter Rundfunksignale eingestellt ist. Die Fig. 5B, 5D zeigen den Fall, daß das Frequenzteilungsverhältnis des Fre- quenzteilers 81 zum Empfang digital modulierter Empfangs- signale auf 16 eingestellt ist.

In den Fig. 5A, 5B beträgt die Trägermittenfrequenz 414 MHz, und in den Fig. 5C, 5D beträgt die Trägermittenfrequenz 847 MHz.

Vergleicht man beispielsweise die Fig. 4A und die Fig. 5A, erkennt man, daß die Spitze im Bereich der Loop-Bandbreite von 1 kHz abgeflacht verlauft. Die gleiche Verbesserung er- kennt man beim Vergleich der Fig. 5B mit der Fig. 4B. Durch das erfindungsgemäße Phasenregelkreissystem kann daher neben einer absoluten Erhöhung der Dämpfung auch das Einschwingver- halten bzw. der Dämpfungsfaktor optimiert werden. Die Opti- mierung bezüglich des Einschwingverhaltens ist dabei auch bei höheren Träger-Mittenfrequenzen, wie beispielsweise 847 MHz, möglich, wie durch Vergleich der Fig. 5C, 5D mit den Fig. 4E, 4F ersichtlich.

Die Fig. 6 stellt den Verlauf des durch das erfindungsgemäße Phasenregelkreissystem erzielten Phasenrauschens in Abhängig- keit von der Offset-Frequenz dar. Das Frequenzteilungsver- hältnis Nr des zweiten Frequenzteilers 81 ist dabei auf 64 für den Empfang analog modulierter Rundfunksignale einge- stellt. Die Fig. 6A zeigt den Fall, daß der Ladestrom, der durch die Ladepumpe 88 der Phasenvergleichsschaltung gegeben wird, 50 mA beträgt. Fig. 6B zeigt den Verlauf des Phasenrau- schens in Abhängigkeit der Frequenz für den Fall, daß der La- destrom der Ladepumpe 250 mA beträgt. Wie man durch Vergleich der Fig. 6A, 6B erkennen kann, wird durch die Erhöhung des Ladestroms einerseits eine Absenkung des Phasenrauschens bis zur Loop-Bandbreite erreicht, und andererseits eine Erhöhung der Loop-Bandbreite. Die Loop-Bandbreite beträgt bei dem in Fig. 6B dargestellten Verlauf etwa 1,2 kHz, während die Loop- Bandbreite bei dem in Fig. 6A dargestellten Verlauf bei ca.

400 Hz liegt. Darüber hinaus ist die Spitze im Dämpfungsver- lauf im Bereich der Loop-Bandbreitenfrequenz bei Fig. 6B deutlich nivelliert im Vergleich zu dem Verlauf in Fig. 6A.

Der Dämpfungsfaktor ist somit in Fig. 6B optimal eingestellt.

Fig. 7 zeigt die Abstimmsteilheit Ko eines Oszillators in Ab- hängigkeit von der Empfangsfrequenz für verschiedene Emp- fangsfrequenzbereiche.

Die Kurve a in Fig. 7 zeigt beispielsweise den Verlauf der Abstimmsteilheit eines typischen Oszillators in Abhängigkeit von der Empfangsfrequenz für den UHF-Empfangsbereich.

Die Kurve b in Fig. 7 stellt die Abstimmsteilheit des glei- chen Oszillators für den VHFII-Empfangsbereich dar.

Die Kurve c in Fig. 7 stellt die Abstimmsteilheit des Oszil- lators für den VHFI-Empfangsbereich dar.

Wie aus Fig. 7 hervorgeht, ist der Verlauf der Abstimmsteil- heit für die unterschiedlichen Empfangs-Frequenzbereiche un- terschiedlich, wobei der Verlauf in weiten Bereichen nicht linear ist. Der Verlauf der Abstimmsteilheit Ko des Oszilla- toren wird bei dem erfindungsgemäßen Phasenregelkreissystem bei der Einstellung der Verstärkung KD der Phasenvergleichs- schaltung zur Optimierung des Phasenrauschens berücksichtigt.

Wie aus dem Kurvenverlauf a in Fig. 7 hervorgeht, ist die Ab- stimmsteilheit der Oszillatoren in dem UHF-Empfangsbereich weitestgehend indirekt proportional zu der Empfangsfrequenz.

Eine Möglichkeit, diese inverse Proportionalität auszuglei- chen, besteht darin, die Verstärkung KD der Phasenvergleichs- schaltung in Abhängigkeit von dem Teilungsverhältnis NRF des Frequenzteilers 71 und der Abstimmsteilheit Ko zu erhö- hen. Dies kann durch Veränderung des durch die Ladepumpe 88 erzeugten Ladestroms erreicht werden.

Durch das erfindungsgemäße Phasenregelkreissystem wird das Phasenrauschen bei einem Empfänger optimiert. Der Empfänger ist dabei sowohl zum Empfang analog modulierter als auch di- gital modulierter Signale einsetzbar. Das erfindungsgemäße

Phasenregelkreissystem ist insbesondere für Empfänger geeig- net, die zum Empfang von digitalen Fernsehsignalen eingesetzt werden. Diese digitalen Fernsehsignale können beispielsweise in einem OFDM-Multiplexverfahren digital terrestrisch in ei- nem digitalen DVB-Fernsehverteildienst ausgestrahlt werden.

Durch die Umschaltung zwischen verschiedenen Frequenztei- lungsverhältnissen für analog modulierte Rundfunksignale und digital modulierte Rundfunksignale ist es möglich, bisher be- reits bestehende Schaltungsbausteine, die bei den bisherigen analogen Rundfunksignalen eingesetzt wurden, schaltungstech- nisch zu ergänzen, so daß sie auch für den Empfang digital modulierter Rundfunksignale, insbesondere digital modulierter Fernsehempfangssignale, einsetzbar sind.

Das Phasenrauschen des Empfängers wird durch das erfindungs- gemäße Phasenregelkreissystem erheblich abgesenkt und somit die Fehlerrate bei der Decodierung des Signals vermindert.