(基本構成)
 図1は本発明の電力変換装置の基本構成を示 す。該電力変換装置は、DC-DC変換回路1及び制 御回路2を含み、例えば第1従来技術と同様に� ��放電ランプバラスト又は前照灯バラスト等� ��組み込むことができる。それらバラストの� ��々では、インバータ回路、始動回路及び放� ��ランプ等が更に具備される。第1従来技術と 同様に、インバータ回路は、DC-DC変換回路1の 出力電圧(DC電圧)を交流電圧に変換するため� �フルブリッジインバータ回路、及び該フル� �リッジインバータ回路の4つのスイッチング� ��子用のドライブ回路から構成することがで� ��る。始動回路は、インバータ回路の出力電� ��を受けて放電ランプを始動するための高電� ��パルスを発生するように構成することがで� ��る。放電ランプは、例えば高輝度放電ラン� ��であってもよい。なお、これに限らず、負� ��は、発光ダイオード等でもよい。それらの� ��成は、当業者に周知であり、ここでは更に� ��細に説明しない。

 DC-DC変換回路1は、電力変換用の磁性素子� ��びスイッチング素子を含み、エネルギーを� ��積及び放出するように構成される。即ち、� ��路1は、該スイッチング素子が高周波信号に 従ってオンしたときに電源からの電流を該磁 性素子に供給してエネルギーを該磁性素子に 蓄積する。また、回路1は、該スイッチング� �子が該高周波信号に従ってオフしたときに� �磁性素子に蓄積されたエネルギーを放出す� �。図1の例では、回路1は、1次及び2次巻線101� ��び102を持つトランス10、スイッチング素子11 、ダイオード12及びキャパシタ13を有し、DC(� �流)電源7からの電圧を指定の電圧に変換する ように構成される。1次巻線101は第1及び第2端 を有し、1次巻線101の第1端はDC電源7の正端子� ��接続される。スイッチング素子は1次巻線101 の第2端とDC電源7の負端子との間に接続され� �。2次巻線102は第1及び第2端を有し、2次巻線1 02の第1端はダイオード12のカソードと接続さ� ��る。キャパシタ13は第1及び第2端を有し、こ れらは、それぞれダイオード12のアノード及� ��2次巻線102の第2端と接続される。なお、DC-DC 変換回路1は、図1の構成に限らず、チョッパ� ��路でもよく、或いはチョッパ回路及びイン� ��ータ回路の複合回路等でもよい。

 制御回路2は、DC-DC変換回路1におけるスイ ッチング素子11の制御端子(ゲート)に高周波� �号を供給するように構成される。詳しくは� �制御回路2は、発振器20、コンパレータ21、RS� ��リップフロップ22、ドライブ回路23、模擬回 路3、検知回路4及び加算回路6を有し、模擬回 路3及び検知回路4によって特徴付けられる。

 RSフリップフロップ22のセット入力“S”� �びリセット入力“R”は、それぞれ発振器20� �出力及びコンパレータ21の出力と接続される 一方、RSフリップフロップ22の出力“Q”は、� ��ライブ回路23を介してスイッチング素子11の 制御端子と接続される。一例において、スイ ッチング素子11のスイッチング周期は、DC-DC� �換回路1の入力及び出力条件に応じて調整し� ��もよい。スイッチング素子11のオンタイミ� �グは、磁性素子に蓄積されるエネルギーに� �って決定してもよい。例えば、スイッチン� �素子11を磁束のゼロに応じてオンしてもよい 。

 模擬回路3は、磁性素子(トランス10)の磁� �の状態又は変化を近似的に模擬する模擬信� �S3を生成するように構成される。検知回路4� �、DC-DC変換回路1の入力及び出力の少なくと� �一つ(図1では出力)に対応し、加算回路6で模� ��信号S3に重畳されて重畳信号S21を形成する� �号(図1では“S4”)を生成するように構成され る。信号S4の極性は、磁束が増大するときの� ��号S4の傾きの極性が、出力が例えば負荷変� �によって増大するときの出力の傾きの極性� �一致するように設定される。重畳信号S21は� �コンパレータ21の非反転入力に供給される。 また、オン期間の指令信号がコンパレータ21� ��反転入力に供給される。該指令信号は、ス� ��ッチング素子11のオフタイミング(オン期間) を決めるための信号である。

 該基本構成では、スイッチング素子11の� �ン期間を重畳信号S21によって調整してDC-DC変 換回路1の出力を制御することができる。し� �も、重畳信号S21は、信号S3及びS4から得られ� ��ので、トランス又はインダクタ等の磁性素� ��を流れる電流を直接検出する必要がない。

 ここで、本発明の発明者は、関連する技� ��、即ち2007年9月13日付け日本国特許出願番号 2007-238563、題して“電力変換装置”を出願し� ��いる。

 図2は該関連する技術の概要図である。該 関連する技術は、DC-DC変換回路1及び制御回路 2を含む。該関連する技術のDC-DC変換回路1は� �該基本構成のそれと同様に構成される。他� �、該関連する技術の制御回路2は、発振器20� �コンパレータ21、RSフリップフロップ22、ド� �イブ回路23及び模擬回路3を、該基本構成と� �様に有するが、検知回路4及び加算回路6にそ れぞれ対応する回路は有さない。つまり、模 擬信号S3のみがコンパレータ21の非反転入力� �供給され、スイッチング素子11のオン期間が 定められる。

 図3は該関連する技術の一例を示す。図3� �おいて、該関連する技術の模擬回路3は、キ� ��パシタ30、該キャパシタ30を放電するための 電流信号源31、該キャパシタ30を充電するた� �の電流信号源32、及び電流信号源31及び32の� �方をキャパシタ30に接続するためのスイッチ 33から構成される。スイッチ33は、スイッチ� �グ素子11のスイッチング周波数と同期して制 御される。つまり、スイッチ33は、RSフリッ� �フロップ22の出力“Q”からのスイッチング� �号によって制御される。詳しくは、スイッ� �ング素子11がオンされると、キャパシタ30は� ��電流信号源32と接続されて充電される。ス� �ッチング素子11がオフされると、キャパシタ 30は、電流信号源31と接続されて放電される� �要するに、模擬信号S3はキャパシタ30の電圧� ��あり、これは、電流信号源31及び32による電 流の時間積分に対応する。

 該関連する技術の動作を説明する。発振� ��20が、スイッチング素子11をオンするための 信号をRSフリップフロップ22のセット入力“S� ��に供給すれば、RSフリップフロップ22の出力 “Q”がHighになる。その結果、スイッチング� ��子11がドライブ回路23(図示しない)を介して� ��ンされると同時に、キャパシタ30が電流信� �源32と接続されて充電される。その後、コン パレータ21は、キャパシタ30から得られる模� �信号S3をオン期間の指令信号と比較し、信号 S3のレベルが該指令信号のレベルを超えれば� ��スイッチング素子11をオフするための信号� �RSフリップフロップ22のリセット入力“R”に 供給する。それにより、RSフリップフロップ2 2の出力“Q”がLowになる。その結果、スイッ� ��ング素子11が、ドライブ回路23を介してオフ されると同時に、キャパシタ30が電流信号源3 1と接続されて放電される。

 該関連する技術では、模擬信号が磁性素� ��の電圧の時間積分によって生成され、スイ� ��チング素子11が模擬信号によってオフされ� �ので、1次巻線を流れる電流を検出するため� ��電流センサは不要である。磁性素子の電圧� ��、直接検出してもよく、あるいはDC-DC変換� �路1の入力電圧及び出力電圧とスイッチング� ��子のスイッチング状態等から間接的に検出� ��てもよい。電流センサは不要であるので、� ��型の抵抗は不要であり、電力損失を回避す� ��ことができる。また、DC-DC変換回路1の出力� ��安定性を高めることができる。

 図4は該関連する技術の別例を示す。図4� �おいて、該関連する技術の模擬回路3は、キ� ��パシタ30及び抵抗34(ローパスフィルタ)から� ��成される。キャパシタ30は、2次巻線102の電� ��によって充電及び放電される。

 しかしながら、該関連する技術では、磁� ��素子の磁束の直流成分が、模擬信号に現れ� ��い。それ故に、連続モードにおいて、キャ� ��シタ30の電圧が所定電圧に達すると、DC-DC変 換回路1の出力電力は、図5に示すように一定� ��なる。この場合、模擬信号のレベルがオン� ��間の指令信号のレベルを超えることができ� ��いので、スイッチング素子11のオフタイミ� �グを定めることができない。磁束の瞬間的� �変動は、連続モードでも模擬信号に現れる� �で、短時間の出力変動に追随することがで� �る。しかし、磁束の平均的な変動について� �、実際の出力の検出及びフィードバック制� �が必要であり、フィードバック制御のゲイ� �を高速応答のために上げる必要がある。結� �、安定性が損なわれる。

 図1の基本構成では、信号S4を磁性素子の� ��束の直流成分とみなすことができ、その信� ��S4が模擬信号S3に重畳される。それ故に、模 擬信号が、連続モードでもDC-DC変換回路1の出 力電圧の増大に応じて増大するので、模擬信 号のレベルがオン期間の指令信号のレベルを 超えることができる。積分回路又はローパス フィルタ等で構成される模擬回路3では、模� �信号の振幅を模擬回路3の各素子定数を調整� ��ることによって大きくすることができ、外� ��の影響を低減することができる。

 図6は本発明の電力変換装置の別の基本構 成を示す。図6の基本構成では、検知回路4が� ��知回路5と取り替えられる。検知回路5は、DC -DC変換回路1の入力に対応し、加算回路6で模� ��信号S3に重畳されて重畳信号S21を形成する� �号“S5”を生成するように構成される。

 一例において、磁性素子に対する電力、� ��圧及び電流の少なくとも一つに対応する信� ��が、信号S4又はS5として利用される。放電ラ ンプバラスト又は前照灯バラストが、図1又� �図6の電力変換装置を含み、高輝度放電ラン� ��に使用されるとき、磁性素子を流れる電流� ��対応する信号を信号S4又はS5として利用する ことが望ましい。ランプ電圧の変動が緩やか である一方、ランプ電流の変動が大きいから である。

 (第1実施形態)
 図7は本発明の第1実施形態による電力変換� �置を示す。第1実施形態における電力変換装� ��は、図1の基本構成を持ち、誤差増幅回路24� ��更に含む。明瞭のため、同様の要素には、� ��1で表されたのと同じ符号が割り当てられる 。

 誤差増幅回路24は、外部からの出力指令� �応じて、DC-DC変換回路1の出力電圧及び出力� �流を検出し、出力電圧及び出力電流の誤差� �算によってオン期間の指令信号を生成する� �うに構成される。DC-DC変換回路1の出力電圧� �、ダイオード12及びキャパシタ13の接合点か� ��例えば分圧器(図示しない)を通じて検出さ� �る。DC-DC変換回路1の出力電流は、後述の検� �回路4から得られる。該指令信号は、コンパ� ��ータ21の反転入力に供給される。

 第1実施形態の特徴において、模擬回路3� �、抵抗34及び35及びキャパシタ30を有し、キ� �パシタ30を、抵抗34を介して得られる2次巻線 102の電圧によって充電及び放電するように構 成される。また、2次巻線102は、第1及び第2端 に加えて中間タップを持ち、2次巻線102の第2� ��の極性は、1次巻線101の第2端のそれと同じ� �ある。詳しくは、抵抗34及びキャパシタ30は� ��ーパスフィルタを構成する。抵抗34は第1及� ��第2端を有し、抵抗34の第1端は、2次巻線102� �中間タップと接続される。キャパシタ30は第 1及び第2端を有し、これらは、それぞれ抵抗3 4の第2端及び2次巻線102の第2端と接続される� �また、抵抗34及びキャパシタ30の接合点はコ� ��パレータ21の非反転入力と接続される。従� �て、2次巻線102の電圧の一部が、抵抗34を介� �てキャパシタ30に印加される。それ故に、ロ ーパスフィルタの各素子の許容電圧を下げる ことができる。なお、これに限らず、2次巻� �102の電圧の全部を、抵抗34を介してキャパシ タ30に印加してもよい。

 キャパシタ30の電圧がDC-DC変換回路1の出力� �圧(負電圧)によって負電位に移行するのを防 止するため、抵抗35は、抵抗34及びキャパシ� �30の接合点と基準電圧源(V ₁ )との間に接続される。即ち、オフセット電� �がキャパシタ30に印加される。

 検知回路4は、DC-DC変換回路1の出力(出力� �流)に対応し、2次巻線102及び検知回路4の接� �点で模擬信号に重畳されて重畳信号S21を形� �する信号を生成するように構成される。図7� ��例では、回路4は、2次巻線102の第2端とDC電� �7の負端子との間に接続される抵抗40を持つ� �2次巻線102及び抵抗40の接合点は、図1の加算� ��路6に対応する。

 キャパシタ30の電圧とトランス10の磁束との 関係を説明する。トランス10の磁束φは、
  φ=(1/N ₂ )・∫V ₂ dt
によって与えられ、ここで、N ₂ は2次巻線102の巻数であり、V ₂ は2次巻線102の電圧である。従って、トラン� �10の磁束φを、2次巻線102の電圧の時間積分に よって模擬することができる。

 スイッチング周期の間の入力及び出力電圧� ��変動は小さいので、磁束φは、
  φ=V ₂ ・t/N ₂
によって近似することができ、ここでtは時� �である。つまり、トランス10の磁束φは2次巻 線102の電圧と時間との積に比例する。

 スイッチング素子11のオン期間及びオフ期� �がローパスフィルタの時定数より小さけれ� �、キャパシタ30の電圧変動δVは、
  δV=k・V ₂ ・t/(R _T ・C _T )
によって与えられ、ここで、kは1以下の正の� ��であり、R _T はキャパシタ30の静電容量であり、C _T は抵抗34の抵抗値である。例えば、該オン期� ��及びオフ期間は、該時定数の5分の1以下で� �る。

 電圧変動δVは、磁束φの近似式と同様に� �2次巻線102の電圧と時間との積に比例するの� ��、キャパシタ30の電圧を、該磁性素子(トラ� ��ス10)の磁束の状態又は変化を模擬する模擬� ��号として利用することができる。

 第1実施形態の動作を説明する。発振器20� ��、スイッチング素子11をオンするための信� �を、RSフリップフロップ22のセット入力“S” に供給すれば、RSフリップフロップ22の出力� �Q”がHigh(ターンオン信号)になる。その結果� ��スイッチング素子11が、ドライブ回路23(図� �しない)を介してオンされる。

 スイッチング素子11がオンされれば、ト� �ンス10の磁束が増大し、またキャパシタ30が� ��電されて模擬信号を発生する。模擬信号は� ��キャパシタ30の第1端の電位がその第2端の電 位に対して増大するので、時間軸に対して正 の傾きを持つ電圧信号となる。また、電流が 、キャパシタ13の第2端(正端子)、抵抗40、外� �回路(例えばインバータ回路)及びキャパシタ 13の第1端(負端子)を流れるので、正電圧が抵� ��40に発生する。従って、抵抗40、即ち検知回 路4の信号は、DC-DC変換回路1の出力(出力電流) に対応する。抵抗40の信号は模擬信号に重畳� ��れ、それにより重畳信号S21が生成される。� ��畳信号S21は、コンパレータ21の非反転入力� �供給され、コンパレータ21の反転入力に供給 されるオン期間の指令信号と比較される。そ の後、重畳信号S21のレベルが該指令信号のレ ベルを超えれば、コンパレータ21は、スイッ� ��ング素子11をオフするための信号(リセット� ��号)を、RSフリップフロップ22のリセット入� �“R”に供給する。それにより、RSフリップ� �ロップ22の出力“Q”がLow(ターンオフ信号)に なる結果、スイッチング素子11がドライブ回� ��23を介してオフされる。ここで、重畳信号S2 1の増大期間において、DC-DC変換回路1の出力� �例えば負荷変動により増大されるとき、抵� �40の信号の極性は、模擬信号の極性に対して 加極性である。詳しくは、検知回路4の信号� �加えられる変動の傾きの極性は、模擬信号� �傾きの極性と同じであり、それらの各々は� �である。その結果、スイッチング素子11のオ ン期間が短くなり、DC-DC変換回路1の出力の増 大が抑制される。

 スイッチング素子11がオフされれば、負� �圧が2次巻線102に発生し、キャパシタ13が充� �され、またキャパシタ30が放電される。それ 故に、キャパシタ30の電圧が低下し、キャパ� ��タ30は模擬信号を発生する。該模擬信号は� �DC-DC変換回路1の出力電圧(スイッチング素子� ��オフされたときに2次巻線に生じた負の電圧 )に対応した負の傾きを持つ。また、DC-DC変換 回路1の出力電流が抵抗40を流れ、正電圧が抵 抗40に発生するので、DC-DC変換回路1の出力に� ��応する信号が模擬信号に重畳され、それに� ��り重畳信号S21が生成される。その後、発振� ��20が、スイッチング素子11をオンするための 信号を、RSフリップフロップ22のセット入力� �S”に供給すれば、RSフリップフロップ22の出 力“Q”がHighになり、スイッチング素子11が� �ンされ、同様の動作が繰り返される。

 第1実施形態では、検知回路4(抵抗40)の信� ��(出力電流)がトランス10の磁束の直流成分と して利用される。それ故に、連続モードにお いて、模擬信号が磁束の直流成分がカットさ れた信号であっても、スイッチング素子11の� ��ン及びオフタイミングを、トランス10を流� �る電流に応じて調整することができる。そ� �により、DC-DC変換回路1の出力電圧の安定性� �高めることができる。また、模擬信号のレ� �ルを、キャパシタ30の静電容量等を調整する ことによって増大することができるので、外 乱の影響を低減することができる。

 代替例において、図8に示すように、電力 変換装置は、正電圧を外部回路(例えばイン� �ータ回路)に印加するように構成され、2次側 の各信号の極性は、第1実施形態の対応する� �号のそれと逆になる。即ち、2次巻線102の第1 端の極性は、1次巻線101の第2端のそれと同じ� ��あり、ダイオード12のアノード及びカソー� �は、それぞれ2次巻線102の第1端及びキャパシ タ13の第1端と接続される。この例では、重畳 信号のレベルがオン期間の指令信号のレベル を下回れば、コンパレータ21は、スイッチン� ��素子11をオフするための信号(リセット信号) をRSフリップフロップ22のリセット入力“R”� ��供給する。また、抵抗40の信号は負電圧で� �る。スイッチング素子11のオン期間において 、DC-DC変換回路1の出力が例えば負荷変動によ り増大されるとき、抵抗40の信号の極性は、� ��擬信号の極性に対して加極性である。詳し� ��は、抵抗40の信号に加えられる変動の傾き� �極性は、磁束の増大期間における模擬信号� �傾きの極性と同じであり、それらの各々は� �である。従って、第1実施形態と同様の動作� ��び効果が得られる。このように、本発明は� ��複数の組合せに適用可能である(「発明の開 示」参照)。

 (第2実施形態)
 図9は本発明の第2実施形態による電力変換� �置を示す。第2実施形態における電力変換装� ��は、図1の基本構成を持つ。明瞭のため、同 様の要素には、図1及び7で表されたのと同じ� ��号が割り当てられる。

 第2実施形態の電力変換装置は、第1実施� �態のものと異なる検知回路4によって特徴付� ��られる。即ち、該回路4は、DC-DC変換回路1の 出力(出力電圧)に対応し、抵抗34及びキャパ� �タ30の接合点で模擬信号S3に重畳されて重畳� ��号S21を形成する信号S4を生成するように構� �される。DC-DC変換回路1の出力が負電圧であ� �ので、検知回路4は、限定されないが、抵抗4 1~43及び演算増幅器44を有し、これらは反転増 幅器を構成する。抵抗41は第1及び第2端を有� �、抵抗41の第1端はダイオード12及びキャパシ タ13の接合点と接続される。また、抵抗41の� �2端は、演算増幅器44の反転入力と接続され� �。抵抗42は第1及び第2端を有し、これらは、� ��れぞれ演算増幅器44の反転入力及び出力と� �続される。抵抗42は第1及び第2端を有し、抵� ��42の第1端は演算増幅器44の出力と接続され� �。また、抵抗42の第2端は、抵抗34及びキャパ シタ30の接合点と接続される。抵抗34及びキ� �パシタ30の接合点は、図1の加算回路6に対応� ��、模擬信号S3への信号S4の重畳比は、抵抗34� ��び43の電圧分圧比によって定められる。

 第2実施形態では、検知回路4の信号(出力� ��圧)がトランス10の磁束の直流成分として利� ��される。それ故に、連続モードにおいて、� ��擬信号が磁束の直流成分がカットされた信� ��であっても、スイッチング素子11のオン及� �オフタイミングを、トランス10を流れる電流 に応じて調整することができる。

 一例において、検知回路は、DC-DC変換回� �1の出力電圧に応じて電流信号を生成し、該� ��流信号が模擬信号S3に重畳される。模擬信� �S3への該電流信号の重畳比は、出力電圧から 電流信号への変換係数及び抵抗34の抵抗値に� ��って決定される。本発明では、図9及び10(下 記参照)に示すように、重畳信号は、DC-DC変換 回路1の入力及び出力の少なくとも一つに対� �する信号によって可変される電流信号をキ� �パシタ30への充電電流に合成することによっ て生成されてもよい。

 一例において、電力変換装置は、負性抵� ��特性を持つ放電ランプ用のバラストに使用� ��れる。スイッチング素子11のオン期間にお� �て、DC-DC変換回路1の出力が例えば負荷変動� �より増大されるとき、検知回路の信号の極� �は、模擬信号の極性に対して減極性(逆極性) である。図9の例では、反転増幅器は、非反� �増幅器と取り替えられる。負性抵抗特性を� �つ放電ランプ等の負荷では、出力は、出力� �圧が減少するほど増大する。

 (第3実施形態)
 図10は本発明の第3実施形態による電力変換� ��置を示す。第3実施形態における電力変換装 置は、図1の基本構成を持つ。明瞭のため、� �様の要素には、図1及び7で表されたのと同じ 符号が割り当てられる。

 第3実施形態の電力変換装置は、第1実施� �態のものと異なる検知回路4によって特徴付� ��られる。また、トランス10は、1次及び2次巻 線101及び102に加えて、補助巻線103を2次側に� �つ。補助巻線103は第1及び第2端を有し、補助 巻線103の第2端の極性は、1次及び2次巻線101及 び102の第2端のそれらと同じである。補助巻� �103の第1及び第2端は、それぞれ抵抗34の第1端 及びキャパシタ30の第2端と接続される。

 第3実施形態の検知回路4は、DC-DC変換回路 1の出力(出力電力)に対応し、抵抗34及びキャ� ��シタ30の接合点で模擬信号S3に重畳されて重 畳信号S21を形成する信号S4を生成するように� ��成される。例えば、検知回路4は、演算回路 45及び抵抗46を有する。演算回路45は、DC-DC変� ��回路1の出力電圧及び出力電流からDC-DC変換� ��路1の出力電力を演算するように構成される 。DC-DC変換回路1の出力電圧は、ダイオード12� ��びキャパシタ13の接合点から例えば分圧器(� ��示しない)を通じて検出される。DC-DC変換回� ��1の出力電流は、低抵抗(例えば図7の抵抗40� �照)から得られる。模擬信号S3への信号S4の重 畳比は、抵抗34及び46の電圧分圧比によって� �められる。

 第3実施形態では、検知回路4の信号(出力� ��力)がトランス10の磁束の直流成分として利� ��される。それ故に、連続モードにおいて、� ��擬信号が磁束の直流成分がカットされた信� ��であっても、スイッチング素子11のオン及� �オフタイミングを、トランス10を流れる電流 に応じて調整することができる。

 (第4実施形態)
 図11は本発明の第4実施形態による電力変換� ��置を示す。第4実施形態における電力変換装 置は、図6の基本構成を持ち、誤差増幅回路24 を更に含む。また、トランス10は、第3実施形 態と同様に、1次及び2次巻線101及び102に加え� ��、補助巻線103を2次側に持つ。明瞭のため、 同様の要素には、図6で表されたのと同じ符� �が割り当てられる。

 補助巻線103は第1及び第2端を有し、これ� �は、それぞれ抵抗34の第1端及びキャパシタ30 の第2端と接続される。また、補助巻線103の� �2端の極性は、1次及び2次巻線101及び102の第2� ��のそれらと同じである。

 誤差増幅回路24は、外部からの出力指令� �応じて、DC-DC変換回路1の出力電圧及び出力� �流を検出し、出力電圧及び出力電流の誤差� �算によってオン期間の指令信号を生成する� �うに構成される。DC-DC変換回路1の出力電圧� �、ダイオード12及びキャパシタ13の接合点か� ��例えば分圧器(図示しない)を通じて検出さ� �る。DC-DC変換回路1の出力電流は、2次巻線102� ��びキャパシタ13の接合点とDC電源7の負端子� �の間に接続される抵抗40から得られる。DC電� ��7の負端子は、グランドと接続される。該指 令信号は、コンパレータ21の反転入力に供給� ��れる。

 第4実施形態の電力変換装置は、検知回路 5によって特徴付けられる。検知回路5は、DC-D C変換回路1の入力(入力電流)に対応し、補助� �線103の第2端で模擬信号に重畳されて重畳信� ��S21を形成する信号を生成するように構成さ� ��る。例えば、検知回路5は、キャパシタ50及� ��抵抗51を有する。キャパシタ50は、1次巻線10 1及びスイッチング素子11の直列の組と並列に 接続される。抵抗51は第1及び第2端を有し、� �抗51の第1端は、キャパシタ50及びスイッチン グ素子11の接合点と接続される。また、抵抗5 1の第2端は、DC電源7の負端子と接続される。

 第4実施形態では、検知回路5の信号(入力� ��流)がトランス10の磁束の直流成分として利� ��される。それ故に、連続モードにおいて、� ��擬信号が磁束の直流成分がカットされた信� ��であっても、スイッチング素子11のオン及� �オフタイミングを、トランス10を流れる電流 に応じて調整することができる。特に、無負 荷状態(ゼロの出力状態)において、過負荷が� ��DC-DC変換回路1が始動した直後の電圧立上が� ��によって発生するのを防止することができ� ��。

 一例において、逆極性保護用素子(例えば スイッチング素子)又は入力フィルタ等の回� �インピーダンスが、抵抗51に代えて利用され る。

 (第5実施形態)
 図12は本発明の第5実施形態による電力変換� ��置を示す。第5実施形態における電力変換装 置は、図6の基本構成を持つ。明瞭のため、� �様の要素には、図6及び11で表されたのと同� �符号が割り当てられる。図12において、「出 力電流(検出信号)」は、フィードバック制御� ��の誤差増幅回路(図示しない)に供給され、� �力制御のための指令信号の生成に利用され� �。

 トランス10は、1次及び2次巻線101及び102を 持つ。2次巻線102は、第1及び第2端に加えて中 間タップを持つ。抵抗34は第1及び第2端を有� �、抵抗34の第1端は、2次巻線102の中間タップ� ��接続される。キャパシタ30は第1及び第2端を 有し、これらは、それぞれ抵抗34の第2端及び 2次巻線102の第2端と接続される。

 第5実施形態の電力変換装置は、検知回路 4及び5を有し、これらは、DC-DC変換回路1の入� ��(入力電流)及び出力(出力電流)に対応し、キ ャパシタ30の第2端で模擬信号に重畳されて重 畳信号S21を形成する信号を生成するように構 成される。

 詳しくは、検知回路4は抵抗40を有する。� ��抗40は第1及び第2端を有し、これらは、それ ぞれDC電源7の負端子及びグランドと接続され る。キャパシタ13の第1端とグランドが、DC-DC� ��換回路1の出力となる。

 検知回路5は、キャパシタ50及び抵抗51を� �する。キャパシタ50は、1次巻線101及びスイ� �チング素子11の直列の組と並列に接続される 。抵抗51は第1及び第2端を有し、抵抗51の第1� �は、キャパシタ50及びスイッチング素子11の� ��合点と接続され、またDC-DC変換回路1のロー� ��イドの接続部になる。また、抵抗51の第2端� ��、DC電源7の負端子及び抵抗40の第1端と接続� ��れる。

 第4実施形態では、入力電流が、出力の短 絡状態で微小となるので、検知回路5を通じ� �重畳される磁束の直流成分が不十分となる� �第5実施形態では、検知回路4の信号も模擬信 号に重畳されるので、出力の短絡状態におけ る制御性能を改善することができる。

 (第6実施形態)
 図13は本発明の第6実施形態による電力変換� ��置を示す。第6実施形態における電力変換装 置は、図1の基本構成を持つ。明瞭のため、� �様の要素には、図1で表されたのと同じ符号� ��割り当てられる。

 2次巻線102の第2端の極性は、1次巻線101の� ��2端のそれと同じである。図13において、「� ��力電流(検出信号)」は、フィードバック制� �用の誤差増幅回路(図示しない)に供給され、 出力制御のための指令信号の生成に利用され る。

 第6実施形態の電力変換装置は、模擬回路 3及び検知回路4によって特徴付けられる。模� ��回路3は、キャパシタ30、抵抗34,36,38及び39、 及び(PNP)トランジスタ37から構成される。キ� �パシタ30は第1及び第2端を有し、キャパシタ3 0の第1端は、DC電源7の正端子及び1次巻線101の 第1端と接続される。抵抗34は第1及び第2端を� ��し、これらは、それぞれキャパシタ30の第2� ��及び1次巻線101の第2端と接続される。抵抗36 は第1及び第2端を有し、これらは、それぞれ� ��ャパシタ30及び抵抗34の接合点、及びDC電源7 の負端子と接続される。抵抗38は第1及び第2� �を有し、抵抗38の第1端は、DC電源7、キャパ� �タ30及び1次巻線101の接合点と接続される。� �ランジスタ37のエミッタは、抵抗38の第2端と 接続される。トランジスタ37のベースは、キ� ��パシタ30,及び抵抗34及び36の接合点と接続さ れる。トランジスタ37のコレクタは、コンパ� ��ータ21の非反転端子と接続される。トラン� �スタ37及び抵抗38は、エミッタフォロワ増幅� ��を構成する。抵抗39は第1及び第2端を有し、 抵抗39の第1端は、トランジスタ37及びコンパ� ��ータの接合点と接続される。抵抗39の第2端� ��、2次巻線の第2端と接続される。

 該模擬回路3において、キャパシタ30は、� ��抗34経由の1次巻線101の電圧によって充電及� ��放電される。キャパシタ30の電圧は、エミ� �タフォロワ増幅器を通じて、電流に変換さ� �る。つまり、キャパシタ30の電圧が抵抗38に� ��加され、電流が、その電圧に応じて、トラ� ��ジスタ37のエミッタからコレクタに流れる� �その電流(コレクタ電流)が抵抗39を流れ、そ� ��により電圧(即ち模擬信号)が抵抗39に発生す る。

 検知回路4は、DC-DC変換回路1の出力(出力� �流)に対応し、抵抗39及び2次巻線102の接合点� ��該模擬信号に重畳されて重畳信号S21を形成� ��る信号を生成するように構成される。例え� ��、検知回路4は、2次巻線102及びキャパシタ13 の接合点とDC電源7の負端子との間に接続され る抵抗40を有する。

 第6実施形態では、検知回路4の信号(出力� ��流)がトランス10の磁束の直流成分として利� ��される。それ故に、連続モードにおいて、� ��擬信号が磁束の直流成分がカットされた信� ��であっても、スイッチング素子11のオン及� �オフタイミングを、トランス10を流れる電流 に応じて調整することができる。特に、放電 ランプバラストにおいて、放電ランプを、DC- DC変換回路1が連続モードで動いている時でも 、安定に動作させることができる。

 (第7実施形態)
 図14は本発明の第7実施形態による前照灯バ� ��スト8を示す。前照灯バラスト8は、ヘッド� �イト本体80及び電子バラスト81等を有する。� ��ッドライト本体80は灯体800を有し、その中� �放電ランプ(例えばHIDランプ)801及びランプソ ケット802等を含む。放電ランプ801は、ランプ ソケット802を介して電子バラスト81と接続さ� ��る。電子バラスト81は、第1~第6実施形態の� �れかの電力変換装置、インバータ及びイグ� �イタ等を含み、スイッチ82及びフューズ83を� ��して直流電源(図8ではバッテリ)7と接続され る。

 放電ランプ801が始動時に冷えていれば、� ��ンプ電圧は低い。それ故に、光出力を連続� ��ードで素早く増大させるためには、定常状� ��と比較して過大な電力を該ランプに印加す� ��必要がある。第7実施形態では、模擬信号が 、連続モードでもDC-DC変換回路1の出力電圧の 増大に応じて増大するので、模擬信号のレベ ルがオン期間の指令信号のレベルを超えるこ とができる。それ故に、ランプ電圧が低くて も、光出力を連続モードで素早く増大させる ことができる。バッテリ電圧の大きな変動故 に低入力電圧下のスイッチング周波数の過度 の低下を抑制するために、バラスト81を連続� ��ードで動かしても、該出力の安定性を確保� ��ることができる。

 本発明を幾つかの好ましい実施形態につ� ��て記述したが、この発明の本来の精神およ� ��範囲を逸脱することなく、当業者によって� ��々な修正および変形が可能である。