Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, ein Verfahren nach dem Oberbegriff des Anspruchs 13 sowie Verwendungen des Verfahrens und/oder der Vorrichtung.

Die Erfassung lebender Körper, insbesondere lebender menschlicher Körper, wird bei nachfolgender Beschreibung als Feststellung der Anwesenheit von Körpern in lebendem Zustand verstanden. Diese Erfassung ist wichtig z.B. bei der Suche nach Verschütteten infolge von Naturkatastrophen oder bei Unfällen, falls weder Sicht- noch Hörkontakt zu den Verschütteten besteht. Da die Zeitdauer des Überlebens begrenzt ist, kommt der zügigen Feststellung, ob noch lebende Verschüttete existieren, und der Bergung dieser Verschütteter nach Ortung große Bedeutung zu. Unter "Ortung" wird bei nachfolgender Beschreibung die Feststellung des Aufenthaltsortes verstanden.

Die bisher verwendeten Verfahren und Vorrichtungen zur Erfassung oder Ortung Verschütteter generell nicht in der Lage, noch lebende Verschüttete von toten zu unterscheiden.

Der Einsatz von Suchhunden ist zeitlich nur begrenzt möglich, ein konzentriert arbeitendes Tier bedarf erfahrungsgemäß nach 2 bis 3 Stunden einer ausgedehnten Erholungsphase, welches zur Unterbrechung der Suche führt. Darüber hinaus sind die Tiere, da bei diesen der Geruchssinn

im Vordergrund steht, nicht in der Lage, nur nach noch Lebenden zu suchen, weshalb durch die Bergung Toter oft kostbare Zeit verlorengeht, die der Bergung noch Lebender nicht mehr zur Verfügung steht .

Horcheinrichtungen zur Aufnahme von Klopf- oder Lebenszeichen versagen bei Bewußtlosen. Zusätzlich ist durch Reflexion des Schalls im Haufwerk eine fehlerfreie Ortung häufig nicht möglich.

Zur verbesserten Ortung nach Lawinenunglücken ist es bekannt, Sendeeinrichtungen am Körper zu tragen, die nach dem Verschütten anhand der ausgesandten elektromagnetischen Strahlung eine Ortung ermöglichen.

Derartige Einrichtungen erlauben jedoch keinen Rückschluß auf die Lebensfunktionen der Träger und stehen bei Unfällen oder bei Verschüttungen aufgrund von Naturkatastrophen in der Regel nicht zur Verfügung.

Es besteht somit Bedarf an verbesserten Ausrüstungen und Verfahren zur Erfassung lebender Körper, insbesondere lebender menschlicher Körper, um durch eine qualifiziertere Bergung der noch Lebenden schneller und zielgerichteter Vorgehen zu können.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 sowie ein Verfahren nach dem Oberbegriff des Anspruchs 14 so weiterzubilden, daß unter Vermeidung vorstehend beschriebener Nachteile die erwünschten verbesserten Bergungsmöglichkeiten bereitgestellt werden.

Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 sowie ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 13 gelöst.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen sowie Verwendungen des Verfahrens und der Vorrichtung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Die Erfinder haben festgestellt, daß lebende Körper, somit auch lebende menschliche Körper, in der Regel durch

ihren Herzschlag sowie ihre Atemtätigkeit hochfrequente elektromagnetische Signale in überraschender Weise auch über größere Abstände beeinflussen. Da bei Bewußtlosen Herzschlag und in den meisten Fällen auch noch Atemtätigkeit vorliegt, können diese Funktionen für die Zwecke vorliegender Erfindung als Indiz für das Vorhandensein von Leben angesehen.

Da diese Lebensfunktionen in der Regel innerhalb bekannter Frequenzbereiche ablaufen, die bei der menschlichen Herzfrequenz von etwa 0,5 bis 3,4 Hz liegen können und normalerweise bei etwa 1 bis 2 Hz liegen, bei Atmung zwischen 0,1 bis 1,5 Hz reichen können, werden hierdurch charakteristische Frequenzintervalle definiert, die sich deutlich von denjenigen anderer Lebewesen unterscheiden, wie beispielsweise von den häufiv vor Ort eingesetzten Suchhunden.

In jedem Falle erscheint ein Frequenzbereich von 0,01 bis 10 Hz alle für die Lebensfunktionen eines Körpers interessierenden Frequenzen zu umfassen.

Es konnte gezeigt werden, daß lebende menschliche Körper, die von elektromagnetischer Strahlung durchdrungen werden, dieser Strahlung eine nachweisbare Phasenmodulation mit vorstehend beschriebenen Frequenzen aufprägen. Es kommt somit bei monofrequenter Durchstrahlung zu Seitenbändern des elektromagnetischen Trägersignals, die im wesentlichen um vorstehende Frequenzen zur abgestrahlten Grundfrequenz verschoben sind.

Überraschend war die Erkenntnis, daß auch ohne abgestrahlte Sendeleistung lediglich die Empfangseinrichtung zusammen mit der Einrichtung zur Gewinnung der für lebende Körper charakteristischen Frequenzanteile in der Lage war, den erwünschten Nachweis zu erbringen.

Dies bedeutet, daß bereits das Vorhandensein eines lebenden Körpers zumindest in der Nähe der Empfangseinrichtung zu nachweisbaren Signalanteilen in den erwähnten Frequenzbereichen führt, ohne daß dabei eine Durchstrahlung mit einem Trägersignal vorgenommen werden mußte.

Darüber hinaus ist es möglich, anhand empfangener und auch verarbeiteter Signale eine Aussage über die Anzahl der georteten Personen zu treffen. Hierbei wird das Prinzip der biologischen Vielfalt sowie Spezifität genutzt, auf Grund dessen sich die Herz- und Atemfrequenzmuster verschiedener Personen unterscheiden. Ab einer Personenzahl von vier kann jedoch durch eine Frequenzüberlagerung der jeweiligen Frequenzen im allgemeinen nicht mehr eindeutig unterschieden werden. Ab dieser Personenzahl ist dann nur noch die Aussage möglich: 'Es sind mindestens vier Personen anwesend' .

Die Erfinder waren bereits mit der Empfangseinrichtung für elektromagnetische Signale und der Einrichtung zur Gewinnung von für lebende Körper charakteristischen Frequenzanteilen ohne zusätzliche abgestrahlte Signale in der Lagen lebende Körper bis zu mehr als 3 m Entfernung oder in etwa der Entfernung eines Gebäudestockwerks sicher zu erfassen.

In der einfachsten Ausführungsform der Erfindung reichte bereits der später beschriebene Direktdemodulator in Form eines Diodendirektempfängers für den Empfang der für lebende Körper charakteristischen Frequenzanteile aus.

Man setzte später zusätzlich Sender ein, mit welchen eine Durchstrahlung des Erfassungsgebietes vorgenommen wurde, und empfing reflektierte, transmittierte oder gestreute Strahlung, deren Untersuchung auf vorstehende Frequenzanteile den Nachweis für das Vorhandensein lebender Körper lieferte.

Um elektromagnetische Strahlung noch durch dichtes Haufwerk selbst in einiger Entfernung empfangen zu können, wurden Frequenzen der elektromagnetischen Strahlung von einigen hundert Megahertz bis etwa 10 Gigahertz eingesetzt, die eine hohe Eindringtiefe sicherstellten.

Diese Strahlung erfuhr eine Phasenmodulation, die dem hochfrequenten Trägersignal um einige Hertz verschobene Seitenbänder zufügte. Ein Nachweis derart nahe beieinander liegender Frequenzbänder hätte mit herkömmlichen

Empfangstechniken kurzzeitstabile Oszillatoren mit Abweichungen von weniger als 10 erfordert, was bisher bei vertretbarem Aufwand als unerreichbar galt. Dieses Problem wird durch die geringen empfangenen Signalleistungen weiter verschärft .

Nachfolgend werden einige der Vorteile der in den Unteransprüchen beschriebenen Ausführungsformen erläutert.

Der Übergang von Erfassung zur Ortung wird ermöglicht durch eine Empfangsantenne mit definierter Richtcharakteristik, die zur optimalen Anpassung an das räumliche Suchgebiet möglichst kleine Neben- oder Seitenkeulen, eine große Vorwärtskeule und eine so kleine Rückwärtskeule wie möglich aufweist.

Zunächst erscheint die Verwendung bekannter Phasendemolulatoren als naheliegend. Bekannt sind Homodyn-, Heterodyn-, PLL- (Phase Locked Loop-, phasenverrastete Schleifen-) Verfahren sowie die Anregung der Flanke eines lokalen Schwingkreises. Es hat sich jedoch herausgestellt, daß keines der vorstehenden Verfahren in der Lage war, mit für eine portable Anwendung vertretbarem und für eine stationäre Anwendung kostengünstigem Aufwand die erwünschten Ergebnisse zu liefern. Erst der Einsatz eines Direkt-Demodulators, mit welchem eine direkte Trennung der Modulationsfrequenz von der modulierten Frequenz ermöglicht wird, führte zu den gewünschten Ergebnissen. Es wird jedoch davon ausgegangen, daß bei entsprechendem apparativem Aufwand sowie verbesserten Schaltungsanordnungen vorstehende Verfahren im Rahmen vorliegender Erfindung anwendbar werden können.

Mit einem Bauelement mit nichtlinearer Strom/ Spannungskennlinie als frequenzselektivem Element konnte die Demodulation der interessierenden Frequenzanteile erreicht werden. Als Element mit nichtlinearer Kennlinie konnte eine Diode, ein bipolarer oder ein Feldeffekttransistor mit Erfolg verwendet werden.

Diese Bauteile sind sowohl preisgünstig erhältlich als auch unkristisch bei ihrer Verwendung. Der optimale Arbeitsbereich dieser Bauteile von etwa 100 kHz bis 200 MHz konnte bei höheren Empfangsfrequenzen durch eine dem Demodulator vorgeschaltete Frequenzumsetzeinrichtung genutzt werden. Diese Frequenzumsetzeinrichtung fügte dem Signal zwar tolerierbare Verzerrungen im Zeitbereich hinzu, überlagerte jedoch nur geringes zusätzliches Rauschen.

Mit einer Sendeeinrichtung zum Senden eines elektromagnetischen Trägersignals mit festgelegter Frequenz konnte das zu empfangende Signal angehoben werden; höchste Aufmerksamkeit mußte jedoch der Stabilität der Trägerfrequenz gewidmet werden, um unerwünschte Modulationen im interessierenden Frequenzbereich auszuschließen. Eine einfache quarzstabilisierte analoge Sendeschaltung mit einem Schwingkreis hoher Güte zeigte sich überaschenderweise nach ausreichender Einschwingzeit als geeigneter Oszillator.

Unter Verwendung einer Sendeantenne mit festgelegter Richtcharakteristik wird zusammen mit der Empfangsantenne eine Art Kreuzpeilung erreicht und die Ortung nicht nur in einer Raumrichtung, sondern in definierten dreidimensionalen Raumbereichen möglich.

Diese Ortung kann bei homogenem Haufwerk oder in freier Umgebung erfolgreich eingesetzt werden. Hierdurch wird das erfindungsgemäße Verfahren und die erfindungsgemäße Vorrichtung ebenfalls zur Objektüberwachung und/oder - Sicherung verwendbar. Die speziellen Ausführungsbeispiele zeigen an späterem Ort dieser Beschreibung sowohl eine portable als auch eine stationäre Überwachungsanordnung.

Der Einsatz eines analogen Abtastfilters zeigte anders als hochfrequente digitale Filtern keinerlei abträgliche zusätzliche Frequenzkomponenten und trug maßgeblich mit zur Qualität des erhaltenen Signals bei. Zusätzliche unerwünschte Signalanteile, wie z.B. Rauschen und überlagerte Störungen, wurden durch Begrenzung der Bandbreite des elektromagnetischen

Signals vor der Abtastung und vor der A/D-Wandlung zu hohen Frequenzen hin vermieden.

Wichtig war auch der Einsatz eines analogen Hochpaßfilters zum Vermeiden niederfrequenter Anteile des frequenzabhängigen l/f-Rauschens des Sendeoszillators und interner Baugruppen.

Das unerwartet gute Funktionieren der erfindungsgemäßen Vorrichtung sowie des erfindungsgemäßen Verfahrens läßt deren Verwendung auch auf anderen Gebieten zu.

Im Justizvollzug oder der Psychiatrie können suizidgefährdete Personen überwacht werden, ohne daß es der ständigen Aufsicht durch Betreuungspersonal bedarf.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen anhand beispielhafter Ausführungsformen im einzelnen beschrieben. Es zeigen: Fig. 1 eine schematische Darstellung der Hauptbaugruppen einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen

Vorrichtung, Fig. 2 eine schematische Darstellung einer einfacheren

Ausführungsform der erfindungsgemäßen Einrichtung mit deren Hauptbestandteilen, Fig. 3 eine schematische Darstellung des Aufbaus der

Auswertekette, Fig. 4 und 4a ein Flußdiagramm der implementierten

Bearbeitungsschritte, Fig. 5 und 6 spektrale Darstellungen von mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung erfaßten elektromagnetischen Signalen mit für lebende

Körper charakteristischen Frequenzanteilen, Fig. 7 einen Diodendirektempfänger ohne vorgeschalteten

Konverter, Fig. 8a ein Schaltbild eines analogen Hochpaßfilters und eines als Tiefpaß ausgebildeten Anti-Aliasing-Filters, Fig. 8b ein Schaltbild der Spannungssymmetrisierung,

Fig. 9 eine Übersichtsdarstellung zu den Fig. 11 bis 14, in welchen eine zweite transportable erfindungsgemäße

Ausführungsform dargestellt ist, Fig. 10 eine Übersichtsdarstellung zu den Fig. 15 bis 17, in welchen eine dritte, in einer rechteckförmigen

Wanne ortsfest angeordnete erfindungsgemäße

Ausführungsform dargestellt ist, Fig. 11 ein Bedienpanel der zweiten erfindungsgemäßen

Ausführungsform von oben, Fig. 12 eine Schnittdarstellung entlang der Linie A-A aus

Fig. 14, Fig. 13 eine Schnittdarstellung entlang der Linie B-B aus

Fig. 14, Fig. 14 eine Schnittdarstellung entlang der Linie C-C aus

Fig. 12, Fig. 15 eine Schnittdarstellung der dritten erfindungsgemäßen Ausführungsform entlang der

Linie F-F aus Fig. 16, Fig. 16 eine Schnittdarstellung der dritten erfindungsgemäßen Ausführungsform entlang der

Linie D-D aus Fig. 17, Fig. 17 eine Schnittdarstellung der dritten erfindungsgemäßen Ausführungsform entlang der

Linie E-E aus Fig. 16.

Nachfolgend wird die Erfindung zunächst allgemeiner und infolge detaillierter anhand einzelner Ausführungsformen beschrieben.

Fig. 1 zeigt eine Anordnung mit einem Sender 1 und einer Sendeantenne 2, die auf einer festen Frequenz senden, welche vorzugsweise im Bereich einiger 100 MHz bis etwa 10 GHz liegt.

Die Sendeantenne 2 hat vorzugsweise eine keulenförmige, festgelegte Richtcharakteristik. Der Sender 1 und die Sendeantenne 2 sind je nach Ausführungsform der Erfindung als portable Einheit ausgebildet oder stationär montiert.

Die im Ganzen mit 3 bezeichnete Empfangseinrichtung, die in einer einfacheren Ausführungsform in Fig. 2 dargestellt ist, umfaßt eine Empfangsantenne 4, die mit einem Direktmodulator 5 verbunden ist, der aus dem empfangenen elektromagnetischen Signal die für lebende Körper charakteristischen Frequenzanteile demoduliert. Diese Demodulation wird als Phasen- oder Frequenzdemodulation durchgeführt und kann bereits am Ausgang des Direktdemodulators 5 die erwünschten Frequenzanteile bereitstellen.

Gegenüber der in Fig. 7 dargestellten Ausführungsform des Direktdemodulators kann dieser auch aus einer Gleichrichterbrücke bekannter Bauart bestehen, die zu einem spannungsverdoppelten oder spannungsvervierfachten Nutzsignal führt.

In weiterer Ausgestaltung umfaßt die Empfangseinrichtung 3 eine dem Demodulator 5 vorgeschaltete

Frequenzumsetzeinrichtung 6, die als Konverter oberhalb von ca. 200 Megahertz bis Terrahertz empfangende Signale in Frequenzbereiche umsetzt, bei welchen der Direktdemodulator 5 erhöhte Empfangsleistungen zeigt. Bei Verwendung von Dioden, einem bipolaren oder einem Feldeffekttransistor liegt dieser geeignete, abwärts konvertierte, optimale Arbeitsbereich bei etwa 100 kHz bis 200 MHz.

Dem Direktdemodulator nachgeschaltet ist eine Filtereinrichtung 7 zum Ausfiltern unerwünschter Signalanteile, welche die Bandbreite des elektromagnetischen Signals vor der Abtastung (vor der Analog/ Digital-Wandlung) zu hohen Frequenzen hin begrenzt. Diese Filtereinrichtung 7 begrenzt die Bandbreite ebenfalls zu niedrigen Frequenzen hin. Der dem Filter 7 nachgeschaltete Verstärker 8 erhöht die Spannung oder in alternativer Ausgestaltung den Strom der empfangenen Signale und führt diese zur Abtastung einem Analog/Digital-Wandler 9 zu.

Nach Analog/Digital-Wandlung werden die für lebende Körper charakteristischen Frequenzanteile durch eine Recheneinrichtung 10 zur Spektralanalyse aufbereitet und spektral dargestellt . Hierbei gibt die Intensität der Frequenzanteile, die für lebende Körper charakteristisch sind, Aufschluß über das Vorhandensein der Vitalfunktionen der erfaßten menschlichen Körper.

Bei zeitlicher Auswertung der Signale wird das digitale Signal zu seiner Entzerrung mit der inversen Transferfunktion der Empfangseinrichtung 3 gefaltet .

Da der zuverlässige Nachweis dieser Signale äußerst schwierig ist, sei nachfolgend der Direktempfänger mit dem nichtlinearen Element anhand eines Diodendirektempfängers beschrieben.

Diodendirektempfänger

Das reflektierte Signal ist phasen- oder frequenzmoduliert. Der Nachweis dieser Modulation ist mit den üblichen Empfangstechniken für FM (Frequenzmodulation) und PM (Phasenmodulation) nicht oder nur unter extremen Schwierigkeiten möglich. Um ein mit 0,2 Hz phasenmoduliertes Signal z.B. bei 10 GHz auf 0,2 ± 0,02 Hz genau nachzuweisen, wären kurzzeitstabile, synchronisierte Oszillatoren mit Abweichungen von kleiner 10 notwendig. Dies erschien bisher als technisch nicht realisierbar.

Es wurde daher nach einem Weg gesucht, die Modulation des empfangenen Signals direkt nachzuweisen. ~

Hierfür eignen sich beispielsweise Bauelemente mit weitestgehend quadratischen Kennlinien; dies sind unter anderem Feldeffekt-Transistoren, Bauelemente mit exponentiellen Kennlinien, die stückweise als quadratisch approximiert werden können, Dioden und Transistoren. Wird nun als eingeprägte, empfangene Spannung die Summe zweier Frequenzen angelegt, so entstehen Terme höherer Ordnung.

Ist ein quadratischer Term vorhanden, so treten neben dem Richtstrom auch Differenzfrequenzen auf. Um das phasenmodulierte Signal, welches von der zu detektierenden Person reflektiert wird, zu demodulieren, kann somit in üheraschender Weise trotz höchster Anforderungen an das Frequenzverhalten bereits ein gewöhnlicher Gleichrichter eingesetzt werden.

An der nichtlinearen Kennlinie wird das phasenmodulierte Signal eingeprägt, und es entstehen Ströme, die proportional der Phasenmodulationsfrequenz Ω und deren Vielfachen k*Ω sind. Die Kurvenform der Modulation bleibt aufgrund des Demodulationsprinzips nicht erhalten, es hat sich jedoch herausgestellt, daß diese Änderungen der Kurvenform für die meisten erfindungsgemäßen Anwendungen unkritisch sind, da für diese der Nachweis der Modulation ausreichend sein kann.

Das Signal-Rausch-Verhältnis bestimmt bei direktem Nachweis die Empfindlichkeitsgrenze. Für die Atmungsfrequenz wurden S/N-Werte über 46 db, für den Herzschlag Werte von 26 dB in einer Entfernung von 3 m und bei Oszillatorleistungen von ca. 5 mW erzielt.

Mit der Annahme, daß vom Herzen Kugelwellen emittiert werden, besteht zwischen Sende- und Empfangsleistung eine zur zweiten Potenz der Entfernung umgekehrt proportionale Beziehung. Für das Verhältnis der Amplituden der Atmungsfrequenz UA zum Rauschen UN bzw. der Herzfrequenz UH zum Rauschen kann daher abgeschätzt werden, daß die Empfangsgrenze bei einer Sendeleistung von 1 W dann bezüglich des Herzschlags bei ca. 50 m und bezüglich der Atmung bei typ. 160 m liegt.

Antennen mit höherem Gewinn und rauscharme Komponenten können diese Werte in erfindungsgemäßer Weise entsprechend erhöhen. Damit sind bei der Ortung auch für Bodenschichten mit mehreren Metern Mächtigkeit noch ausreichende Empfangssignale zu erwarten.

Die bezüglich Sättigungsstrom 10 und Temperaturspannung ideale Diode ist die Si-Leistungsdiode 1N4004, deren Eignung als Gleichrichter allerdings zu hohen Frequenzen durch die große Sperrschichtkapazität eingeschränkt ist . Danach folgt die Kleinsignal Si-Diode 1N4148, dann die Si-Schottky-Diode BAT 46 und schließlich die beiden Ge-Dioden AA116 und AA144.

Ein Diodendirektempfänger wurde jeweils für 440 MHz, 1,3 GHz, 2,4 GHz, 5,6 GHz und 10 GHz abgeglichen. Für 4 der 5 Frequenzen wurden Empfangsantennen mit Diodendirektempfänger aufgebaut :

440 MHz : Halbwellendipol mit v=0,940, Z=60,5 Ω und BAT 46

1.3 GHz : Halbwellendipol mit v=0,906, Z=57,4 Ω und BAT 46

2.4 GHz : Halbwellendipol mit v=0,940, Z=60,5 Ω und BAT 46 5,6 GHz : Ganzwellen-Dreieckflächendipol mit v=0,73, Z=140 Ω und BAT 46

Bereits bei diesem Empfänger sank die Empfindlichkeit gegenüber dem 2,4 GHz Empfänger stark ab. Bei 10 GHz war keine verwertbare Spannung mehr nachweisbar, so daß auf den Bau eines 10 GHz Diodendirektempfängers verzichtet wurde. Die zur Verfügung stehenden Dioden zeigen bei derart hohen Frequenzen keinen verwertbaren Gleichrichtereffekt mehr.

Da erfindungsgemäße Signale von Experten als unterhalb der Meßgrenze liegend eingestuft worden waren, ist den verwendeten Antennentypen starke Aufmerksamkeit geschenkt worden. Antennen

Das Vor-Rück-Verhältnis muß für die Ortung so groß wie nur möglich gemacht werden, um keine Signale zu empfangen, die entgegen der Hauptabstrahlrichtung einfallen. Auch Nebenkeulen müssen aus diesem Grunde minimiert werden. Das gesamte Strahlungsdiagramm sollte somit eine möglichst enge Hauptkeule und keine Nebenkeulen aufweisen.

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Signalveränderungen können bei Bedarf berücksichtigt werden, indem die inverse Transferfunktion des Abtastfilters mit dem abgetasteten Signal im Rechner gefaltet wird. Diese Prozedur ist nur dann möglich, wenn korrekt abgetastet wurde. Im Falle einer Unterabtastung wird dagegen der Fehler weiter vergrößert .

Zwischen oberer Signalfrequenz fs, Abtastfrequenz fa, asymptotischer Steilheit bzw. Ordnung des Abtastfilters N und dem Überabtastungsfaktor k besteht folgender Zusammenhang zur erzielbaren Genauigkeit bzw. Auflösung A in Bit: ln(fa) -ln(fs) k = 1 ln(2) A = k*N + 1

Für eine Grenzfrequenz von fs = 2 Hz bei einer Auflösung von A = 13 Bit ergeben sich z.B. folgende Möglichkeiten zur Realisierung:

Filter 1.ter Ordnung (N=l) ==> Abtastfrequenz fa=16384 Hz Filter 3.ter Ordnung (N=3) ==> Abtastfrequenz fa=64 Hz Filter 6.ter Ordnung (N=6) ==> Abtastfrequenz fa=16 Hz

Die letzte Kombination ist die in unseren Ausführungsfomen verwendete Anordnung. Bei Filtern geringer Ordnung mit "gutmütigem" Verhalten bezüglich der Transferfunktion muß überaschender Weise mit extremen Überabtastraten gerechnet werden, um brauchbare Ergebnisse zu erzielen. Trotz der hohen Abtastfrequenz von über 16 kHz werden nur die Spektralanteile bis 2 Hz korrekt abgetastet . (Bei A=16 Bit, fs=20 kHz und fa=44 kHz wären Filter 109.ter Ordnung notwendig, um eine Abtastung entsprechend dem Abtasttheorem durchzuführen.)

Die Überabtastung besitzt einen weiteren Vorteil: Jeder Analog-Digital-Wandler, auch wenn er ideal bezüglich seiner Kennlinie ist, fügt dem abzutastenden Signal das Quantisierungsrauschen hinzu, so daß das Signal nicht nur durch die Quantisierung, d.h. die Diskretisierung der

Amplitudenwerte, verfälscht wird, es wird zudem noch zusätzlich verrauscht.

Das Rauschen kann näherungsweise als weiß angesehen werden, so daß bei größerer Abtastbandbreite, d.h. bei Überabtastung, in die Signalbandbreite entsprechend weniger Rauschen fällt und somit das Signal-Rausch-Verhältnis des Wandlers, nicht aber des Signals, proportional verbessert werden kann.

Der verwendete Abtast-Tiefpaß 6.ter Ordnung wird durch die Reihenschaltung zweier Tiefpässe 3.ter Ordnung (asymptotische Flankensteilheit 18 dB/Oktave bzw. 60 dB pro Dekade) realisiert. Jeder Tiefpaß besteht aus einem als Spannungsfolger geschalteten Operationsverstärker und einer R- C-Beschaltung.

Die Amplituden, Phasen- und Hüllkurvenverzerrungen durch den Frequenz- und Phasengang aller Filter sowie die Gruppenlaufzeiten können rückgängig gemacht werden, indem die Zeitfunktion mit deren inversen Transferfunktionen T-l (w) des vorangegangenen Signalpfades T(w) gefaltet wird und somit eine vollständige Pol-Nullstellen-Kompensation durchgeführt wird. Dies kann notwendig werden, wenn das originale Zeitsignal rekonstruiert werden soll und daher die Verformung des Zeitsignals durch die Wandler und die Elemente der Übertragungskette vermieden werden muß. In einem Anwendungsfall, in welchem der signifikante Nachweis einer Spektrallinie erforderlich ist, kann davon abgesehen werden.

In dem erfindungsgemäßen Aufbau durchläuft bei einer Ausführungsform das Zeitsignal vom Wandler (Empfangsantenne) bis zum Personal Computer (A/D-Wandler) mindestens einen Hochpaß 15.ter Ordnung und einen Tiefpaß 21.ter Ordnung, die sich aus dem Produkt der Transferfunktionen der einzelnen Elemente der Meßkette ergeben (Direktmischer, Vorverstärker, 2*Tiefpaß, 2*Hochpaß, A/D-Wandler) .

Das dynamische Verhalten des analogen Teils der Elektronik kann bei Bedarf auch durch Baugruppen verbessert

werden, die eine Pol-Nullstellen-Kompensation direkt vornehmen. Dadurch kann Rauschen reduziert werden, ein ungünstiges Übertragungsverhalten kann verbessert werden oder können nach bestimmten Kriterien optimale Übertragungseigenschaften erreicht werden. 3. Hochpaßfilter

Die spektrale Begrenzung des Eingangssignals bezogen auf die tiefen Frequenzen ist erfindungsgemäß aus drei Gründen günstig:

1. 1/f-Rauschen

Die Amplitude des l/f-Rauschens wächst reziprok zur Frequenz an. Daher treten mit zunehmender Meßzeit Rauschanteile mit immer tieferer Frequenz auf und verfälschen das zu messende Signal. Die Hauptquellen für das l/f-Rauschen sind der Sende- Oszillator, der Konverter-Oszillator, die Operationsverstärker.

2. Langsame Bewegungen

Bewegungen des zu detektierenden Körpers führen bei konstanter Geschwindigkeit zu einer Doppler-

FrequenzverSchiebung und damit zu Spektralkomponenten, die in das zu untersuchende Frequenzband fallen können. Bei unregelmäßigen Bewegungen tritt ein breites Zusatzband auf. Je langsamer die Bewegungen, desto tieffrequenter die Spektren, die dann immer schwerer von Rauschanteilen zu trennen sind.

3. Auswertezeit

Um eine Spektrallinie der Frequenz f zu identifizieren, muß mindestens eine Zeit t=l/f gemessen werden, d.h. je tiefer die nachzuweisenden Frequenzen, desto länger muß gemessen werden. Da nicht garantiert werden kann, daß die Meßzeit ein ganzzahliges Vielfaches der interessierenden

Spektralkomponente ist, tritt ein Leckeffekt bei der Fourier- Analyse auf. Dieser führt zu einer spektralen Spreizung. Daher muß bei der Analyse tiefer Frequenzen eine Meßzeit eingehalten werden, die ein Vielfaches der Periodendauer beträgt, wobei die Genauigkeit mit der Meßzeit proportional zunimmt. Bei 10%

eingeprägt werden. Die Eingangsimpedanz kann an den ZF-Mischer oder die Antennen angepaßt werden. Schaltplan Diodendirektempfänger

Die Diodendirektempfänger bestehen aus 1/2 oder 1 Wellenlängen langen, mit dem entsprechenden Verkürzungsfaktor multiplizierten Diodendetektoren und sind entsprechend vorgeschaltet. Am Ausgang kann ein Vorstrom eingeprägt werden.

Außerdem wurde jede Einheit mit einer eigenen stabilisierten Spannungsversorgung sowie einem eigenen Ein- Aus-Schalter versehen, so daß Baugruppen mit großer Zeitkonstante (Lokale Oszillatoren, Vorverstärker, Tiefpaß) im Dauerbetrieb gefahren werden konnten und sich im thermischen und elektrischen Gleichgewicht befanden, während Verbraucher mit hoher Stromaufnahme (Sendeendstufen, Konverter) zwischen den Anwendungen abgeschaltet werden können. Bevorzugte spezielle Ausführungsformen

In einer ersten bevorzugten Ausführungsform umfaßt die erfindungsgemäße Vorrichtung eine in den Figuren nicht speziell dargestellte Polycone-Antenne, die stückweise eine flache Parabolantenne nachbildet, als Sende/Empfangsantenne 2, 4. Die Sende/Empfangsantenne 2, 4 ist mit einem Zirkulator versehen, der eine Entkopplung zwischen gesendeten und empfangenen Signalen bewirkt.

Mit einem mechanischen Schwenkneiger und vorzugsweise Verschwenkwinkeln zugeordneten Skalen kann ein definiertes Absuchen von Zielerfassungsgebieten erfolgen. Eine motorische Nachführung des Schwenkneigers um seine Schwenkachsen mit elektronischer Steuerung zur rasterartigen Überstreichung des Zielerfassungsgebietes gestattet hierbei die automatisierte Aufzeichnung von Daten auch in für Menschen unzugänglichen Bereichen, wie beispielsweise nuklearverseuchten, erdbebengefährdeten oder von chemischen Explosionen bedrohen Bereichen. Darüber hinaus kann eine Schwellenwertfunktion im vorstehend bezeichneten Frequenzintervall Werte definieren,

oberhalb derer die Signalisierung der Erfassung einer lebenden Person vorgenommen wird.

In einer zweiten erfindungsgemäßen Version sind sämtliche elektronische Baugruppen bis zum Analog/Digital-Wandler 9 in einem Piloten-Handkoffer untergebracht . Die Kofferversion stellt ein vollständiges System zur Erfassung lebender Personen oder Lebewesen dar.

In einem Pilotenkoffer 14 befinden sich zwei verkürzte Antennen 2, 4 mit abgewinkelten Reflektoren und Faltdipol- Erregern. Die als Sendeantenne 2 verwendete Antenne Tx ist mit einem Sender verbunden, der bei einer Arbeitsfrequenz von 1300,0 Mhz an einer Ersatzlast von reellen 50 Ω eine Leistung von 6 mW abgibt. Der horizontale Öffnungswinkel jeder Antenne beträgt 5 °, der vertikale Öffnungswinkel jeweils 64°. Der Gewinn, ermittelt durch Vergleich mit einer kalibrierten Referenzantenne beträgt jeweils 6,7 dBi. Die Empfangsantenne 4 Rx ist mit einem Empfänger verbunden, der mittels des Konverters 6 die eingehenden Signale in den Frequenzbereich um 137,5 Mhz konvertiert. Daran schließen sich der Demodulator 5, der Verstärker 8, der Filter 7 und ein Treiber an. Vier wiederaufladbare Blei-Gel-Akkumulatoren 15, 16, 17, 18 dienen der Energieversorgung. Die Einheiten sind in einem Rahmen 19 aus Aluminium-Profilen 20, 21, 22, 23 in zwei Ebenen angeordnet. Die obere, dritte Ebene wird von der Frontplatte 24 mit den Bedienungselementen gebildet. Der gesamte Einschub kann zu Service-Zwecken komplett dem Koffer 14 entnommen werden.

Die Frontplatte 24 trägt vier Ein-Aus-Schalter 25, 26, 27, 28, welche den jeweiligen Komponenten zugeordnet sind, zwei 4 mm-Ladebuchsen 29, 30, eine mehrpolige Buchse 31 zur Datenübertragung auf dem PC und einen manuell zu betätigenden Pegelsteller 32 zur Reduktion der Signalamplitude des Ausgangssignals .

Über ein flexibles Kabel wird ein PC mit eingebautem Analog-Digital-Umsetzer angeschlossen. Die Auswertung der

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