L'invention concerne la transmission acoustique d'un bit, et plus généralement d'un message numérique, ainsi que le décodage du message restitué de façon acoustique.

L'invention trouve une application avantageuse mais non limitative dans le domaine de la télévision ou de la radio interactive permettant notamment lors de jeux ou d'émissions radiodiffusées de transmettre à un instant donné des informations numériques à un boîtier interactif de jeu coopérant de façon acoustique avec le haut- parleur d'un poste de télévision ou d'un poste de radio.

Des systèmes de codage classiques d'un message numérique dans un signal sonore utilisent généralement des fréquences particulières du signal acoustique pour la transmission du message.

Or, la réflexion du signal acoustique restitué et contenant le message, sur les murs d'une pièce par exemple, entraîne généralement une modification du spectre de fréquences du signal ce qui pose alors des problèmes pour le décodage correct du message contenu dans le signal acoustique reçu.

L'invention vise à apporter une solution à ce problème.

Un but de l'invention est de proposer un procédé de transmission et de décodage visant à s'affranchir au maximum des problèmes de réflexion de signaux acoustiques.

Selon une caractéristique générale du procédé de transmission acoustique d'un bit selon l'invention, on élabore un signal acoustique de transmission à partir d'une paire de signaux acoustiques élémentaires consécutifs choisis parmi deux signaux acoustiques

élémentaires prédéterminés différents ayant chacun une mme durée élémentaire prédéterminée, et on code la valeur logique du bit ainsi transmis en fonction du contenu de ladite paire de signaux élémentaires consécutifs.

Ainsi on peut coder la valeur logique du bit directement à partir de la seule forme ou évolution temporelle des signaux élémentaires sans qu'il soit nécessaire d'effectuer sur ces signaux élémentaires un quelconque traitement, fréquentiel par exemple, pour obtenir le codage du bit.

En d'autres termes, selon l'invention, l'information à transmettre n'est pas contenue dans les fréquences particulières du signal acoustique de transmission, mais dans la succession de deux éléments de son consécutifs qui définissent directement l'état du bit à transmettre, par exemple selon qu'ils sont identiques ou différents.

Pour la transmission d'un message numérique comportant plusieurs bits, on élabore alors le signal acoustique de transmission à partir d'une succession de paires de signaux acoustiques élémentaires consécutifs de façon à coder les valeurs logiques des bits.

Selon un mode de mise en oeuvre de l'invention, on élabore un premier signal acoustique élémentaire ayant des caractéristiques prédéterminées et un deuxième signal acoustique élémentaire inversé en phase par rapport au premier signal acoustique. On code alors tout bit ayant une première valeur logique (par exemple la valeur 1) par une paire de premiers signaux acoustiques élémentaires consécutifs ou par une paire de deuxièmes signaux acoustiques élémentaires consécutifs, tandis que tout bit ayant une deuxième valeur logique (par exemple la valeur zéro), est codé par une paire de signaux acoustiques élémentaires consécutifs différents.

On peut avantageusement transmettre consécutivement N bits du message en élaborant le signal acoustique de transmission à partir de N+1 signaux acoustiques élémentaires consécutifs choisis parmi les deux signaux élémentaires prédéterminés en fonction des valeurs logiques respectives des bits du message. Ceci permet ainsi de réduire la durée du signal acoustique de transmission et par conséquent d'augmenter la vitesse de décodage.

On fait de préférence précéder la partie utile de tout message transmis d'un en-tte de synchronisation comportant au moins trois bits successifs de valeurs logiques respectivement différentes, par exemple les bits 0 1 0. Ceci facilite la détection de cet en-tte de synchronisation et minimise les risques d'erreurs dans le décodage du message.

Bien que le signal acoustique de transmission puisse tre constitué uniquement par la succession des différents signaux acoustiques élémentaires, on peut l'élaborer en y incorporant en outre un signal sonore additionnel, tel que par exemple une musique de fond. Ce signal ajouté n'a aucun rôle fonctionnel dans le codage proprement dit et doit tre choisi de façon à rester à un niveau très inférieur à celui du signal codé contenant les informations utiles. A titre indicatif ce signal additionnel ne devrait pas dépasser en amplitude 10% du signal codé. Ce signal addtionnel ne sert donc qu'à rendre les sonorités plus agréables à l'oreille.

L'invention a également pour objet un procédé de décodage de la valeur logique d'un bit transmis par un signal acoustique de transmission élaboré à partir d'une paire de signaux acoustiques élémentaires prédéterminés de durées élémentaires égales, le contenu de ladite paire codant la valeur logique du bit. Selon une caractéristique générale de l'invention, ce procédé de décodage comporte une autocorrélation du signal acoustique de transmission reçu sur une durée au plus égale à ladite durée élémentaire, le résultat de cette autocorrélation permettant de déduire la valeur logique du bit ainsi reçu.

Bien qu'il soit préférable d'effectuer l'autocorrélation du signal sur une durée égale à la durée élémentaire, il n'est pas impossible d'effectuer cette autocorrélation sur une durée moindre.

Pour le décodage du message numérique comportant plusieurs bits, on effectue une succession d'autocorrélations du signal de transmission reçu.

Pour le décodage d'un message comportant une partie utile précédé d'un en-tte de synchronisation comportant au moins trois bits successifs de valeurs logiques respectivement différentes, le décodage

de la valeur des bits de l'en-tte de synchronisation comprend la détection des changements de valeurs logiques, c'est-à-dire la détection des transitions 0/1 ou 1/0, l'analyse de la durée séparant ces transitions logiques, et la comparaison de cette durée avec ladite durée élémentaire. Ceci permet notamment de contribuer à distinguer les bits de l'en-tte de synchronisation, de bits décodés aléatoires et provenant en fait de parasites sonores.

Selon un mode de mise en oeuvre du procédé utilisant deux signaux acoustiques élémentaires mutuellement inversés en phases, on effectue un traitement de mise en forme du signal de transmission comportant une comparaison de ce signal avec une valeur de référence, par exemple une valeur nulle, de façon à obtenir un signal de comparaison binaire. Puis on effectue un échantillonnage de ce signal de comparaison binaire de façon à obtenir deux groupes d'échantillons s'étendant respectivement temporellement sur deux durées identiques sensiblement égales à ladite durée élémentaire. Le traitement de corrélation comporte alors une comparaison échantillon à échantillon des deux groupes d'échantillons et une comptabilisation du nombre d'échantillons de valeurs identiques ou différentes.

Il est par ailleurs préférable d'effectuer un traitement de filtrage préalable du signal de transmission reçu, notamment pour éliminer des fréquences basses telles que celles contenues dans la parole humaine, et pour extraire la bande de fréquences contenant les informations utiles (bits).

Lorsque le signal acoustique de transmission est transmis par voie hertzienne, comme c'est le cas par exemple lors d'une émission radiodiffusée de télévision ou de radio, oh reçoit le signal hertzien, on restitue le signal acoustique de transmission sous forme acoustique, par exemple au moyen du haut-parleur du téléviseur ou du poste de radio, et on capte alors avantageusement le signal acoustique de transmission au moyen d'un capteur acoustique, par exemple un microphone, de façon à effectuer le décodage du ou des bits à partir du signal acoustique de transmission ainsi capté. En d'autres termes, il n'existe dans ce cas là aucune liaison filaire entre le récepteur du signal hertzien et le dispositif comportant le microphone et permettant

le décodage du message contenu dans le signal acoustique restitué.

L'invention a également pour objet un dispositif de transmission acoustique d'un bit. Selon une caractéristique générale de l'invention, ce dispositif comprend des moyens de génération de deux signaux acoustiques élémentaires prédéterminés différents et de durées élémentaires égales, des moyens de codage aptes à élaborer un signal acoustique de transmission à partir d'une paire de signaux acoustiques élémentaires consécutifs choisis parmi les deux signaux acoustiques élémentaires prédéterminés différents, la valeur logique du bit à transmettre étant codée en fonction du contenu de ladite paire de signaux élémentaires, et des moyens de transmission du signal acoustique de transmission.

Selon un mode de réalisation de l'invention, les moyens de génération sont aptes à générer un premier signal acoustique élémentaire ayant des caractéristiques prédéterminées, et un deuxième signal acoustique élémentaire inversé en phase par rapport au premier signal acoustique. Les moyens de codage sont alors aptes à coder tout bit ayant une première valeur logique par une paire de premiers signaux acoustiques élémentaires consécutifs ou par une paire de deuxièmes signaux acoustiques élémentaires consécutifs, et tout bit ayant une deuxième valeur logique par une paire de signaux acoustiques élémentaires consécutifs différents.

Le dispositif peut comprendre un microordinateur et une carte-son incorporant les moyens de génération et de codage.

Il peut également tre prévu des moyens de mixage aptes à incorporer un signal sonore additionnel dans le signal acoustique de transmission.

L'invention a également pour objet un dispositif de décodage de la valeur logique d'un bit transmis par un signal acoustique de transmission élaboré à partir d'une paire de signaux acoustiques élémentaires prédéterminés de durées élémentaires égales, le contenu de ladite paire codant la valeur logique du bit. Ce dispositif comprend des moyens de réception du signal acoustique de transmission et des moyens de traitement du signal reçu comportant des moyens d'autocorrélation aptes à effectuer une autocorrélation du signal reçu

sur une durée au plus égale à ladite durée élémentaire, le résultat de cette autocorrélation permettant de déduire la valeur logique du bit ainsi reçue.

Pour le décodage du contenu d'un message numérique comportant plusieurs bits, les moyens d'autocorrélation effectuent une succession d'autocorrélations du signal de transmission reçu.

Lorsqu'on utilise deux signaux acoustiques élémentaires inversés en phase, les moyens de traitement comportent avantageusement des moyens de mise en forme du signal de transmission reçu comportant des moyens de comparaison de ce signal à une valeur de référence de façon à obtenir un signal de comparaison binaire, des moyens d'échantillonnage du signal de comparaison binaire, et deux registres cascades pour stocker les deux groupes d'échantillons ainsi obtenus. Les moyens d'autocorrélation comportent des moyens de comparaison du type OUEXCLUSIF aptes à effectuer une comparaison échantillon à échantillon des deux groupes d'échantillons, ainsi qu'un compteur apte à comptabiliser le nombre d'échantillons de valeurs identiques ou différentes, et une bascule de sortie apte à prendre la valeur logique 0 ou 1 en fonction de la comparaison de la valeur de comptage par rapport à deux seuils prédéterminés.

Ces différents moyens peuvent tre par exemple réalisés au moyen d'un circuit intégré spécifique (ASIC).

Les moyens de traitement peuvent comporter en outre un microprocesseur apte à lire le contenu de la bascule de sortie de façon à délivrer les bits du message. C'est notamment le cas lors de la phase de synchronisation pour la détection des bits de l'en-tte de synchronisation d'un message.

D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à 1'examen de la description détaillée de modes de mise en oeuvre et de réalisation de l'invention, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels : -la figure 1 illustre schématiquement deux signaux acoustiques élémentaires utilisés dans l'invention, -les figures 2 et 3 illustrent deux autres exemples de signaux acoustiques élémentaires,

-la figure 4 illustre deux exemples de codage d'un bit de valeur logique 1, -la figure 5 illustre deux exemples de codage d'un bit de valeur logique 0, -la figure 6 illustre le codage d'un message comportant plusieurs bits, -la figure 7 illustre plus particulièrement la structure interne d'un message transmis, -la figure 8 est un synoptique schématique d'un dispositif de transmission et d'un dispositif de décodage selon l'invention, et, -les figures 9 et 10 illustrent plus en détail de façon schématique certaines parties du dispositif de décodage de la figure 6.

Tel qu'illustré sur la figure 1, on utilise ici deux signaux acoustiques élémentaires SE1 ou SE2 ou éléments de son, ayant des durées élémentaires T égales et valant ici de 65,536 ms.

Comme on peut le voir sur cette figure 1, le signal acoustique élémentaire SE2 est inversé en phase (c'est-à-dire multiplié par-1) par rapport au signal acoustique élémentaire SE1. En d'autres termes, et plus simplement, on dira que le signal acoustique élémentaire, ou élément de son, SE1 est"direct"tandis que le signal acoustique élémentaire SE2, ou élément de son, est"inversé".

Sur la figure 1, les éléments de son ont été représentés sous la forme d'un signal sensiblement sinusoïdal et ce, pour simplifier les représentations graphiques. Ceci étant, d'une façon générale, l'invention n'est pas limitée à un type particulier d'éléments de son et permet l'utilisation d'un élément de son quelconque présentant une évolution temporelle et un spectre de fréquences quelconques.

Néanmoins, lorsque l'invention est plus particulièrement destinée à tre appliquée dans le cadre de jeux télévisés ou radiophoniques interactifs, les messages numériques sont destinés à tre transmis par voie hertzienne. Or, la bande FM (modulation de fréquences) est limitée à environ 15 kHz. C'est la raison pour laquelle, pour de telles applications, on utilisera de préférence des éléments de son dont les spectres de fréquences ne contiennent pas des fréquences supérieures à 15 kHz.

En outre, la bande passante d'un haut-parleur actuel de télévision ordinaire ne s'étend guère au-delà de 8 à 10 kHz et peut tre encore plus réduite en fonction de la qualité des haut-parleurs utilisés.

Par ailleurs, bien que la présence de fréquences relativement basses permet de modifier la tonalité du signal et de le rendre plus agréable à l'oreille, il est préférable, pour le décodage des informations, d'éliminer dans la mesure du possible le maximum de fréquences vocales qui pourraient résulter de paroles humaines prononcées, soit lors de la formation des éléments de son soit lors de la réception du signal contenant les messages, en raison par exemple de personnes se trouvant à proximité du microphone du boîtier de décodage.

Pour toutes ces raisons, il a été jugé préférable, dans l'application qui va maintenant tre décrite et qui utilise un récepteur de télévision, d'utiliser un élément de son direct, et par conséquent un élément de son inversé, possédant un spectre de fréquences dont la plupart des fréquences se situe entre 1 kHz et 4 kHz.

On peut ainsi utiliser par exemple les éléments de son directs SE1 illustrés sur les figures 2 et 3.

Sur la figure 2, l'élément de son SI représenté temporellement partiellement sur 22 ms a un spectre de fréquences s'étendant principalement entre 1 kHz et 4 kHz avec des pics de l'ordre de 1,5 ; 2 et 3 kHz. Un tel élément de son permet d'obtenir un signal acoustique de transmission analogue à une sonnerie d'un réveil mécanique.

Sur la figure 3, l'élément de son direct SE1, représenté partiellement sur une durée de 27 ms, a une forme sensiblement sinusoïdale et un spectre de fréquences s'étendant principalement entre 1 et 2,5 kHz.

En pratique ces deux éléments de son ont été obtenus par calcul au moyen d'un microordinateur et d'une carte-son associée. Plus précisément l'élément de son SE1 de la figure 3 a été obtenu notamment à partir d'une rampe de fréquences et permet d'élaborer un signal acoustique de transmission analogue à un pépiement d'oiseau.

Ceci étant, bien que les éléments de son soient en général

générés par logiciel, l'invention n'exclut pas de sélectionner une plage temporelle choisie d'un signal sonore initial préexistant, par exemple un morceau de musique, pour former ledit élément de son direct ou inversé.

Comme illustré sur la figure 4, on code un bit de valeur logique 1 (par exemple) à partir de deux éléments de son consécutifs identiques c'est-à-dire soit comme illustré sur la partie gauche de la figure 4, à partir de deux éléments de son directs SE1 soit, comme illustré sur la partie droite de la figure 4 à partir de la succession de deux éléments de son inversés SE2.

En ce qui concerne le codage d'un bit de valeur logique 0 on utilise, comme illustré sur la figure 5, la succession de deux éléments de son différents. Plus précisément, on peut utiliser (partie gauche de la figure 5) un élément de son direct SE1 suivi d'un élément de son inversé en phase SE2 ou bien (partie droite de la figure 5) la succession d'un élément de son inversé SE2 et d'un élément de son direct SE1.

Alors qu'il eût été possible d'utiliser autant de paires d'éléments de son que de bits à transmettre, il a été jugé préférable, pour des raisons de compacité et par conséquent de vitesse de décodage, d'utiliser, comme illustré sur la figure 6, N+1 éléments, de son consécutifs pour coder N bits consécutifs d'un message. Plus précisément, sur la figure 6, la séquence 0 1 0 est codée à partir des quatre éléments de son consécutifs SE1, SE2, SE2 et SE1.

Comme illustré sur la figure 7, il a été jugé préférable, en particulier pour faciliter le décodage des informations, que tout message transmis MS comprenne un en-tte de synchronisation ETS suivi de la partie utile PU proprement dite du message contenant les informations à transmettre et formée ici d'un octet.

Comme il sera expliqué plus en détail ci-après, il est particulièrement avantageux que l'en-tte de synchronisation comprenne au moins 3 bits successifs de valeurs logiques différentes, de façon à pouvoir détecter deux transitions logiques 0/1 et 1/0.

Sur la figure 8, on voit que le dispositif de transmission selon l'invention, destiné à transmettre de façon acoustique via une

liaison hertzienne, un message MS, comprend tout d'abord un bloc MCO incorporant des moyens de génération des deux signaux acoustiques élémentaires à partir desquels seront codés les différents bits du message, et des moyens de codage permettant d'assembler ces différents éléments en fonction des valeurs logiques des bits du message. Dans un mode de réalisation particulier, on peut utiliser à cet égard un microordinateur permettant la génération par calcul du signal acoustique servant de support au codage des informations binaires, et une carte-son associée du type bien connu de l'homme du métier sous la dénomination anglaise"Sound Blaster".

En outre, il peut tre avantageusement prévu des moyens de mixage analogiques MXA parfaitement connus de l'homme du métier, et destinés à incorporer au signal acoustique de transmission contenant le message un signal sonore additionnel SSA, par exemple une musique de fond à faible niveau.

Le signal acoustique de transmission SAT contenant alors le message MS à transmettre, peut tre directement délivré à des moyens d'émission hertziens EMT de façon à tre transformé en un signal hertzien destiné à tre radiodiffusé via l'antenne AT1.

Il est également possible d'enregistrer au préalable le signal acoustique de transmission SAT sur un moyen d'enregistrement MTS, par exemple une cassette audio, à l'aide d'un appareil enregistreur/lecteur tel qu'un magnétophone.

Cependant, dans ce cas, la vitesse d'enregistrement doit tre sensiblement la mme que la vitesse de relecture à une fluctuation près. En effet, un ralentissement ou une accélération de la bande se traduit par une compression ou une dilatation temporelle du signal ce qui peut tre gnant pour le décodage des informations tel qu'il va tre exposé plus en détail ci-après. En d'autres termes, un magnétophone dont la vitesse n'est pas stable (qui donne donc lieu à un pleurage et à un scintillement), ou dont la vitesse de défilement est stable mais trop lente ou trop rapide, peut occasionner des erreurs de décodage.

D'une façon générale, on choisira un moyen d'enregistrement et de relecture du signal acoustique de transmission dont l'écart entre les vitesses d'enregistrement et de lecture reste inférieur à un seuil

prédéterminé qui est relié à la fréquence maximale contenue dans les signaux élémentaires prédéterminés (éléments de son) ainsi qu'à la durée élémentaire T de ces éléments de son. Ainsi, à titre d'exemple, pour une durée élémentaire d'un élément de son égale à 65,536 ms, et pour un élément de son dont le spectre de fréquences est limité à 5 kHz, on acceptera une fluctuation maximale de vitesse de l'ordre de 0,04%.

De mme, pour un signal élémentaire dont la fréquence maximale ne dépassera pas 10 kHz, et toujours pour une durée élémentaire de 65,536 ms, on tolérera une fluctuation maximale entre les vitesses de lecture et d'enregistrement, de l'ordre de L'homme du métier pourra de ce fait choisir un enregistreur de type numérique (format DAT : Digital Audio Tape) tel qu'un magnétophone professionnel, par exemple celui commercialisé par la Société SONY sous la référence TCD-D7.

Le dispositif de décodage selon l'invention comprend ici également un récepteur de télévision classique TV associé à une antenne de réception AT2 pour recevoir le signal hertzien, et équipé d'un haut-parleur HP restituant sous forme acoustique le signal acoustique de transmission SAT qui contient le message numérique MS.

Le dispositif de décodage selon l'invention comprend également un boîtier, par exemple portatif, BT comportant un capteur acoustique MC tel qu'un microphone capable de recevoir le signal acoustique de transmission restitué par le haut-parleur HP du téléviseur TV.

Le boîtier BT comprend, outre le microphone des moyens de traitement du signal reçu comportant, dans le mode de réalisation décrit ici un étage analogique MFA destiné comme on le verra plus en détail ci-après à effectuer un filtrage du signal reçu et une mise en forme de ce dernier de façon à délivrer un signal binaire SCB.

Les moyens de traitement comportent également des moyens d'autocorrélation et des moyens de décodage du message, répartis ici entre un circuit intégré spécifique (ASIC) référencé ASC et un processeur PR, par exemple un microcontrôleur 4 bits.

D'une façon générale, le décodage de la valeur logique de tout bit du message comporte, selon l'invention, une autocorrélation du signal reçu sur une durée d'autocorrélation au plus égale à la durée élémentaire d'un élément de son. En d'autres termes, on va comparer, par cette autocorrélation sur une durée avantageusement égale à la durée élémentaire, deux plages temporelles adjacentes du signal reçu de façon à déterminer si ces deux plages comportent deux éléments de son identiques ou bien deux éléments de son opposés, ce qui permettra de déduire la valeur logique du bit ainsi reçu.

Comme illustré plus particulièrement sur la figure 9, l'étage MFA comporte deux filtres FI et F2 qui sont ici deux filtres passe- bande centrés autour d'une fréquence de coupure choisie, par exemple de l'ordre de 3,4 kHz. Ces deux filtres passe-bande sont suivis d'un troisième filtre F3 qui est en l'occurrence un filtre passe-haut ayant une fréquence de coupure de l'ordre de quelques centaines de Hz, typiquement 340 Hz.

En effet, le boîtier BT n'est relié par aucune liaison, en particulier filaire, au récepteur de télévision TV, et ce notamment dans un but de simplicité de réalisation et de réduction de coût. En conséquence, le microphone MC du boîtier BT reçoit non seulement le signal acoustique de transmission SAT contenant le message numérique, mais aussi un certain nombre de bruits ambiants BAM, tels que par exemple un aboiement de chien ou bien des bruits de conversation.

Le filtrage passe-bande a donc essentiellement pour fonction d'atténuer les bruits ambiants, et notamment d'éventuelles paroles prononcées par des personnes. Bien qu'il eût été possible de n'utiliser qu'un seul filtre passe-bande, il a été jugé préférable actuellement d'utiliser deux filtres de façon à obtenir une meilleure raideur du filtrage résultant et donc une meilleure atténuation des fréquences indésirables, en particulier les fréquences vocales basses mais également des fréquences hautes qui pourraient engendrer un sifflement gnant.

De mme, le filtre passe-haut n'est pas réellement indispensable. Ceci étant, il contribue également à éliminer les

fréquences basses et assure en particulier une suppression de la composante continue du signal.

A la suite du filtre F3, on trouve un comparateur CMP1 destiné à comparer le signal filtré issu du filtre F3 avec une valeur de référence, en l'occurrence la valeur nulle, de façon à obtenir un signal de comparaison binaire, c'est-à-dire un signal susceptible de prendre uniquement deux valeurs, en l'occurrence les valeurs +1 et-1. Ce signal de comparaison binaire SCB est alors délivré à 1'ASIC ASC (figure 10) pour y tre échantillonné par un échantillonneur classique ECH commandé par un signal d'horloge CLK issu par exemple d'un quartz QT. La fréquence d'échantillonnage choisie ici est égale à 3,9 kHz. En conséquence, le signal SCB sortant du comparateur sera échantillonné toutes les 256 p1S.

Les échantillons correspondant à une durée égale à deux durées élémentaires sont mémorisés dans deux registres à décalage R1 et R2 montés en cascade, capables de stocker chacun 255 valeurs binaires. Ces registres forment donc une ligne à retard.

En fait, on a choisi ici à des fins de simplification des registres contenant chacun 255 cases mémoires car chaque 256ème impulsion est utilisée pour effectuer le transfert d'un échantillon dans le premier registre est par conséquent un transfert du dernier échantillon du premier registre dans le deuxième registre.

Entre deux échantillonnages à 256 plus, une comparaison bit à bit entre les deux registres est effectuée toutes les microsecondes au moyen d'un ensemble de portes OU EXCLUSIF référencées XOR.

On effectue donc ici l'autocorrélation du signal reçu sur une durée sensiblement égale à la durée élémentaire de 65,536 ms, à un échantillon près.

La sortie de cet ensemble de portes XOR est reliée aux deux entrées d'un compteur CPT. Plus précisément, pour l'indice i, on incrémente la valeur du compteur CPT si les deux échantillons Rl (i) et R2 (i) sont égaux et on décrémente ce compteur si ils sont opposés.

Après comparaison des 255 valeurs, l'état du compteur reflète donc la ressemblance entre deux plages temporelles adjacentes du signal reçu.

Bien entendu, une valeur théorique de 255 correspondrait à des signaux en corrélation parfaite et serait donc représentative d'un bit"1"du message, tandis qu'une valeur de-255 correspondrait à des signaux en opposition parfaite ce qui équivaudrait à un bit"0"du message.

Dans la pratique, cette valeur de compteur varie de façon continue entre les deux valeurs extrmes précédemment mentionnées.

Plus précisément, on fixe alors un seuil SI pour la décision de décodage d'un bit"1"reçu et on fixe un seuil S2 pour la décision de décodage d'un bit"0"reçu. Dans la pratique, on a choisi ces deux seuils respectivement égaux à +32 et-32.

En d'autres termes, la sortie du compteur est comparée à ces différents seuils dans un comparateur à hystérésis CMP2 par exemple un trigger de Schmitt et la sortie du comparateur est reliée à une bascule de sortie BS.

En d'autres termes, après chaque étape de comparaison la valeur du compteur est comparée aux seuils de décision. Le résultat de cette opération est transmis à la bascule de sortie. Si la valeur du compteur CMP2 dépasse 32, la sortie de la bascule BS passe à 1. Si la valeur du compteur devient inférieure à-32, la sortie de la bascule BS passe à 0. Pour toutes les valeurs intermédiaires, la sortie de la bascule reste inchangée.

En fait, le dispositif de décodage selon l'invention se comporte donc comme si l'on faisait glisser une fentre de largeur égale à deux durées élémentaires sur le signal à analyser. La bascule de sortie BS est mise à jour à chaque franchissement du seuil de décision. Si des bits consécutifs gardent la mme valeur, la sortie SCF de la bascule de sortie ne change pas d'état.

Le signal SCF délivré par la bascule de sortie est analysé par un microprocesseur PR.

Lors de la réception d'un message, le processeur PR va tout d'abord détecter l'en-tte de synchronisation de ce message. A cet égard, le logiciel contenu dans le microprocesseur va, durant toute cette période de synchronisation, lire continuellement la sortie de la bascule BS et détecter toute variation de valeur de cette sortie, c'est-à-

dire toute transition logique 0/1 ou 1/0.

Outre cette détection de transition logique, le processeur va également analyser la durée séparant deux transitions logiques détectées et la comparer avec la durée élémentaire T d'un élément de son.

Ainsi, lorsque le processeur aura détecté deux transitions logiques successives, par exemple la transition 0/1 puis la transition 1/0 correspondant aux trois bits de l'en-tte de synchronisation décrits ci-avant, et que la durée séparant ces trois bits ainsi détectés sera sensiblement égale à 65,536 ms, une impulsion de synchronisation sera alors émise signifiant que l'en-tte de synchronisation a été reconnue.

Dans la suite du traitement, il ne sera alors plus nécessaire de lire la sortie de la bascule BS continuellement, mais d'effectuer cette lecture à des instants particuliers espacés de la durée élémentaire c'est-à-dire 65,536 ms, de façon à lire la valeur d'autocorrélation (état du bit) correspondant au milieu d'un élément de son.

Durant la phase de synchronisation, la comparaison de la durée séparant deux transitions logiques détectées avec la durée élémentaire permet de différencier les bits réels de l'en-tte de synchronisation de bits qui seraient détectés et qui ne seraient en fait dus qu'à des parasites occasionnés par exemple par du bruit ambiant.

Le message reçu peut alors subir des traitements ultérieurs au sein du microprocesseur, en fonction des diverses applications. On peut par exemple imaginer que le message MS contienne des informations de synchronisation temporelle et/ou des informations relatives à des bonnes réponses d'un jeu à choix multiples et qui seront stockées dans une mémoire appropriée du boîtier. On peut également envisager que certaines au moins des informations du message soient visualisées en clair sur un écran du boîtier, non représenté ici à des fins de simplification.

D'une façon générale, il a été observé qu'une fréquence d'échantillonnage au moins égale au pic de fréquence la plus élevée fmax reste acceptable dans l'application qui vient d'tre décrite. En effet, bien qu'une fréquence d'échantillonnage fmax conduise à des pertes d'informations pour certaines fréquences de l'élément de son

notamment la fréquence fmax, il s'est avéré que ceci n'était pas gnant pour obtenir un bon décodage du message compte tenu du fait que l'élément de son choisi présente également de nombreuses fréquences plus basses que la fréquence d'échantillonnage fmax. Par ailleurs le choix d'une telle fréquence d'échantillonnage a pour avantage de limiter la complexité des circuits de décodage.

Ceci étant, l'homme du métier pourra aisément augmenter la fréquence d'échantillonnage du signal SCB en fonction de la nature de l'élément de son utilisé et notamment s'il utilise des éléments de son présentant des évolutions temporelles régulières comme par exemple des sinusoïdes ou bien des sinusoïdes amorties ayant des fréquences uniques bien déterminées.