以下、本発明に係る測距装置及び形状測� ��装置の実施の形態について、図面を参照し� ��がら詳細に説明する。

 (実施の形態1)
 まず、本発明に係る測距測定装置の実施の� ��態について説明する。

 図1は、本実施の形態における測距装置70� ��構成を示すブロック図である。なお、本図� ��は、測距の対象となるターゲット(対象物)77 も併せて図示されている。

 この測距装置70は、スペクトラム拡散レ� �ダを用いてターゲット77までの距離を測定す る装置であり、送信部71、受信部72、相関部73 及び距離算出部74を備える。

 送信部71は、一定のチップレートで表現� �れる拡散符号によってスペクトラム拡散さ� �た信号を生成し、ターゲット77に向けて放射 する処理部であり、例えば26GHz帯の正弦波(搬 送波)を生成する発振器71a、擬似ランダム(PN)� ��号(つまり、拡散符号)を生成するPN符号発生 器71b、上記正弦波を上記拡散符号で周波数拡 散(変調)する拡散器71c及び拡散後の信号を送� ��する送信アンテナ71d等からなる。

 受信部72は、ターゲット77で反射された信 号を受信する処理部であり、例えば、受信ア ンテナ72a等からなる。

 相関部73は、受信部72で受信された信号の 波形と送信部71から放射された信号の波形と� ��相関が、放射から受信までの遅延時間に依� ��してどのように変化するかを示す相関波形� ��算出する処理部であり、PN符号発生器71bで� �生された拡散符号を、遅延時間を変化(スイ� ��プ)させながら遅らせる可変遅延器73a、受信 アンテナ72aで受信された信号を可変遅延器73a から出力されたPN符号で逆拡散(復調)する逆� �散器73b及び逆拡散後の信号のうち、発振器71 aで生成される正弦波の周波数成分だけを通� �させる狭帯域フィルタ73c等からなる。なお� �この相関部73は、チップレートに対応する時 間長であるレンジゲートごとに遅延時間を変 化(スイープ)させた場合における相関の変化� ��示す相関波形を算出する。

 距離算出部74は、相関部73で算出された相 関波形におけるピークを特定することにより 、測距装置70(正確には送受信アンテナ)から� �ーゲット77までの距離を算出する処理部であ り、より詳しくは、相関波形において最大の 相関を示す点とその点に隣接する前後2点の� �ち相関の大きい点とを用いて、相関波形に� �けるピークに対応する遅延時間を、レンジ� �ートよりも小さい分解能で算出することに� �り、ターゲット77までの距離を算出する。こ のための距離算出部74は、例えば、専用のプ� ��グラム、CPU、メモリ、入出力部等を備える� ��ンピュータ等で実現される。

 この距離算出部74は、相関波形において� �関が最大となる点とその点に隣接する前後2� ��のうち相関の大きい点で挟まれるレンジゲ� ��トを特定し、それら2点のうち、遅延時間の 小さい点と大きい点とをそれぞれ第1の点と� �2の点とした場合に、第1の点の相関と第2の� �の相関との比を算出し、算出した比に基づ� �て、レンジゲートにおけるピークの時間位� �を特定し、特定したピークの時間位置に対� �する遅延時間からターゲット77までの距離を 算出する。

 具体的には、この距離算出部74は、第1の� ��の相関と第2の点の相関との比がレンジゲー トにおけるピークの時間位置、時間位置に対 応する遅延時間、又は、時間位置に対応する (その時間で電波が進む)距離に依存してどの� ��うに変化するかを示す較正曲線74aを予め保� ��し、保持している較正曲線74aを参照するこ� ��で、相関部73で算出された相関波形から算� �した比に対応する時間位置、遅延時間、又� �、距離を特定することで、ターゲット77まで の距離を算出する。

 ここで、較正曲線74aは、レンジゲートに� ��応する(その時間で電波が進む)距離よりも� �さい距離の刻みで、上記比が距離に依存し� �どのように変化するかを示す曲線である。� �って、この距離算出部74は、較正曲線74aを参 照することで、相関部73で算出された相関波� ��から算出した比に対応する距離を特定する� ��とで、ターゲット77までの距離を、レンジ� �ートよりも細かい分解能で算出する。

 次に、以上のように構成される本実施の� ��態における測距装置70の動作(つまり、測距� ��原理)について説明する。

 まず、発振器71aで生成された信号は、PN� �号発生器71bで生成された拡散符号によって� �散器71cで周波数拡散され、送信波(つまり、� ��ーダ波)75として、送信アンテナ71dからター� ��ット77に向かって出射される。次に、ター� �ット77で反射された反射波76は、受信アンテ� ��72aで受信され、PN符号発生器71bで生成され� �拡散信号を可変遅延器73aで時間t1だけ遅らせ た信号を用いて、逆拡散器73bで逆拡散される 。

 ここで、可変遅延器73aでの遅延時間t1が� �送信波75を送信してからターゲット77で反射� ��て受信されるまでにかかった時間と一致し� ��いれば、逆拡散器73bに入る受信アンテナ72a� ��らの信号に含まれる拡散符号と可変遅延器7 3aからの拡散符号とが一致するために、逆拡� ��器73bによって発振器71aで生成される狭帯域� ��号が復元され、一方、上記時間が異なって� ��れば、逆拡散器73bで逆拡散された後の信号� ��広帯域に拡散されたままとなる。したがっ� ��、逆拡散器73bで逆拡散された信号を狭帯域� ��ィルタ73cに通すことで、拡散符号の遅延時� ��が、測距装置70から出射されたレーダ波75が ターゲット77に当たって反射してもどってく� ��までの時間と一致したときにのみ、信号と� ��て抽出することができる。レーダ波75がタ� �ゲット77に当たって反射してもどってくるま での時間は、電波がターゲット77までの距離� ��2倍を伝送するのにかかった時間なので、測 距装置70からターゲット77までの距離を計算� �ることができる。

 次に、本実施の形態における測距装置70� �距離算出部74の詳細な動作について説明する 。図2は、距離算出部74の詳細な動作手順を示 すフローチャートである。

 距離算出部74は、図3に示すように、相関� ��73で算出された相関波形、つまり、可変遅� �器73aでの遅延時間と狭帯域フィルタ73cから� �出力信号の強度との関係を示す曲線におい� �、相関が最大となる点(図3では、点P1)とその 点に隣接する前後2点のうち相関の大きい点(� ��3では、点P2)で挟まれるレンジゲートを特定 する(S1)。なお、距離算出部74は、レンジゲー トごとに対応する複数の較正曲線を保持して いる場合には、ここで特定したレンジゲート に対応する較正曲線を特定し、特定した較正 曲線を用いて、後述するステップS3での処理� ��行う。

 次に、距離算出部74は、最大の相関を示� �点(図3では、点P1)とその点に隣接する前後2� �のうち相関の大きい点(図3では、点P2)のうち 、遅延時間の小さい点(図3では、点P1)の相関( 図3では、約112dB)と遅延時間の大きい点(図3で は、点P2)の相関(図3では、約98dB)との比(約14dB )を算出する(S2)。

 そして、距離算出部74は、予め保持して� �る図4に示されるような較正曲線74a(ここでは 、ステップS1で特定したレンジゲートに対応� ��る較正曲線)を参照することで、上記ステッ プS2で算出した比に対応する距離を特定する( S3)。なお、図4において、縦軸は、最大の相� �を示す点とその点に隣接する前後2点のうち� ��関の大きい点のうち、遅延時間の小さい点� ��相関と遅延時間の大きい点の相関との比を� ��し、横軸は、ステップS1で特定されたレン� �ゲートにおけるピークの時間位置(本実施の� ��態では、測距装置70とターゲットとの距離)� ��示す。

 ここで、較正曲線74aは、図4に示されるよ うに、事前の実測によって得られた曲線であ り、レンジゲートに対応する距離よりも小さ い距離の刻みで、上記比が距離に依存してど のように変化するかを実測し、得られたデー タを滑らかな曲線にフィッティングしたもの である。相関波形において最大の相関を示す 点とその点に隣接する前後2点のうち相関の� �きい点のうち、遅延時間の小さい点(第1の点 )の相関と遅延時間の大きい点(第2の点)の相� �との比(縦軸の値)は、図4に示されるように� �真のピークがそれら2点で挟まれるレンジゲ� ��トの左(遅延時間が小さい位置)に位置する� �ど、大きな値となるので、遅延時間ととも� �小さくなる(正から負になる)単調減少を示す 。

 このように、距離算出部74は、較正曲線74 aを参照することで、相関部73で算出された相 関波形から算出した比に対応する距離を特定 し、レンジゲートよりも細かい分解能でター ゲット77までの距離を算出する。

 なお、図4に示される較正曲線74aの横軸は 、測距装置とターゲットまでの絶対距離であ ったが、距離算出部74が内部に保持する較正� ��線74aとしては、その横軸が、レンジゲート� ��での相対位置(例えば、0~60mm)であってもよ� �。その場合には、距離算出部74は、ステップ S1で特定したレンジゲートの位置に基づいて� ��レンジゲート単位(0.4ns単位、60mm単位)で、� �フセット距離(そのレンジゲートの左端に相� ��する距離)を特定し、さらに、ステップS2及� ��S3での処理において、レンジゲートより細� �い距離(端数としての距離)を特定し、最後に 、それらのオフセット距離と端数距離とを合 計することで、レンジゲートよりも細かい分 解能でターゲットまでの距離を算出すること ができる。

 (実施の形態2)
 次に、本発明に係る形状測定装置の実施の� ��態(実施の形態2)について説明する。

 図5は、本発明の実施の形態2におけるス� �クトラム拡散レーダを用いた形状測定装置80 の構成の一例を示す図である。

 本実施の形態の形状測定装置80は、図5に� ��すように、複数のレーダと形状推定回路に� ��って構成される。すなわち、本実施の形態� ��形状測定装置80は、互いに異なる位置に配� �されたレーダ51、52、53、54と、レーダ51~54か� ��出力された信号を受ける形状推定回路5とを 備えている。

 レーダ51~54の各々は、電気信号を生成す� �信号生成器と、信号生成器で生成された電� �信号を送信電波として空間に放射する送信� �ンテナと、目標(ターゲット)の物体0で反射� �れた送信電波の反射波を受信して受信波に� �換する受信アンテナと、受信波を受ける受� �器と、受信器の出力を受ける相関回路とを� �している。すなわち、レーダ51は、信号生成 器21と、送信アンテナ11と、受信アンテナ12と 、受信器31と、相関回路41とを有している。� �ーダ52は、信号生成器22と、送信アンテナ13� �、受信アンテナ14と、受信器32と、相関回路4 2とを有している。レーダ53は、信号生成器23� ��、送信アンテナ15と、受信アンテナ16と、受 信器33と、相関回路43とを有している。レー� �54は、信号生成器24と、送信アンテナ17と、� �信アンテナ18と、受信器34と、相関回路44と� �有している。

 なお、レーダの個数は4個に限られず、さ らに多数であってもよい。また、ここでは簡 単のために図5に示す平面内にレーダ51~54が線 状に配置されている例を説明するが、物体0� �形状を平面的に測定するためにレーダが2次� ��のアレイ状に配置されたものであってもよ� ��。また、送信アンテナと受信アンテナ(送受 信アンテナ)は、符号を用いる場合、別個に� �けられていることが好ましいが、1個のアン� ��ナで兼用してもよい。また、送信電波は中� ��周波数に対する占有帯域幅の比である比帯� ��が20%以上であることが好ましい。

 次に、レーダ51を例にとって測定動作を� �明する。まず、信号生成器21が例えば26GHz帯� ��正弦波(搬送波)を生成し、擬似ランダム(PN)� ��号で変調(周波数拡散)する。変調方法とし� �例えば位相変調を行う。たとえばギルバー� �セルからなるダブルバランスミキサ回路に� �送波と擬似ランダム符号を入れて掛け合わ� �ることで容易に位相変調された送信信号を� �成することができる。送信アンテナ11から送 信波として放射された信号は物体0で反射さ� �、その一部が受信アンテナ12で受信される。 そして、受信アンテナ12から出力された受信� ��は、受信器31で場合によっては増幅や整形(� ��ィルタリング)などを受け、受信信号として 相関回路41に送られる。相関回路41では、こ� �受信信号と参照信号の相関を求めることに� �って相関波形が求められる。具体的には送� �信号と同じPN符号で受信信号を復調するいわ ゆる逆拡散を行い、搬送波でダウンコンバー トすることで相関波形が求められる。

 レーダ52~54についてもレーダ51と同時に同 様の動作を行い、レーダ51~54それぞれの相関� ��形を形状推定回路5に送る。レーダ51~54の場� ��がそのまま測定位置となるため、第1~第4の� ��定位置における相関波形が揃うことになる� ��

 形状推定回路5は、後述するSEABED法を用い て、レーダ51~54から送られてきた相関波形の� ��対値の極大位置を求め、擬似波面を抽出し� ��逆境界散乱変換によって物体の形状を出力� ��る。この形状推定回路5は、実施の形態1に� �ける距離算出部74と同一の機能を有する距離 算出部5a、つまり、それらの相関波形におい� ��最大の相関を示す点とその点に隣接する前� ��2点のうち相関の大きい点とを用いて、相関 波形におけるピークに対応する遅延時間をレ ンジゲートよりも小さい分解能で算出するこ とによって対象物までの距離を算出する距離 算出部5aを有する。この距離算出部5aは、同� �の手法によって、レンジゲートよりも小さ� �分解能で、相関波形における極大値及び極� �値を特定する。

 ここで、SEABED法の原理を説明する。ここ� ��は、複数のアンテナを用いた符号多重の技� ��を利用したSEABED法について説明する。

 図6は、SEABED法における複数のアンテナの 設置位置を説明するための図である。このSEA BED法では、測定対象物は明確な境界を有する 有体物であることを前提とし、当該境界を測 定して「擬似波面」を得る。この擬似波面を 逆変換することで対象物の形状を求める。

 この原理説明では、目標の物体0及び複数 の送受信アンテナが同一平面内に存在すると 仮定した2次元問題を扱い、電波の伝播は、TE 波(Transverse Electric Wave)によるとする。この� �標の物体0及び複数の送受信アンテナが存在� ��る空間を「r-空間(r-domain)」と呼称すること� ��し、r-空間で集合を表現する場合その表現� �「r-領域での表現」と呼称することとする。 また、r-空間の点を(x,y)で表現する。ここで� �x及びy(y>0)は、何れも真空中での送信パル� ��の中心波長λにより正規化される。各送受� �アンテナは、無指向性であり、r-空間のx軸� �で所定の間隔(例えば等間隔)を空けて設置さ れた各測定位置xn(n=1~Nの整数)でモノサイクル パルスの送受信を繰り返すものとする。そし て、送受信アンテナの測定位置(x,y)=(X,0)にお� ��る受信電界をs’(X,Y)と定義し、送信から受� ��までの時間をt、真空中の光速をcとした場� �に、YをY=(c×t)/(2×λ)と定義する。なお、y>0 よりY>0であり、また、送受信アンテナの測 定位置xnにおける電界の瞬時包絡線が最大と� ��る時刻をt=0とする。

 さらに、雑音除去の観点からs’(X,Y)のY方 向に送信波形を用いた整合フィルタを適用し 、この整合フィルタを適用して得られる受信 波形を新たにs(X,Y)とする。このs(X,Y)を目標の 物体0の形状を求めるデータとして用いる。� �こで、(X,Y)で表現される空間を「d-空間(d-doma in)」と呼称することとし、d-空間で集合を表� ��する場合、その表現を「d-領域での表現」� �呼称することとする。X及びYは、それぞれ送 信パルスの中心波長及び送信パルスの中心時 間長で正規化されている。

 連続した境界面を持つ目標の物体0におけ る複素誘電率ε(x,y)の変化が複数の区分的に� �分可能な曲線の集合であるとする。即ち、� �標の物体0における複素誘電率ε(x,y)が式(1)で 表される。

 ここで、g _q (x)は、微分可能な1価関数であり、q={(x,y)|y=g _q (x),x∈Jq}∈Hとする。Jqは、関数g _q (x)の定義域である。a _q は、q∈Hに依存する正の定数であり、Hは、q� �体の集合である。Hの要素が「目標境界面」� ��ある。

 d-空間の部分集合Pを式(2)で定義する。

 連結な閉集合p⊂Pを考え、領域Ipを式(3)で定 義する。

 任意のX∈Ipに対し(X,Y)∈pを満たすYが唯一 存在する場合にpに対し定義域Ipを有し、Y=fp(X )を満たす1価関数fp(X)が存在する。関数fp(X)が 微分可能でかつ|∂fp(X)/∂X|≦1を満たすpの集� ��をGと定義し、このGの要素を「擬似波面(Quas i Wavefront)」と呼称することとする。

 式(1)が満たされる場合、境界からの直接� ��乱波は、目標境界面(目標の物体0の表面、� �標の物体0の形状を表す)の情報を保持してい る。以下では、簡単のため、直接波の伝播経 路は全て真空であるとするが、伝播速度が一 定で既知である媒質でも同様に成立する。

 図7(a)、図7(b)は、境界散乱変換を説明す� �ための図である。図7(a)は、r-領域における� �素誘電率の変化の一例を示し、図7(b)は、図7 (a)に対応するd-領域の擬似波面を示す。

 pがqからの直接散乱に対応すると仮定す� �と、図7(a)から分かるように、送受信アンテ� ��からqの表す曲線Lqへ下ろした垂線の長さと� ��送受信アンテナの位置との関係を用いるこ� ��で、p上の点(X,Y)は、式(4)によって表される� ��この式(4)によって表される変換を境界散乱� ��換(Boundary Scattering Transform)と呼称すること� ��する。

 但し、(x,y)は、q上に存在する点である。

 この境界散乱変換の逆変換を求めれば、� ��信波形から目標の物体0の形状を求めること ができる。この逆変換は、式(5)のように求め られる。この逆変換を逆境界散乱変換(Inverse� �Boundary Scattering Transform)と呼称することとす る。

 なお、以上では、2次元の測定の場合につ いて説明したが、SEABED法は3次元の測定へ容� �に拡張可能である。また、各送受信アンテ� �が直線上に設置される場合について説明し� �が、任意の曲線に沿って設置される場合に� �応する変換式も容易に求めることができる� �

 例えば、3次元の場合の境界散乱変換は式 (6)のように表され、この逆変換は式(7)のよう に求められる。

 式(5)(三次元測定の場合は式(7))を用いて� �信波形から目標の物体0の形状を推定するSEAB ED法では、具体的には、次のような処理を実� ��することで目標の物体0の形状を測定してい る。

 図8は、SEABED法によって物体の形状を測定 する際の処理手順を示すフローチャートであ る。

 図8に示すように、SEABED法において、ステ ップS101として、形状測定装置80は、図6に示� �ように、無指向性の複数の送受信アンテナ� �各測定位置xnでモノサイクルパルスの送信パ ルスを送信し、目標の物体0で反射された送� �パルスの反射波を受信し、受信波をA/D変換(� ��ナログ/ディジタル変換)し、記憶する。

 即ち、形状測定装置80は、測定位置x1にお いて無指向性の送受信アンテナからモノサイ クルパルスの送信パルスを送信し、目標の物 体0により反射された送信パルスの反射波を� �信し、受信波をA/D変換して第1受信信号を生� ��し、これを記憶する。これと並行して、測� ��位置x1から所定の間隔だけ離れた測定位置x2 においても、送受信アンテナからモノサイク ルパルスの送信パルスを送信し、目標の物体 0によって反射された送信パルスの反射波を� �信し、受信波をA/D変換して第2受信信号を生� ��し、記憶する。以下同様に、測定位置x1か� �測定位置xNまでの各測定位置xnで、形状測定� ��置80は、送受信アンテナからモノサイクル� �ルスの送信パルスを送信し、目標の物体0か� ��反射した送信パルスの反射波を受信し、受� ��波をA/D変換し、記憶する。こうして測定位� ��x1における第1受信信号から測定位置xNにお� �る第N受信信号が得られる。

 つまり、図5に示されるレーダ51~54それぞ� ��の相関波形が形状推定回路5に送られる。

 次に、ステップS102において、形状測定装 置80の形状推定回路5は、第1乃至第Nの各受信� ��号に対し、当該受信信号の波形と参照信号� ��波形との相互相関を求めることによって、� ��1乃至第Nの各受信信号にそれぞれ対応する� �1乃至第Nの相関波形を求める。相関関数ρ(τ) は、遅延時間をτ、参照信号をr(t)、受信信号 をs(t)とすると、式(8)で与えられる。なお、� �分範囲は、受信信号s(t)が存在する範囲であ� ��。

 ここで、参照信号の波形は、送信パルス� ��波形としており、これは、受信信号の波形� ��送信パルスの波形と同一形状であると仮定� ��ていることに相当する。この本ステップで� ��処理は、受信信号に整合フィルタを適用す� ��ことに相当する。

 次に、ステップS103において、形状推定回 路5の距離算出部5aは、第1乃至第Nの相関波形� ��おける極値(極大値及び極小値)を求める。

 つまり、距離算出部5aは、それらの相関� �形において、最大の相関を示す点とその点� �隣接する前後2点のうち相関の大きい点とを� ��いて、相関波形におけるピークに対応する� ��延時間を、レンジゲートよりも小さい分解� ��で算出することによって、極値を求める。� ��とえば、距離算出部5aは相関波形において� �関が最大となる点とその点に隣接する前後2� ��のうち相関の大きい点で挟まれるレンジゲ� ��トを特定し、それら2点のうち、遅延時間の 小さい点と大きい点とをそれぞれ第1の点と� �2の点とした場合に、第1の点の相関と第2の� �の相関との比を算出し、算出した比に基づ� �て、レンジゲートにおける真のピーク(極値) を特定する。より詳しくは、第1の点の相関� �第2の点の相関との比がレンジゲートにおけ� ��真のピークの時間位置に依存してどのよう� ��変化するかを示す較正曲線74aを予め保持し� ��保持している較正曲線74aを参照することで� ��相関波形から算出した比に対応する真の極� ��を求める。

 次に、ステップS104において、形状推定回 路5は、近隣の極値同士を連結する。より具� �的には、形状推定回路5が、式(9)を満たすよ� ��に極値を連結する。

 ここで、極値Mnの位置は、測定位置xnにお いて得られた第nの相関波形から求められた� �値のXY平面における位置である。このように 極値を連結して得られた曲線が擬似波面であ る。

 次に、ステップS105において、形状推定回路 5は、真の擬似波面を抽出する。ステップS104� ��の処理によって得られた擬似波面には、雑� ��により生じたもの、振動的な部分を抽出し� ��もの、及び、多重散乱により生じたもの等� ��不要な擬似波面が含まれている。このため� ��これらを取り除き、真に物体0の境界面を示 す真の擬似波面を抽出する必要がある。この 真の擬似波面の抽出では、第1に、式(10)で定� ��される評価値w _p を用い、所定の閾値αよりも評価値w _p が大きい擬似波面を選択し、抽出する。閾値 αは、その値を小さくし過ぎると不要な擬似� ��面が多く含まれ、その値を大きくし過ぎる� ��真の擬似波面まで除去されてしまうので、� ��価値w _p の最大値を考慮の上、実験的、経験的に設定 される。

 評価値w _p は、擬似波面上における受信信号の振幅が大 きく、しかもfp(X)の定義域が広い範囲に渡る� ��のについて大きな値をとる。

 ここで、式(10)のみによって真の擬似波面を 抽出すると、例えば雑音に起因する擬似波面 が有意な擬似波面の近くに存在する場合では その評価値w _p が大きくなり、除去することができない場合 が生じ得る。そのため、p1,p2∈G、p1≠p2、w _p 1≦w _p 2に対し(x,y)∈p1かつ(x,y)∈p2が成立する場合に は、p1→p1’、p1”(但し、p1’∪p1”=p1かつp1� �∩p1”=p1∩p2)に擬似波面の分割を行って評価 値w _p を求め不要な擬似波面を除去する。

 そして、真の擬似波面の抽出は、第2に、 第1フレネルゾーンとして知られる式(11)で表� ��れるFpを用いて式(12)で定義される新たな評� ��値Wpを用い、所定の閾値βよりも評価値Wpが� ��きい擬似波面を選択し、抽出する。閾値β� �、その値を小さくし過ぎると不要な擬似波� �が多く含まれ、その値を大きくし過ぎると� �の擬似波面まで除去されてしまうので、評� �値Wpの最大値を考慮の上、実験的、経験的に 設定される。

 評価値Wpは、或る擬似波面のフレネルゾ� �ン内に値の大きい別の境界面が存在する場� �にはその値が低下する。ξ(x)は重み関数であ り、簡単のために、例えば、ξ(x)=1に設定す� �。

 このように抽出された真の擬似波面は、� ��測定位置での送信パルスを送信してから、� ��標の物体0の表面における接平面に対し垂直 に入射して反射した送信パルスの反射波を直 接受信するまでの時間の集合である。

 次に、ステップS106において、形状推定回 路5は、ステップS105で抽出した真の擬似波面� ��ら式(5)を用いて物体0の形状を求める。

 このように、SEABED法では、目標の物体0の 形状を逆変換の式(5)により直接的に推定する ことができるので、極めて短時間で物体0の� �状を測定することができる。

 以上で説明したSEABED法では、式(5)や式(7)� ��表されるような逆境界散乱変換の数式で形� ��を推定できる。この逆境界散乱変換で得ら� ��る画像は近似解でなく数学的に厳密な解と� ��っており、反復計算に基づかず、直接的に� ��像を得ることが可能である。これらの利点� ��ら、SEABED法は以前の手法に比べて高精細で� ��つ、非常に高速に算出可能なイメージング� ��ルゴリズムとなっている。

 図9(a)及び図9(b)は、本実施の形態におけ� �形状測定装置80のように、スペクトル拡散レ ーダと較正曲線とを用いて、実際に擬似波面 を測定した例を示す。なお、測定対象物は、 アンテナから27cm先の、幅33cm、深さ11cmの中華 なべである。また、この測定では、較正曲線 を用いたことの効果を確認するために、符号 多重をすることなく、送受アンテナを隣接し た状態で、X軸方向24cm、Y軸方向24cmを1cm刻み� �走査し、測距した値をプロットしている。� �9(a)が実際の距離(真の擬似波面)で、図9(b)が� ��実施の形態の形状測定装置80で測定した距� �(擬似波面)である。測定誤差のRMS値は、0.16cm で、較正曲線を用いない従来の方法での精度 の6cmを大きく上回る高い精度での測定ができ ている。

 図10(a)及び図10(b)は、図9(a)及び図9(b)に示� ��れた擬似波面を元にSEABED法にて形状推定し� ��結果を示している。図10(a)は、実際の形状� �図10(b)は、本実施の形態の形状測定装置80に� ��る形状推定の結果である。推定画像誤差のR MS値は、1.2mmであり、本実施の形態の形状測� �装置80によって十分高精度なイメージングが 実現できているのが分かる。

 以上のように、本実施の形態における形� ��測定装置80によれば、形状推定回路5の距離� ��出部5aが、レンジゲートよりも細かい分解� �で、第1乃至第Nの相関波形における極値(極� �値及び極小値)を求めるので、低コストで、� ��つ、従来よりも高い精度で対象物の形状が� ��定される。

 また、本実施の形態における形状測定装� ��80によれば、複数の送信器から異なる符号� �同時に送信するいわゆる符号多重化の技術� �用いられるので、測定時間が圧倒的に短縮� �れ、測定から信号処理も含めてリアルタイ� �のイメージングが可能になる。

 以上、本発明に係る測距装置及び形状測� ��装置について、実施の形態1及び2を用いて� �明したが、本発明は、これらの実施の形態� �限定されるものではない。これらの実施の� �態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲� �変形を施して得られる形態や、これらの実� �の形態の構成要素を任意に組み合わせて実� �される形態も本発明に含まれる。

 たとえば、上記実施の形態では、較正曲� ��74aは、図4に示されるように、横軸が対象物 までの距離であったが、本発明は、このよう な較正曲線だけに限られない。横軸が可変遅 延器73aでの遅延時間であったり、そのレンジ ゲートにおける相対的な遅延時間であっても よい。較正曲線を参照して得られた遅延時間 を距離に換算することで、ターゲットまでの 距離を算出できるからである。

 また、上記実施の形態では、較正曲線74a� ��、図4に示されるように、1つのレンジゲー� �を対象としたものだけが示されたが、レー� �の検知領域における全てのレンジゲートに� �いても同様の較正曲線を準備しておいても� �い。これにより、どのレンジゲート内にタ� �ゲットがあっても正確な距離測定が可能に� �る。もちろん、各レンジゲートについて、� �め、第1の点の相関と第2の点の相関との比と 距離との関係を測定しておき、それぞれのレ ンジゲートに対応する較正曲線を作成してお けば、より正確な測定が可能になる。

 また、どのレンジゲート内にターゲット� ��あるか分からない一般の測距方法としては� ��予めとり得る複数のレンジゲートに対応す� ��較正曲線を保持しておき、通常の測定によ� ��て図3に示される相関波形を取得し、その相 関波形において相関が最大となる点とその点 に隣接する前後2点のうち相関の大きい点で� �まれるレンジゲートを特定し、そのレンジ� �ートに対応する較正曲線を選択して用いる� �とで、レンジゲート内の位置を推定すれば� �い。

 また、上記実施の形態では、2つの隣接す る点の相関比だけで、較正曲線を形成したが 、たとえば、最大ピークとその両隣の信号強 度の3つの点について、同様に較正曲線に相� �するテーブルを作成してもおいてもよい。� �らに多くの点を用いて較正しておくことで� �より正確な測距が可能になる。ただし、そ� �分だけ、システム構成が複雑になり、処理� �時間がかかるという欠点もある。

 また、実施の形態2では、形状推定回路5� �に1つの距離算出部5aが設けられたが、4つの� ��ーダ51~54それぞれに、各レーダで得られた� �離を算出する距離算出部が設けられてもよ� �。