-第1実施例-
 図1に、本発明の第1実施例の概要を示す。� �御対象の第1回転電機である電気モータ(電動 機)10mは、この実施例では、車両に搭載され� �おり車輪を回転駆動するための永久磁石形� �期電動機であって、ロータに永久磁石を内� �したものであり、ステータにはU相,V相及びW� ��の3相コイル11~13がある。電気モータ10mには� ��第1インバータである電圧型インバータ19mが 、車両上のバッテリ18の電力を供給する。電� ��モータ10mのロータに、ロータの磁極位置を� ��出するための第1レゾルバ17mのロータが連結 されている。レゾルバ17mは、そのロータの回 転角を表すアナログ電圧(回転角信号)SG θmを 発生し、モータ制御装置30mに与える。

 車両上の蓄電池であるバッテリ18には、� �両上の電装部が電源オンのときには、1次側� ��ンデンサ22が接続されて、バッテリ18と共に 1次側電源を構成する。1次側電源の正極(+ラ� �ン)には、双方向コンバータ回路1のリアクト ル2の一端が接続されている。

 コンバータ回路1には更に、該リアクトル 2の他端と1次側電源の負極(-ライン)の間をオ� ��,オフする昇圧スイッチング素子3,2次側コン デンサ23の正極と前記他端との間をオン,オフ する降圧スイッチング素子4、および、各ス� �ッチング素子3,4に並列に接続された各ダイ� �ード5,6がある。ダイオード5のアノードはリ� ��クトル2の他端に、カソードは1次側電源の� �極(-ライン)に接続されており、ダイオード6� ��アノードは2次側コンデンサ23の正極に、カ� ��ードはリアクトル2の他端に接続されている 。スイッチング素子3,4のいずれにも、本実施 例では、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)を用 いた。

 昇圧スイッチング素子3をオン(導通)にす� ��と1次側電源(18,22)からリアクトル2を介して� ��圧スイッチング素子3に電流が流れ、これに よりリアクトル2が蓄電し、昇圧スイッチン� �素子3がオフ(非導通)に切換るとリアクトル2� ��ダイオード6を通して2次側コンデンサ23に高 圧放電する。すなわち1次側電源の電圧より� �高い電圧を誘起して2次側コンデンサ23を充� �する。昇圧スイッチング素子3のオン,オフを 繰り返すことにより、2次側コンデンサ23の高 圧充電が継続する。すなわち、高い電圧で2� �側コンデンサ23が充電される。一定周期でこ のオン,オフを繰り返すと、オン期間の長さ� �応じてリアクトル2が蓄積する電力が上昇す� ��ので、該一定周期の間のオン時間(オンデュ ーティ:該一定周期に対するオン時間比)を調� ��することによって、すなわちPWM制御によっ� ��、1次側電源18,22からコンバータ回路1を介し て2次側コンデンサ23に給電する速度(力行用� �給電速度)を調整することが出来る。

 降圧スイッチング素子4をオン(導通)にす� ��と、2次側コンデンサ23の蓄積電力が、降圧� ��イッチング素子4およびリアクトル2を通し� �、1次側電源18,22に与えられる(逆給電:回生)� �この場合も、一定周期の間の降圧スイッチ� �グ素子4のオン時間を調整することによって� ��すなわちPWM制御によって、2次側コンデンサ 23からコンバータ回路1を介して1次側電源18,22 に逆給電する速度(回生用の給電速度)を調整� ��ることができる。

 電圧型インバータ19mは、6個のスイッチン グトランジスタTr1~Tr6を備え、ドライブ回路20 mが並行して発生する6連の駆動信号の各連に� ��ってトランジスタTr1~Tr6をオン(導通)駆動し� ��、2次側コンデンサ23の直流電圧(コンバータ 回路1の出力電圧すなわち2次側電圧)を3連の� �位相差が2π/3の交流電圧、すなわち3相交流� �圧に変換して、電気モータ10mの3相(U相,V相,W� ��)のステータコイル11~13のそれぞれに印加す� ��。これにより電気モータ10mのステータコイ� ��11~13のそれぞれに各相電流iUm,iVm,iWmが流れ、 電気モータ10mのロータが回転する。6個のス� �ッチングトランジスタTr1~Tr6は、いずれもIGBT である。

 PWMパルスによるトランジスタTr1~Tr6のオン /オフ駆動(スイッチング)に対する電力供給能 力を高くしかつ電圧サージを抑制するために 、インバータ19mの入力ラインである、コンバ ータ回路1の2次側出力ラインには、大容量の2 次側コンデンサ23が接続されている。これに� ��して1次側電源を構成する1次側コンデンサ22 は、小型かつ低コストの小容量のものであり 、1次側コンデンサ22の容量は、2次側コンデ� �サ23の容量よりもかなり小さい。電圧センサ 24が、コンバータ回路1の2次側電圧Vucを検出� �てコンバータ制御装置30vに与える。電気モ� �タ10mのステータコイル11~13に接続した給電線 には、ホールICを用いた電流センサ14m~16mが装 着されており、それぞれ、各相電流iUm,iVm,iWm� ��検出し電流検出信号(アナログ電圧)を発生� �、モータ制御装置30mに与える。

 図2に、第1モータ制御装置30mの機能構成� �示す。第1モータ制御装置30mは、本実施例で� ��、マイクロコンピュータ(以下マイコンと言 う)MPUを主体とする電子制御装置であり、マ� �コンMPUと、ドライブ回路20m,電流センサ14~16,� ��ゾルバ17および2次側電圧センサ24との間の� �図示しないインターフェイス(信号処理回路) を含み、さらに、マイコンMPUと、前記車両上 の図示しない車両走行制御システムのメイン コントローラならびにモータ制御装置30gとの 間の、図示しないインターフェイス(通信回� �)も含む。

 図2を参照すると、レゾルバ17mが与える回 転角信号SG θmに基づいて、モータ制御装置30 mであるマイコンMPUが、電気モータ10mのロー� �の回転角度(磁極位置)θおよび回転速度(角速 度)ωを算出する。

 なお、正確にいうと、電気モータ10mのロ� ��タの回転角度と磁極位置とは同一ではない� ��、両者は比例関係にあり比例係数が電気モ� ��タ10mの磁極数pによって定まる。また、回転 速度と角速度とは同一ではないが、両者も比 例関係にあり比例係数が電気モータ10mの磁極 数pによって定まる。本書においては、回転� �度θは磁極位置を意味する。回転速度ωは角� ��度を意味するが、回転速度を意味する場合� ��ある。

 図示しない車両走行制御システムのメイン� ��ントローラが、モータ目標トルクTM*をモー� ��制御装置30mすなわちマイコンMPUに与える。� ��お、該メインコントローラは、前記車両の� ��速及びアクセル開度に基づいて車両要求ト� ��クTO ^* を算出し、該車両要求トルクTO ^* に対応してモータ目標トルクTM*を発生して、 マイコンMPUに与える。マイコンMPUは、電気モ ータ10mの回転速度ωrpmをメインコントローラ� ��出力する。

 マイコンMPUは、トルク指令制限34によって� �2次目標電圧Vuc*および回転速度ωに対応する� ��限トルクTM*maxを制限トルクテーブル(ルック アップテーブル)から読み出して、目標トル� �TM*がTM*maxを超えていると、TM*maxを目標トル� �T ^* に定める。TM*max以下のときには、モータ目標 トルクTM*を目標トルクT ^* に定める。このような制限を加えて生成した モータ目標トルクT ^* が、2次目標電圧算出45および出力演算35に与� ��られる。

 なお、制限トルクテーブルは、2次目標電 圧Vuc*および回転速度範囲内の電圧の各値を� �ドレスとし、該各値で電気モータ10mに生起� �せることができる最大トルクを制限トルクTM *maxとして書込んだメモリ領域であり、本実� �例ではマイコンMPU内の図示しないRAMの1メモ� ��領域を意味する。制限トルクTM*maxは、2次目 標電圧Vuc*が高いほど大きく、低いほど小さ� �。また、回転速度ωが低いほど大きく、高い ほど小さい。

 上記マイコン内には、該制限トルクテー� ��ルのデータTM*maxを書込んだ不揮発性メモリ� ��あり、マイコンに動作電圧が印加されてマ� ��コンが、自身および図1に示すモータ駆動シ ステムを初期化する過程で、不揮発性メモリ から読み出してRAMに書き込む。マイコンには その他の同様なルックアップテーブルが複数 あり後に言及するが、これらも、制限トルク テーブルと同様に、不揮発性メモリにあった 参照データが書き込まれた、RAM上のメモリ領 域を意味する。

 モータ制御装置30mのマイコンMPUは、2次目 標電圧算出45において、目標トルクT*と回転� �度ωに基づいて「力行」か「回生」かを判定 して、「力行」であると「力行」グループ内 の、「回生」であると「回生」グループ内の 、目標トルクT*に割り当てられた第1目標電圧 テーブルから、電動機10mの回転速度ωに割り� ��てられた第1目標電圧Vuc*mを読み出す。

 もう1つのモータ制御装置30gのマイコンも 、2次目標電圧算出45と同様なデータ処理によ って、電動機(発電機)10gの目標トルクT*と回� �速度ωに基づいて「力行」か「回生」かを判 定して、「力行」であると「力行」グループ 内の、「回生」であると「回生」グループ内 の、目標トルクT*に割り当てられた第2目標電 圧テーブルから、電動機10gの回転速度ωに割� ��当てられた第2目標電圧Vuc*gを読み出す。こ� ��第2目標電圧Vuc*gがマイコンMPU(図2)に与えら� ��る。

 マイコンMPUの2次目標電圧算出45(図2)は、� ��身が算出した第1目標電圧Vuc*mと、モータ制� ��装置30gのマイコンが与えた第2目標電圧Vuc*g� ��内、高い方を2次目標電圧Vuc*として、前記� �ルク指令制限34とフィードバック制御演算46� ��与える。

 フィードバック制御演算46は、電圧セン� �24が検出した2次側電圧Vucを2次目標電圧Vuc*と するための制御出力PvcをフィードバックPI(比 例・積分)演算により算出し、PWMパルス発生47 に与える。該パルス発生47は、制御信号Pvcを� ��昇圧スイッチング素子3をオン,オフする昇� �(力行)PWMパルスと、降圧スイッチング素子4� �オン,オフする降圧(回生)PWMパルスに変換し� �、ドライブ回路20vに出力する。ドライブ回� �20vは、昇圧PWMパルスに対応して昇圧スイッ� �ング素子3をオン,オフし、降圧PWMパルスに対 応して降圧スイッチング素子4をオン,オフす� ��。これにより、双方向コンバータ1の2次側� �圧Vucが、2次目標電圧Vuc*又はそれに直近の値 に制御される。なお、昇圧PWMパルスと降圧PWM パルスとの間には、昇圧スイッチング素子3� �降圧スイッチング素子4の同時オン(出力短絡 )を防止するために、一方がオン指示レベル� �ときには他方をオフ拘束レベルとする保護� �間(デッドタイム)が設定されている。

 モータ制御装置30mのマイコンMPUは、「出� ��演算」35において、電気モータ10mのロータ� �おける磁極対の方向にd軸を、該d軸と直角の 方向にq軸をそれぞれ採った、公知のd-q軸モ� �ル上のベクトル制御演算、による電動機駆� �のためのフィードバック制御を行う。その� �め該マイコンは、電流センサ14~16の電流検出 信号iU,iV,iWをデジタル変換して読込み、電流� ��還演算にて、公知の固定/回転座標変換であ る3相/2相変換を用いて、固定座標上の3相電� �値iU,iV,iWを、回転座標上のd軸およびq軸の2相 電流値id,iqに変換する。

 1つのルックアップテーブルである第1高効� �トルク曲線テーブルAが出力演算35にあり、� �の第1高効率トルク曲線テーブルAには、モー タ速度ωおよびモータ目標トルクT ^* に対応付けられた、各モータ速度で各目標ト ルクT ^* を発生するための各d軸電流値idが書き込まれ ている。

 d軸電流idおよびq軸電流iqの各値に対応して� ��気モータの出力トルクが定まるが、1つの回 転速度値に対して、すなわち同一のモータ回 転速度において、同一トルクを出力するため のid,iqの組合せが無数にあり、定トルクカー� ��上にある。定トルクカーブ上に、最も電力� ��用効率が高い(最低電力消費の)id,iqの組合せ があり、そこが高効率トルク点である。複数 のトルクカーブ上の高効率トルク点を連ねる 曲線が、高効率トルク曲線であって各回転速 度に対して存在する。モータの回転速度宛て の高効率トルク曲線上の、与えられたモータ 目標トルクT ^* の位置のd軸電流idおよびq軸電流iqを目標電流 値として電気モータ10mの付勢を行うことによ り、目標トルクT ^* を電気モータ10mが出力し、しかもモータ付勢 の電力使用効率が高い。

 本実施例では、高効率トルク曲線を、d軸 の値を表す第1高効率トルク曲線Aと、q軸の値 を表わす第2高効率トルク曲線Bの、2系統に分 け、しかも、第1高効率トルク曲線Aは、力行� ��域に適用するものと回生領域に適用するも� ��を対にしたものとし、いずれもモータ回転� ��度と目標トルクに対するd軸目標電流を表す ものである。

 第1高効率トルク曲線テーブルAは、目標ト� �クT ^* に宛てられた、最低電力消費で目標トルクを 発生するためのd軸目標電流を書込んだメモ� �領域であり、力行用の力行テーブルA1と、回 生用の回生テーブルA2をあわせた1対で構成さ れている。力行用と回生用のいずれのテーブ ルを用いるかは、電気モータの回転速度ωと� ��えられる目標トルクT ^* に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結 果に従って決定する。

 ただし、電気モータ10mの回転速度ωが上昇� �るのに伴ってステータコイル11~13に発生する 逆起電力が上昇し、コイル11~13の端子電圧が� ��昇する。これに伴ってインバータ19からコ� �ル11~13への目標電流の供給が難しくなり、目 標とするトルク出力が得られなくなる。この 場合、与えられたモータ目標トルクT ^* の定トルク曲線上で、曲線に沿ってδid,δiq分 、d軸電流idおよびq軸電流iqを下げることによ り、電力使用効率は低下するが、目標トルク T ^* を出力することができる。これが弱め界磁制 御といわれている。d軸弱め界磁電流δidは、� ��磁調整代演算により生成して、d軸電流指令 を算出し、q軸電流指令を算出する。d軸弱め� ��磁電流δidは、弱め界磁電流演算41が算出す� ��。その内容は後に説明する。

 マイコンMPUは、「出力演算」35の中のd軸電� ��指令の算出では、トルク指令制限34によっ� �決定した目標トルクT ^* に対応して第1高効率トルク曲線テーブルAか� ��読出したd軸電流値idから、d軸弱め界磁電流 δidを減算して、d軸目標電流id ^* を、id ^* =-id-δid、と算出する。

 q軸電流指令の算出では、出力演算35にある� ��2高効率トルク曲線テーブルBを用いる。第2� ��効率トルク曲線テーブルBは、高効率トルク 曲線の、q軸の値を表わす第2高効率トルク曲� ��Bを更に、d軸弱め界磁電流δidと対のq軸弱め 界磁電流δiqを減算したq軸目標電流を表わす� ��線に補正し、補正後の第2高効率トルク曲線 Bのデータ、を格納したものである。第2高効� ��トルク曲線テーブルBは、目標トルクT ^* およびd軸弱め界磁電流δidに宛てられた、最� ��電力消費で目標トルクを発生するためのd軸 目標電流、すなわち、補正後の第2高効率ト� �ク曲線Bの目標電流値、を書込んだメモリ領� ��であり、これも、力行用の力行テーブルB1� �、回生用の回生テーブルB2をあわせた1対で� �成されている。力行用と回生用のいずれを� �いるかは、電気モータの回転速度ωと目標ト ルクT ^* に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結 果に従って決定する。

 q軸電流指令の算出では、目標トルクT ^* およびd軸弱め界磁電流δidに宛てられたq軸目 標電流iq ^* を、第2高効率トルク曲線テーブルBから読み� ��してq軸電流指令とする。

 モータ制御装置30mのマイコンMPUは、出力演� ��35にて、d軸目標電流id ^* とd軸電流idとの電流偏差δid、及びq軸目標電� ��iq ^* とq軸電流iqとの電流偏差δiqを算出し、各電� �偏差δid,δiqに基づいて、比例制御及び積分� �御(フィードバック制御のPI演算)を行い、出� ��電圧としてのd軸電圧指令値vd ^* およびq軸電圧指令値vq ^* を算出する。

 弱め界磁電流演算41は、弱め界磁制御のた� �のパラメータである電圧飽和指標mを算出す� ��。すなわち、d軸電圧指令値vd ^* 及びq軸電圧指令値vq ^* に基づいて、電圧飽和の程度を表す値として 、電圧飽和算定値δVを算出し、界磁調整代を 算出する。該界磁調整代の算出では、δVを積 算し、積算値σδVが正の値を採る場合、積算� ��σδVに比例定数を乗算して弱め界磁制御を� �うためのd軸弱め界磁電流δidを算出し、正の 値に設定し、電圧飽和算定値δV又は積算値σ� �Vが零以下の値を採る場合、前記調整値δidお よび積算値σδVを零にする。調整値δidは、前 述の出力演算35において、d軸電流指令の算出 およびq軸電流指令の算出に使用する。

 次に、回転/固定座標変換である2相/3相変換 36にて、回転座標上の目標電圧vd ^* 及びvq ^* を、2相/3相変換に従って固定座標上の各相目 標電圧VU ^* ,VV ^* ,VW ^* に変換する。これは、電圧制御モードが3相� �調であるときには、変調37を介してPWMパルス 発生50に送る。電圧制御モードが2相変調であ るときには、変調37の2相変調で3相変調モー� �の各相目標電圧VU ^* ,VV ^* ,VW ^* を2相変調のものに変換してPWMパルス発生50に 送る。電圧モードが、全相を矩形波通電とす る1pulseモードであるときには、変調37の1pulse� ��換で、3相変調モードの各相目標電圧VU ^* ,VV ^* ,VW ^* を各相矩形波通電とするものに変換してPWMパ ルス発生50に与える。

 PWMパルス発生50は、3相目標電圧VU ^* ,VV ^* ,VW ^* が与えられると、それら各値の電圧を出力す るための、PWMパルスMU,MV,MWに変換して、図1に 示されるドライブ回路20mに出力する。ドライ ブ回路20mは、PWMパルスMU,MV,MWに基づいて6連の 駆動信号を並行して発生し、各連の駆動信号 で、電圧型インバータ19mのトランジスタTr1~Tr 6のそれぞれをオン/オフする。これにより、� ��気モータ10mのステータコイル11~13のそれぞ� �に、VU ^* ,VV ^* およびVW ^* が印加され、相電流iU,iVおよびIWが流れる。2� ��変調モードの各相目標電圧が与えられると� ��PWMパルス発生器は、2相はPWMパルスを発生し 残りの1相はオン又はオフ(定電圧出力)信号と する。該オン又はオフの定電圧とする相は、 順次に切り換える。1pulse変調モードの各相目 標電圧が与えられるときは、ドライブ回路20m は、各相を矩形波通電とする通電区間信号を 出力する。

 更に、2相/3相変換36にて、2相/3相変換の過� �で電動機目標電圧Vm*を算出する。Vm*=√(Vd* ² +Vq* ² )、である。この電動機目標電圧Vm*と2次側コ� ��デンサ23の電圧Vuc(電圧センサ24の電圧検出� �)とから、変調制御42の変調比算出43が、変調 比Mi=Vm*/Vuc*mを算出する。変調モード決定44が� ��電動機10mの変調比Mi,目標トルクT*および回� �速度ωに基いて、変調モードを決定する。決 定した変調モードに応じて、該変調モードの 各相目標電圧の出力を、変調37の中の選択40� �指示する。選択40は、変調モードが3相変調� �あるときには、変調37を介してPWMパルス発生 50に送る。変調モードが2相変調であるときに は、変調37の2相変調38で3相変調モードの各相 目標電圧VU ^* ,VV ^* ,VW ^* を2相変調のものに変換してPWMパルス発生50に 送る。変調モードが、全相を矩形波通電とす る1pulseモードであるときには、変調37の1pulse� ��換39で、3相変調モードの各相目標電圧VU ^* ,VV ^* ,VW ^* を各相矩形波通電とするものに変換してPWMパ ルス発生50に与える。

 図2に示すマイコンMPUには、CPUの他に、デ ータを記録したり、各種のプログラムを記録 したりするためのRAM,ROMおよびフラッシュメ� �リが備わっており、ROM又はフラッシュメモ� �に格納されたプログラム,参照データおよび� ��ックアップテーブルをRAMに書き込んで、該� ��ログラムに基づいて、図2に2点鎖線ブロッ� �で囲んで示す入力処理,演算および出力処理� ��行う。

 図3に、該プログラムに基づいてマイコン MPU(のCPU)が実行するモータ駆動制御MDCの概要� ��示す。動作電圧が印加されるとマイコンMPU� ��、自身およびPWMパルス発生50およびドライ� �回路20mの初期化を行って、電動機10mを駆動� �るインバータ19mを停止待機状態に設定する� �そして図示しない車両走行制御システムの� �インコントローラからのモータ駆動スター� �指示を待つ。モータ駆動スタート指示が与� �られると、マイコンMPUは、「開始処理」(ス� ��ップ1)によって、内部レジスタに電動機制� �の初期値を設定して、「入力読込み」(ステ� ��プ2)で、入力信号又はデータを読み込む。� �なわち、メインコントローラが与える第1目� ��トルクTM*およびモータ制御装置30gが与える� ��2目標電圧Vuc*gを読み込み、また、電流セン� ��14m~16mが検出した各相電流値iU,iV,iW,レゾルバ 17の回転角信号SG θmおよび電圧センサ24が検� ��した2次側電圧Vucをデジタル変換により読込 む。

 なお、以下においては、括弧内には、ス� ��ップという語を省略して、ステップ番号の� ��を記す。

 次にマイコンMPUは、読込んだ回転角信号SG  θm(回転角データSG θm)に基づいて電動機10mの 回転角度θおよび回転速度ωを算出する(3)。� �の機能を図2上には、角度,速度演算32として� ��した。次にマイコンMPUは、読み込んだモー� ��目標トルクTM ^* ,読込んだ2次側電圧Vucおよび算出した回転速� ��ωに対応する制限トルクTM ^* maxを制限トルクテーブルから読み出して、読 み込んだモータ目標トルクTM ^* がTM ^* maxを超えていると、TM ^* maxを目標トルクT ^* に定める。TM ^* max以下のときには、読み込んだモータ目標ト ルクTM ^* を目標トルクT ^* に定める(4)。この機能を図2上には、トルク� �令制限34として示した。

 次にマイコンMPUは、「2次側目標電圧算出 」(5)で、電動機10mが「力行」運転か「回生」 運転かを判定し、判定結果に対応してグルー プを選択し、その中の、目標トルクT*に対応� ��けられている第1目標電圧テーブルから、現 在の回転速度ωに割り当てられている第1目標 電圧Vuc*mを読み出し、それと、モータ制御装� ��30gが与えた第2目標電圧Vuc*gの内、高い方を2 次目標電圧VUc*に定める。この「2次側目標電� ��算出」(5)の内容は、上述の、図2に示す2次� �目標電圧算出45の内容である。

 次にマイコンMPUは、「Pvc算出」(6)で、電� ��センサ24が検出した2次側電圧Vucを2次目標電 圧Vuc*とするための制御出力Pvcをフィードバ� �クPI(比例・積分)演算により算出する。そし� ��「Pvf,Pvr算出」(7)で、制御出力Pvcを、昇圧ス イッチング素子3をオン,オフする昇圧PWMパル� ��のオンデューティデータPvfおよび降圧スイ� ��チング素子4をオン,オフする降圧PWMパルス� �オンデューティデータPvrに変換する。「Pvc� �出」(6)は図2に示すフィードバック制御演算( 46)の内容であり、「Pvf,Pvr算出」(7)は、図2に� ��すPWMパルス発生47の、デューティ信号変換� �該当する。PWMパルス発生47の、デューティ信 号対応のPWMパルス出力は、ステップ15の出力� ��新で行う。

 次にマイコンMPUは、読込んだ3相の電流検 出信号iU,IV,iWを、3相/2相変換により、2相のd� �電流値idおよびq軸電流値に変換する(8)。こ� �機能を図2上には、電流帰還31として示した� �次にマイコンMPUは、d軸弱め界磁制御を行う� ��めのd軸弱め界磁電流δidを算出する(9)。こ� �機能を図2上には、弱め界磁電流演算41とし� �示した。

 「出力演算」(10)の内容は、上述の、図2� �示す出力演算35の内容と同様である。該「出 力演算」(10)で算出したd-q軸の電圧目標値Vd*,V q*を、3相変調モードの各相目標電圧VU*,VV*,VW*� ��変換する(11)。このとき電動機目標電圧Vm*も 算出する。つぎの「変調制御」(12)で、変調� �Miを算出し(13)、変調比Mi,目標トルクT*,回転� �度ωおよび2次側電圧Vucに基いて、変調モー� �を決定する(14)。この内容は図4を参照して後 述する。

 図9に、変調モードの区分の大要(概要)を� ��す。図9には目標トルクT*と回転速度ωをパ� �メータとして示すが、もう一つのパラメー� �として変調比Miがある。また、本実施例では 、コンバータ1の出力電圧すなわち2次側電圧V ucも、変調モード切換えのパラメータである� ��マイコンMPUには、変調モード(3相変調,2相変 調,1pulse)に対応付けた変調閾値テーブル(ルッ クアップテーブル)があり、各変調閾値テー� �ルには、変調モード境界の閾値(本実施例で� ��、目標トルク値T*に対応付けた回転速度値ω )が格納されている。

 図9は、変調切換え境界の変調比境界に対 応する、トルク閾値,回転速度閾値の境界を� �している。3相変調から2相変調への切換えの 変調比境界に対応するトルク閾値,回転速度� �値は、図9上に示す実線曲線部Aとそれに連続 する2点鎖線部Aoであり、2相変調から3相変調� ��の切換えの変調比境界に対応するトルク閾� ��,回転速度閾値は、図9上に示す点線曲線部B� ��それに連続する点線部Boである。しかし、� �動機10mがレゾルバ17mに与える電気的ノイズ� �大きい領域Anも2相変調とするために、その� �分のトルク閾値,回転速度閾値を、As(3相変調 から2相変調への変更の閾値),Bs(2相変調から3� ��変調への変更の閾値)に変更して、2相変調� �域を拡大している。As/Ao間,Bs/Bo間が、拡大し た特定領域である。

 図9上の細実線Cが2相変調から1pulseへの切� ��え閾値を表し、細点線Dが1pulseから2相変調� �の切換え閾値を表している。2点鎖線Eは、2� �変調の限界を表す。3相変調から2相変調への 切換え閾値(A,Ao)は、レゾルバ17mに対する電動 機10mのノイズが多く強くなる領域Anよりも高� ��の閾値Aoを、該領域Anよりも低い方向にAsま� ��シフトしたものである。ここでの閾値は、� ��標トルクに対応付けた回転速度閾値である� ��これと同様に、2相変調から3相変調への切� �え閾値もBsまでシフトしたものである。これ により、3相変調では電動機ノイズが多く強� �なる領域Anでは、それよりもノイズが少ない 2相変調が採用される。したがって、電動機� �イズによるレゾルバ17mの回転検出信号SG θ� �の乱れが低減し、電動機10mの駆動制御の信� �性が向上する。なお、3相変調と2相変調の間 の、目標トルクT*又は回転速度の僅かな増減� ��よる頻繁な切換えを防止するために、閾値B sはAsよりも低値として両者間にマージンを設 けている。すなわち、変調モードの切換りに ヒステリシスを持たせている。

 図4に、「変調モード決定」(11)の内容を� �す。本実施例は大枠として、変調比Miが閾値 (固定値)Mit未満では、変調モードは2相変調又 は1pulseモードに限定し、Mit以上では3相変調� �は2相変調に限定するものである。「変調モ� ��ド決定」(11)に進むとマイコンMPUは、現在の 変調比MiがMit未満であると、現在の目標トル� ��T*に対応する、3相変調から2相変調に切り換 える境界の標準閾値ω32とその逆に切り換え� �境界の標準閾値ω23を、変調閾値テーブルか� ��読み出す(22)。そして2次側電圧Vucが高いと� �れらの閾値ω32,ω23を下げるために、各閾値� �「Vst/Vuc」を乗算した値(参照閾値)に、各閾� �を変更する(23)。Vstは基準電圧であり、Vucは� ��ンバータ1の出力電圧すなわち2次側電圧で� �る。2次側電圧がVstである場合の、最適な変� ��切り替え境界値が、標準閾値として変調閾� ��テーブルに書き込まれている。ステップ23� �閾値変更により、現在の2次側電圧Vucが基準� ��圧Vstより高いと、低い値に参照閾値が変更� ��れる。2次側電圧Vucが基準電圧Vstと等しいと 、閾値は変更されない。

 現在の回転速度が参照閾値ω23以下である と変調モードを3相変調に定めるが(24,25)、そ� ��ではなく参照閾値ω32以上であると2相変調� �定める(26,27)。いずれでもなく、現在の変調� ��ードが1pulseであると2相変調に定めるが(28,27 )、1pulseでないと現在の変調モードを維持す� �(28,29)。すなわち次の「出力更新」15で設定� �る変調モードに、現在の変調モードを定め� �。

 現在の変調比MiがMit以上であった場合に� �、現在の目標トルクT*に対応する、2相変調� �ら1pulse変調に切り換える境界の標準閾値ω21� ��その逆に切り換える境界の標準閾値ω12を、 変調閾値テーブルから読み出す(30)。そして2� ��側電圧Vucが高いとこれらの閾値ω21,ω12を下� ��るために、各閾値に「Vst/Vuc」を乗算した値 (参照閾値)に、各閾値を変更する(31)。そして 、現在の回転速度が参照閾値ω21以上である� �変調モードを1pulse変調に定めるが(32,33)、そ� ��ではなく参照閾値ω12以下であると2相変調� �定める(34,35)。いずれでもなく、現在の変調� ��ードが3相変調であると2相変調に定めるが(3 6,35)、3相変調でないと現在の変調モードを維 持する(36,37)。すなわち次の「出力更新」15で 設定する変調モードに、現在の変調モードを 定める。

 2つの電動機10m,10gを駆動する第1,第2イン� �ータ19m,19gを1つの双方向コンバータ1に接続� �、該コンバータの2次目標電圧Vuc*を、第1電� �機10mの駆動に必要な第1目標電圧Vuc*mと第2電� ��機10gの駆動に必要な第2目標電圧Vuc*gとの、� ��い方とするので、第2電動機10gが発電(回生)� ��ードであるときには大抵の場合、第2電動機 10gから受電する第2インバータ19gが必要とす� �第2目標電圧Vuc*gが、第1電動機10mに給電する� ��1インバータ19mが必要とする第1目標電圧Vuc*m よりも高い。すなわち、2次目標電圧Vuc*(=Vuc*g )が第1目標電圧Vuc*mよりも高い。これにより� �1インバータ19mのPWMスイッチングに伴って生� ��るスパイク電流が大きくなるおそれがある� ��、この場合、本実施例では、参照閾値=標準 閾値×(Vst/Vuc)としこれにより3相変調から2相� �調に切り換える参照閾値がさがるので、早� �に3相変調から2相変調に切り換えられる。こ れにより、必要以上に高い第2目標電圧Vuc*gが 2次目標電圧Vuc*(Vuc)に選択されることによる� �動機10mのノイズ増大が抑制され、電動機10m� �駆動制御の信頼性が向上する。

 図3を再度参照する。次の「出力更新」(15 )では、変調制御(12)で決定した変調モードの� ��3相変換(11)で算出した各相目標電圧をPWMパ� �ス発生50に出力する。また、「Pvf,Pvr」(7)で� �出したデューティPvf,Pvrの昇圧PWMパルスおよ� ��降圧PWMパルスをドライブ回路20vに出力し、2 次目標電圧Vuc*を第2モータ制御装置30gに出力� ��る。

 次に、次の繰返し処理タイミングになる� ��を待ってから(16)、再度「入力読込み」(2)に 進む。そして上述の「入力読込み」(2)以下の 処理を実行する。次の繰返し処理タイミング になるのを待っている間に、システムコント ローラから停止指示があると、マイコンMPUは そこでモータ回転付勢のための出力を停止す る(17,18)。

 以上、車輪を回転駆動する電気モータ10m� ��動作を制御するモータ制御装置30mの制御機� ��を説明した。

 図1を再度参照する。車両上エンジンによ って回転駆動される第2回転電機である電気� �ータ(電動機)10gは、発電機又は発電動機とい われることもあるが、本実施例では、電動機 10gは、エンジンを始動するときにはエンジン を始動駆動する電気モータ(力行)であり、エ� ��ジンが始動するとエンジンによって回転駆� ��されて発電する発電機(回生)である。この� �動機10gを制御する第2モータ制御装置30gの機� ��および動作は、モータ制御装置30mのものと� ��様であり、また、電動機10gに給電する第2イ ンバータ19gの構成および動作は、第1インバ� �タ19mと同様である。第2モータ制御装置30gの� ��成および機能は、第1モータ制御装置30mと同 様である。ただし、本実施例では、第1モー� �制御装置30mが2次目標電圧Vuc*を算出して双方 向コンバータ1を制御するが(図2~45~47,図3のス� ��ップ6,7)、第2モータ制御装置30gは、第2目標� ��圧Vuc*gを算出するが双方向コンバータ1の制� ��はしない。

 第2モータ制御装置30gに、エンジンを始動す るときに図示しないメインコントローラから 、正値の目標トルクTM ^* gが与えられ、第2モータ制御装置30gは、第1モ ータ制御装置30mの上述のモータ制御動作と同 様なモータ制御動作を行う。エンジンが始動 しその出力トルクが上昇するとメインコント ローラが目標トルクTM ^* gを、発電(回生)用の負値に切換える。これに より第2モータ制御装置30gは、第2電動機10gの� ��力トルクが、負値の目標トルク(エンジンの 目標負荷)となるように、第2インバータ19gを� ��御する。この内容(出力演算)も、第1モータ� ��御装置30mの上述の出力演算と同様である。

 -第2実施例-
 図5に、本発明の第2実施例の概要を示す。� �御対象の回転電機である電気モータ(電動機) 10mは、この実施例では、車両に搭載されてお り車輪を回転駆動するための永久磁石形同期 電動機であって、ロータに永久磁石を内蔵し たものであり、ステータにはU相,V相及びW相� �3相コイル11~13がある。電気モータ10mには、� �1インバータである電圧型インバータ19mが、� ��両上のバッテリ18の電力を供給する。電気� �ータ10mのロータに、ロータの磁極位置を検� �するための第1レゾルバ17mのロータが連結さ� ��ている。レゾルバ17mは、そのロータの回転� ��を表すアナログ電圧(回転角信号)SG θmを発� ��し、モータ制御装置30mに与える。

 この第2実施例では、1次側電源18,22の電圧 を昇圧出力するコンバータはなく、インバー タにはバッテリ電圧Vdcを印加するので、イン バータ19mの入力電圧は略一定である。すなわ ち、インバータ19mの入力電圧は、第1実施例� �2次側電圧Vucのように大きく変動することは� ��く、該変動と対比すると、第2実施例のイン バータ19mの入力電圧はバッテリ電圧Vdcであっ て、一定とみなすことができる。

 図6に、図5に示すモータ制御装置30mの機能� �成を示す。この構成は、双方向コンバータ� �用いていないので、第1実施例のモータ制御� ��置(図2)のコンバータ制御部(45~47)を省略した ものとなっている。トルク指令制限34は、バ� ��テリ18が出力できる最高電圧Vdcm(固定値)お� �び回転速度ωに対応する制限トルクTM*maxを制 限トルクテーブル(ルックアップテーブル)か� ��読み出して、目標トルクTM*がTM*maxを超えて� ��ると、TM*maxを目標トルクT ^* に定める。TM*max以下のときには、モータ目標 トルクTM*を目標トルクT ^* に定める。このような制限を加えて生成した モータ目標トルクT ^* が、出力演算35に与えられる。

 第2実施例では、電圧センサ21が電源電圧(バ ッテリ電圧)Vdcを検出し、弱め界磁電流演算41 2相/3相変換36は、電源電圧Vdcを参照してd軸弱 め界磁電流調整値δidを算出し、2相/3相変換36 は、電源電圧Vdcにもとづいて各相目標電圧VU ^* ,VV ^* ,VW ^* を算出する。

 図7に、第2実施例のモータ制御装置30mを� �成するマイコンMPU(のCPU)が実行するモータ駆 動制御MDCの概要を示す。これは、第1実施例� �、2次目標電圧算出35からPvf,Pvr算出7までの処 理を省略し、しかも、変調制御12の中の変調� ��ード決定14を、インバータ入力電圧が略一� �とみなせるバッテリ電圧Vdcに対応付けた、� �変調モード決定」14aに変更したものである� �

 図8に、「変調モード決定」14aの内容を示 す。これは、インバータ入力電圧がバッテリ 電圧(略一定)であるので、第1実施例(図4)の、 インバータ入力電圧Vucに対応して変調モード 切換え境界(閾値)を補正する処理ステップ23,3 1を省略したものとなっている。第2実施例の� ��調モード区分の大要(概要)は、図9に示すも� ��と同様であるが、第2実施例ではインバータ 19mの入力電圧が昇圧電圧ではなくバッテリ電 圧であるので、変調領域境界の閾値は、第1� �施例とは異なった値である。

 第2実施例のその他の構成および機能は、 上述の第1実施例のもの(図1~図4)と同様である 。第2実施例によっても、3相変調から2相変調 への切換え境界A,Aoを、電気モータ10mがレゾ� �バ17mに与える電気的ノイズが大きい高トル� �かつ高回転速度の領域Anで低目標トルクおよ び低回転速度側にシフトした3相/2相変調切換 え境界A,As、を用いて、3相変調を実行中に目� ��トルクおよび回転速度が該境界A,Asを超える と2相変調に切り換えるので、回転電機の目� �トルクおよび回転速度が、3相変調では電気� ��ノイズが強くなる高トルクかつ高回転速度� ��領域Anとなるときには、自動的に2相変調に� ��り換えられる。これにより、インバータのP WMスイッチングの回数が減少し、回転電機の� ��イズ発生が低減し、その分レゾルバの回転� ��出信号が乱れる可能性が低減し、回転電機� ��動制御の信頼性が向上する。

 なお、上述の第1および第2実施例のいずれ� �も、図9に示すように、特定領域(As~Ao,As’~Ao� ��)は、力行時のものを回生じのもの(As’~Ao’ )より大きくしている。同一トルク,回転速度� ��場合、力行時の方が回生時よりも、必要な� ��流(変調率)が大きい。力行時には、
モータ電流→インバータ(損失)→モータ(損失 )→トルク
の過程でモータ電流がトルクに変換されるの に対し、回生時は、
トルク→モータ(損失)→インバータ(損失)→� �ータ電流
の過程でトルクがモータ電流に変換される。 力行時と回生時とでトルクを同じにしようと した場合、力行時はインバータ損失とモータ 損失を追加した分だけ高いモータ電流が必要 になるのに対し、回生時は逆に回生トルクに よって発生するモータ電流は、モータ損失と インバータ損失の分だけ低いものとなる。こ のため、同一トルク,回転速度では回生時よ� �力行時のほうが大きなモータ電流となる。� �ゾルバノイズの大きさはモータ電流(変調率) に比例して大きくなる傾向がある。すなわち 前記特定領域が広がる。第1および第2実施例� ��、これに着目して前記特定領域を、前記回� ��電機の回生時より力行時の方を大きくして� ��る。

 これらの実施例の一変形例では、モータ� ��御装置30m,30gは、電気モータ10m,10gのトルク,� ��転速度が特定領域(As~Ao,As’~Ao’)にあるとき の2相変調への前記切換えを行い、回生時に� �行わない。上述のように、力行時と回生時� �でトルクを同じにしようとした場合、力行� �はインバータとモータの損失を追加した分� �け高いモータ電流が必要になるのに対し、� �生時は逆に回生トルクによって発生するモ� �タ電流は、モータとインバータの損失分だ� �低いものとなる。したがって回生時は特定� �域(As’~Ao’)でのレゾルバノイズは小さい。� ��定領域での3相変調から2相変調の切換えは� �本来3相変調で制御したい領域を2相変調で制 御することになるため、少なからず電流歪が 発生する。本変形例ではこれに着目してレゾ ルバノイズ対策の必要性が低い回生時には、 特定領域(As’~Ao’)にあるときの2相変調への� ��換えは行わず、電流歪の増大を回避する。� ��う1つの変形例では、回生時の特定領域(As’ ~Ao’)を省略する。すなわち、特定領域を、� �生時の特定領域(As~Ao)のみとする。