Die Erfindung bezieht sich auf ein Abtastverfahren und ei¬ ne Abtasteinrichtung, insbesondere für Schnurlos-Telekom¬ munikationsgeräte, gemäß dem Oberbegriff des Patentanspru- ches 1.

Kommunikationssysteme mit Schnurlos-Telekommunikationsge¬ räten zur schnurlosen Übertragung von Sprach- und Nicht- sprachinformationen sind in ihrer technischen Entwicklung, analog zu dem in der leitungsgebundenen Kommunikations¬ technik bereits seit längerem bestehenden ISDN-Standard (Integrated Services Digital Network), an verschiedenen Standards gebunden. Neben einigen nationalen Standards und mehreren länderübergreifenden Standards, wie den CT1, CT1+ Standard auf analoger Basis und den CT2, CT3 Standard auf digitaler Basis, ist auf europäischer Ebene, analog zu dem globalen GSM-Standard (Groupe Spέciale Mobile oder Globals Systems for Mobil Communication) für den Mobilfunk, für die leistungsschwächere Schnurlos-Kommunikation zwischen mobilen Geräten (Portables) und einer ortsfesten Station (Basis) bei Reichweiten von einigen 100 m ein Standard, der sogenannte DECT-Standard (Digital European Cordless Telecommunication) geschaffen worden. Ein wesentliches Leistungsmerkmal des DECT-Standard ist es, daß die orts- feste Station an leitungsgebundene Kommunikationsnetze (z. B. PSTN = Public Switched Telephone Network; PTN = Privat Telecommunication Network) anschließbar ist.

Für die schnurlose Kommunikation nach dem DECT-Standard wird eine dynamische Kanalauswahl von ca. 120 verfügbaren

Kanälen durchgeführt. Die 120 Kanäle ergeben sich daraus,

daß bei dem DECT-Standard zehn Frequenzbänder zwischen 1,8 und 1,9 GHz verwendet werden, wobei in jedem Frequenzband gemäß der Darstellung in Figur 1 im Zeitmultiplex (TDMA = Time Division Multiple Access) mit einem Zeitmultiplexrah- men von 10 ms gearbeitet wird. In diesem Zeitmultiplexrah- men werden 24 (von 0 bis 23) Zeitkanäle definiert und da¬ durch ein Rahmenschema vorgegeben. Dieses Rahmenschema wird dann derart benutzt, daß für jedes Frequenzband 12 z. B. Mobilstationen MS mit einer Basisstation BS eines DECT-Kommunikationssystems gleichzeitig im Duplexbetrieb (MS - BS und BS - MS bzw. BS - MS und MS - BS) arbeiten können. Den 24 Zeitkanälen wird dabei ein Zeitschlitz (Time Slot) von jeweils 417 μs zugeordnet.

Dieser Zeitschlitz gibt dabei die Zeit an, in der Informa¬ tionen (Daten) übertragen werden. Dieses Übertragen der Informationen in Duplexbetrieb wird auch als Ping-Pong- Verfahren bezeichnet, weil zu einem bestimmten Zeitpunkt gesendet und zu einem anderen Zeitpunkt empfangen wird. Bei diesem Ping-Pong-Verfahren wird in jedem Zeitschlitz ein Zeitrahmen oder Impuls (Burst) von 365 μs, was in etwa einer Rahmenlänge von 420 Bits entspricht, mit einem Da¬ tendurchsatz von 42 kBit/s übertragen. Bezogen auf den Zeitmultiplexrahmen ergibt sich unter Berücksichtigung, daß in einem Sicherheitszeitrahmen (Guard Space = GS) an beiden Enden des Zeitrahmens jeweils 30 Bit zur Vermeidung von Überlappungen durch angrenzende Zeitschlitze zur Ver¬ fügung stehen, ein Gesamt-Datendurchsatz von 1,152 MBit/s.

Die zeitliche Aufeinanderfolge der übertragenen Impulse pro Zeitmultiplexrahmen definiert nach Figur 2 einen PH- Kanal, den sogenannten PHysical Channel, der einer physi¬ kalischen Schicht, dem sogenannten PHysical Layer (PH-L), zugeordnet ist. Das dabei übertragene Datenpaket von 420 Bits wird als PH-Paket bezeichnet und einem D-Feld zuge¬ ordnet. Von den 420 Datenbit (Folge von H/L-Bitwerten) in

dem PH-Paket werden 32 Bit für die Synchronisation und 388 Bit für die Übertragung von Nutzinfor ationenn NI (Net In¬ formation) verwendet. Die 32 Bit für die Synchronisation unterteilen sich wiederum in zwei Datenbitfolgen von je- weils 16 Bit. Die erste Datenbitfolge (Folge mit den er¬ sten 16 H/L-Bitwerten) ist ein Sync-Einleitungswort SY-EW, mit der die Synchronisation eingeleitet wird. Für eine Übertragungsrichtung "Mobilstation MS - Basisstation BS" besteht dieses Sync-Einleitungswort SY-EW im Idealfall aus einer periodischen "101"- oder "HLH"-Sequenz und für die umgekehrte Übertragungsrichtung "Basisstation BS - Mobil¬ station MS" aus einer ebenfalls periodischen "010"- oder "LHL"-Sequenz. Die in Klammer gesetzten Zuordnungen sind in Abhängigkeit davon, welche Sequenz welcher Übertra- gungsrichtung zugeordnet wird, alternativ möglich.

Die zweite Datenbitfolge (Folge mit den zweiten 16 H/L- Bitwerten) ist ein Sync-Bestätigungswort SY-BW mit der die mit dem Sync-Einleitungswort SY-EW eingeleitete Synchroni- sation bestätigt werden muß. Bei dieser Bestätigung muß das Sync-Bestätigungswort SY-BW nahezu (jedes Datenbit) erkannt werden. Nur wenn dies der Fall ist, wird die mit dem Sync-Einleitungswort SY-EW eingeleitete Synchronisa¬ tion akzeptiert. Die Synchronisation ist dabei eingelei- tet, wenn mit gewisser Wahrscheinlichkeit davon ausgegan¬ gen werden kann, daß das Sync-Einleitungswort SY-EW eine "HLH"- bzw. "LHL"-Sequenz ist.

Darüber hinaus sind in dem DECT-Standard analog zum ISDN- Standard mit dem ISO/OSI 7-Schichtenmodell noch weitere Schichten (Layer) definiert. Eine dieser Schichten ist ein Medium Access Control Layer (MAC-L), dem gemäß Figur 3 in einem A-Feld und in einem B-Feld die 388 Bit für die Nutz¬ informationsübertragung zugeordnet werden. Das A-Feld um- faßt dabei 64 Bit, die unter anderem für Meldungen (Messages) beim Zusammenschluß der Basis- und Mobilstatio-

nen des DECT-Kom unikationssystems genutzt werden. Die übrigen 324 Bits des B-Feldes, von denen 320 Bit für Sprachdaten und 4 Bit zur Erkennung von Teilinterferenzen des Impulses genutzt werden, werden weiteren ISO/OSI- Schichten zugeordnet.

Das DECT-Kom unikationssystem weist in der einfachsten Form eine Basisstation mit mindestens einer Mobilstation auf. Komplexere (z. B. vernetzte) Systeme enthalten mehre- re Basisstationen mit jeweils mehreren Mobilstationen. Aufgrund der 24 im DECT-Standard definierten Zeitkanäle können der Basisstation bis zu 12 Mobilstationen zugeord¬ net werden, die mit der Basisstation im Duplexbetrieb kom¬ munizieren. Für den im DECT-Standard ebenfalls definierten Zeitmultiplexrahmen von 10 ms bedeutet der Duplexbetrieb, daß alle 5 ms Informationen von der Basistation zu einer Mobilstation oder umgekehrt übertragen werden.

Figur 4 zeigt eine für DECT-Kommunikationssysteme typische Schnurlos-Kommunikationsanordnung KA, bei der die Mobil¬ station MS als Sendegerät SG und die Basisstation BS als Empfangsgerät EG dienen. Aufgrund der vorstehenden Ausfüh¬ rungen läßt sich die Schnurlos-Kommunikationsanordnung KA auch dahingehend modifizieren, daß die Basisstation BS als Sendegerät SG und die Mobilstation MS als Empfangsgerät EG dient. Das Sendegerät SG weist eine Sendeantenne SA auf, über die ein von dem Sendegerät SG erzeugtes Funksignal FS dem Empfangsgerät EG gesendet wird. Um das Funksignal FS empfangen zu können, weist das Empfangsgerät EG eine Emp- fangsantenne EA auf.

Das Funksignal FS ist gemäß der dem DECT-Kommunikationssy¬ stem zugrundeliegenden DECT-Übertragungsverbarung ein hochfrequentes Trägersignal mit einer Trägerfrequenz zwi- sehen 1,8 und 1,9 GHz, das mit einem in dem Sendegerät SG vorliegenden digitalen Sendedatenstrom SDS mit einem sen-

degerätespezifischen Takt (Phase) moduliert wird. Der in dem Sendegerät SG vorliegende digitale Datenstrom enthält dabei die für die Schnurlosübertragung erforderlichen In¬ formationen. Zu diesen Informationen gehören unter anderem die bereits erwähnten Synchronisations- und Nutzinforma¬ tionen, die gemäß dem DECT-Standard z. B. in einem Infor¬ mationspaket (PH-Paket) von 420 Bits enthalten sind. Mit diesem Informations- bzw. Datenpaket wird nun im Sendege¬ rät SG das modulierte Funksignal FS (Trägersignal) erzeugt und gemäß der DECT-Übertragungsvereinbarung in regelmäßi¬ ger, durch den Zeitmultiplexrahmen ZMR vorgegebenen Zeit¬ abständen für eine durch den Zeitschlitz vorgegebene Zeit¬ dauer übertragen.

Um das übermittelte Informationspaket (übertragene Sprach¬ information pro Zeitschlitz TS) entschlüsseln zu können, muß das Funksignal FS (modulierte Trägersignal) in dem Empfangsgerät EG demoduliert werden. Im Empfangsgerät EG entsteht nach der Demodulation ein digitaler Empfangsda- tenstrom EDS, der bei einer störungsfreien Übertragung des Funksignals FS dieselbe Bitstruktur aufweist wie der Sen¬ dedatenstrom SDS (rechter Empfangsdatenstrom EDS) und der bei einer störungsbehafteten Übertragung des Funksignals eine gegenüber dem Sendedatenstrom unterschiedliche Bit- Struktur aufweist (linker Empfangsdatenstrom). Nach dieser Demodulation des Funksignals FS und der damit verbundenen Erzeugung des Empfangsdatenstroms EDS muß dieser zur Wei¬ terverarbeitung in dem Endgerät EG auf einen endgerätespe- zifischen Takt synchronisiert werden.

Aus der EP-A2-0 471 207 ist eine Schaltungsanordnung sowie ein Verfahren zum Regenerieren und Synchronisieren eines digitalen Signals bekannt, bei der bzw. dem das digitale Signal unabhängig von einer Phasenlage, einen Jitter und einen Wander zum Systemtakt auf einfache Weise und fehler¬ frei regenerier- und synchronisierbar ist, indem das digi¬ tale Signal in seiner Augenmitte abgetastet wird.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Abtastverfahren und eine Abtasteinrichtung, insbesondere für Schnurlos-Telekommuni¬ kationsgeräte, anzugeben, bei dem bzw. der aus einem Sub- datenstrom eines digitalen asynchronen Datenstroms eine Abtastphase zur Synchronisation des Datenstroms auf einen Takt (Einrichtungstakt) generiert wird.

Diese Aufgabe wird ausgehend von den in dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 definierten Abtastverfahren und -einrichtung, insbesondere für Schnurlos-Telekommuni¬ kationsgeräte durch die in dem kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Bei dem Abtastverfahren wird eine Abtastphase zur Synchronisation eines asynchronen Datenstroms mit Hilfe eines Soll-/Ist-Vergleichs von Subdatenbitfolgen eines datenbitweise abgetasteten Teildatenstroms des Datenstroms erzeugt. Die Erzeugung der Abtastphase und die Durchfüh¬ rung des Vergleichs kann dabei in vorteilhafter Weise so- wohl mit Software- als auch Hardwaremitteln erfolgen.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand der Zeichnungen mit den Figuren 5 bis 9 näher erläutert. Es zeigen:

Figur 5 anhand eines Blockschaltbildes den prinzipiellen Aufbau eines Schnurlos-Telekommunikationsgerätes mit einem Empfangs- und Digitalteil,

Figur 6 anhand eines Blockschaltbildes den prinzipiellen Aufbau des Digitalteils in bezug auf die Demodulation ei- nes modulierten Analogsignales und Erzeugung einer Abtast¬ phase zur Synchronisation eines digitalen asynchronen Da¬ tenstroms auf einen Gerätetakt,

Figur 7 zeigt anhand eines Blockschaltbildes den prinzi¬ piellen Aufbau einer Abtastphasen-Generierungsanordnung,

Figur 8 und 9 zeigen jeweils eine Vergleichsanordnung zur Durchführung eines Soll-/Ist-Vergleiches von Subdatenbit¬ folgen.

Figur 5 zeigt anhand eines Blockschaltbildes den Aufbau eines Schnurlos-Telekommunikationsgerätes 1, wie es z. B. als Basisstation oder Mobilstation in einem, insbesondere nach dem DECT-Standard definierten, Schnurlos-Kommunika¬ tionssystem verwendbar ist. Dem Schnurlos-Telekommunika¬ tionsgerät 1 sind unter anderem ein Empfangsteil 10 für den Empfang von zur Informationsübertragung modulierten analogen HF-Signalen AS, ein Digitalteil 13 zur Auswertung und Weiterverarbeitung eines aus dem jeweiligen HF-Signal AS demodulierten digitalen Datenstroms DS und ein Periphe¬ rieteil 18 zur Ausgabe bzw. Weiterleitung der mit Hilfe des HF-Signals AS und des digitalen Datenstroms DS über- tragenen Informationen zugeordnet.

Das Empfangsteil 10 des Schnurlos-Telekommunikationsgerä¬ tes ist mit einer Antenne 11 als Funkschnittstelle über eine Funkübertragungsstrecke 2 mit einer das HF-Signal AS aussendenden Sendeeinrichtung 3 verbunden. Der Antenne 11 nachgeschaltet ist eine Empfangseinrichtung 12 mit einer Empfangsschaltung 120 (Empfänger) und einer Demodulations- schaltung 121 (Demodulator). Die Empfangsschaltung 120 ist in herkömmlicher Weise aufgebaut und bereitet das von der Antenne 11 empfangene modulierte analoge HF-Signal AS für die Demodulation in der Demodulationsschaltung 121 auf. Bei dieser Demodulation des HF-Signals AS entsteht am Aus¬ gang der Demodulationsschaltung 121 der digitale Daten¬ strom DS. Der von der Demodulationsschaltung 121 erzeugte digitale Datenstrom DS wird bei einem Datendurchsatz von bis zu 1,152 Mbi ^' t/s (Mega Baud) über eine Datenleitung 4

von dem Empfangsteil 10 zu einer Steuereinrichtung 14 des Digitalteils 13 übertragen.

Diese hohe Übertragungsrate stellt insbesondere an die Steuereinrichtung 14, die sämtliche für die Auswertung und Weiterverarbeitung des digitalen Datenstroms DS in dem Di¬ gitalteil 13 erforderlichen Prozeduren und Abläufe steuert, hohe Anforderungen.

Von der Steuerung durch die Steuereinrichtung 14 betroffen ist unter anderem die Demodulationsschaltung 121, die über eine erste Steuerleitung 5 unmittelbar und über eine zwei¬ te Steuerleitung 6 mittelbar, über eine Kompensations¬ schaltung 19 des Empfangsteils 10, mit der Steuereinrich- tung 14 verbunden ist.

Die Steuereinrichtung 14, die insbesondere mit dem Empfang des digitalen Datenstroms DS die Synchronisation des Digi¬ talteils 13 auf dem demodulierten Datenstrom DS und die Vermittlung von Verbindungen im TDMA-Verfahren durchführt, ist ihrerseits über eine Busschnittstelle 15 einer Mikro¬ prozessoranordnung 16 zugeordnet. Die Mikroprozessoranord¬ nung 16 enthält einen Mikroprozessor 160 und einen digita¬ len Speicher 161, der mit dem Mikroprozessor 160 verbunden ist. Die Mikroprozessoranordnung 16 ist für sämtliche Steuerungs- und Programmierungsabläufe in dem Schnurlos- Telekommunikationsgerät 1 verantwortlich. So wird bei¬ spielsweise der Steuerbaustein 14 mittelbar über die Bus¬ schnittstelle 15 von der Mikroprozessoranordnung 16 pro- grammiert.

Außerdem wird eine ADPCM- und CODEC-Schaltung 17 von der Mikroprozessoranordnung 16 gesteuert. Die ADPCM- und CODEC-Schaltung 17 übernimmt eine Schnittstellenfunktion zwischen der Steuereinrichtung 14 und dem Peripherieteil 18 des Schnurlos-Telekommunikationsgerätes 1. Für diese

Schnittstellenfunktion wird die ADPCM- und CODEC-Schaltung 17 neben der Mikroprozessoranordnung 16 auch noch teilwei¬ se von der Steuereinrichtung 14 gesteuert. Unter dem Peri¬ pherieteil 18 sind insbesondere diejenigen Einrichtungen des Schnurlos-Telekommunikationsgerätes 1 subsummiert, die den von dem Digitalteil 13 bearbeiteten digitalen Daten¬ strom DS nach einer D/A-Umwandlung beispielsweise in aku¬ stische Signale umwandeln oder an ein externes analoges Kommunikationsnetz weitergeben.

Figur 6 zeigt in einem Blockschaltbild den prinzipiellen Aufbau des Digitalteils 13 nach Figur 5, wie er insbeson¬ dere zur Synchronisation des von dem Empfangsteil 10 emp¬ fangenen digitalen Datenstroms DS erforderlich ist. Die Steuereinrichtung 14 weist dazu einen Abtastphasengenera¬ tor 140 auf, dem zur Erzeugung einer Abtastphase APH der digitale Datenstrom DS zugeführt wird. Zur Erzeugung die¬ ser Abtastphase ist der Abtastphasengenerator 140 mit einem Oszillator 141, einer Registriereinrichtung 142 und einer Geräusch-Erkennungsschaltung 143 verbunden.

Der Oszillator 141 erzeugt ein Taktsignal TSI, dessen Taktfrequenz ein n-Vielfaches der Frequenz der Übertra¬ gungsgeschwindigkeit des digitalen Datenstroms DS ist. Das Taktsignal TSI wird neben dem Abtastphasengenerator 140 auch der Registriereinrichtung 142 zugeführt. Zwischen der Registriereinrichtung 142 und dem Abtastphasengenerator 140 werden während der Erzeugung der Abtastphase APH Sta¬ tusmeldungen SMO, SM1 zyklisch (für z.B. m = 3 Zyklen) ausgetauscht. Die Registriereinrichtung 142 erhält darüber hinaus noch eine von der Mikroprozessoranordnung 16 des Digitalteils 13 erzeugte Statusmeldung SM2 und eine von der Geräusch-Erkennungsschaltung 143 generierte Statusmel¬ dung SM3. Aus den Statusmeldungen SMO, SM2, SM3 und dem Taktsignal TSI erzeugt die Registriereinrichtung die Sta¬ tusmeldung SMl, die dem Abtastphasengenerator 140 zuge-

führt wird. Die Statusmeldungen SM0...SM3, deren Funktion im Zusammenhang mit dem beschriebenen Aufbau der Steuer¬ einrichtung 14 im einzelnen bei der Beschreibung der Figur 7 erläutert wird, sind dynamische, sich zeitlich ändernde Zustandsmeldungen der in der Steuereinrichtung 14 für die Erzeugung der Abtastphase angeordneten Baugruppen 140, 142, 143. Es sei an dieser Stelle erwähnt, daß die Steuer¬ einrichtung 14 beispielsweise als integrierter ASIC-Bau- stein ausgebildet ist.

Mit dem Erhalt der letztmaligen Statusmeldung SMl erzeugt der Abtastphasengenerator 140 aus dem digitalen Datenstrom DS und dem Taktsignal TSI die endgültige Abtastphase, die dann neben dem digitalen Datenstrom DS zur Synchronisation einer Synchronisationsanordnung 144 zugeführt wird. Die Synchronisationsanordnung 144 erzeugt aus dem digitalen Datenstrom DS und der Abtastphase APH einen synchronisier¬ ten digitalen Datenstrom SY-DS, der dann in der Steuerein¬ richtung 14 des Schnurlos-Telekommunikationsgerätes 1 wei- terverarbeitet wird. Die von dem Abtastphasengenerator 140 erzeugte Abtastphase APH wird jedoch nicht nur der Syn¬ chronisationsanordnung 144, sondern auch der Registrier¬ einrichtung 142 zugeführt. Zusammen mit dem der Regi¬ striereinrichtung 142 ebenfalls zugeführten Datenstrom DS erzeugt die Registriereinrichtung 142 das Steuersignal STS, das über die Steuerleitung 5 nach Figur 5 der Demodu¬ lationsschaltung 121 und über die Steuerleitung 6 nach Fi¬ gur 5 der Kompensationsschaltung 19 des Empfangsteiles 10 zugeführt wird.

Figur 7 zeigt in einem Blockschaltbild den prinzipiellen Aufbau einer Abtastphasengenerierungsanordnung, die nach Figur 6 aus dem Abtastphasengenerator 140, dem Oszillator 141, der Registriereinrichtung 142 und der Geräusch-Erken- nungsschaltung 143 besteht. Der Abtastphasengenerator 140 enthält eine Unterdrückungsschaltung 1400, eine der Unter-

drückungsschaltung 1400 nachgeschalteten Registerbank 1401, eine über eine BUS-Schnittstelleneinrichtung 1402 mit der Registerbank 1401 verbundene Bitsequenz-Erken¬ nungsschaltung 1403 und eine der Bitsequenz-Erkennungs- Schaltung 1403 nachgeschalteten Selektionsschaltung 1404. Der Abtastphasengenerator 140 hat dabei im Zusammenwirken insbesondere mit der Registrierungseinrichtung 142 und auch mit der Geräusch-Erkennungsschaltung 143 die Aufgabe, aus dem digitalen Datenstrom DS innerhalb einer durch das Sync-Einleitungswort SY-EW (Präambel) nach Figur 2 und 4 sowie die DECT-Übertragung vorgegebenen Zeitspanne von wenigen μs die Abtastphase APH für die Synchronisation des digitalen Datenstroms DS zu generieren.

Der dem Abtastphasengenerator 140 der Steuereinrichtung 14 zugeführte digitale Datenstrom DS wird dabei zunächst der Unterdrückungsschaltung 1400 zugeführt. Diese Unter¬ drückungsschaltung 1400 ist eine nach dem Schieberegister¬ prinzip arbeitende Schaltung, bei der zum Durchschieben von Datenströmen ein Takt angelegt werden muß. Um den di¬ gitalen Datenstrom DS durch die Unterdrückungsschaltung 1400 schieben zu können, wird das von dem Oszillator er¬ zeugte Taktsignal TSI mit einer n-fachen Taktfrequenz TF auf die Unterdrückungsschaltung 1400 gegeben. Durch das an der Unterdrückungsschaltung 1400 anliegende Taktsignal TSI wird der digitale Datenstrom DS bitweise abgetastet. Die Abtastrate wird dabei durch die Taktfrequenz TF des Takt¬ signals TSI festgelegt. Das Ziel dieser Abtastung in der Unterdrückungsschaltung 1400 ist es, jedes einzelne Daten- bit DB des digitalen Datenstroms durch mehrere diesem Da¬ tenbit DB zugeordnete Serie von Subdatenbits SDB zu be¬ schreiben und auf Fehler zu untersuchen. Mehrere Serien dieses Subdatenbits SDB werden im folgenden als Subdaten- bitfolge SDBF bezeichnet.

Für die Beschreibung bzw. Fehleruntersuchung der Subdaten- bitfolge SDBF ist es vorteilhaft, wenn das einzelne Daten¬ bit DB des digitalen Datenstroms DS so oft wie möglich ab¬ getastet wird. Da die einzelnen Datenbits DB des digitalen Datenstroms DS mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von 1,152 MBit/s dem Abtastphasengenerator 140 bzw. der Unter¬ drückungsschaltung 1400 zugeführt werden, muß für eine n-fache Abtastung des digitalen Datenstroms DS von dem Os¬ zillator 141 im Verhältnis zu der Übertragungsgeschwindig- keit des Datenstroms DS auch eine n-mal so große Taktfre¬ quenz TF erzeugt werden. Allerdings müssen für eine sol¬ che n-fache des digitalen Datenstroms DS auch die dem Ab¬ tastphasengenerator 140 zugeordneten Teileinrichtungen 1400... 1404 für diese n-fache Abtastung ausgelegt sein. Dies gilt sowohl für den Fall, daß der Abtastphasengenera¬ tor 140, wie in Figur 7 dargestellt, als Hardware-Lösung realisiert ist, als auch für den Fall, daß der Abtastpha¬ sengenerator 140 als Software-Lösung realisiert ist. Als Kompromiß zwischen diesen beiden an die Abtastrate ge- stellten Bedingungen wird von dem Oszillator 141 ein Takt¬ signal TSI mit einer gegenüber der Übertragungsgeschwin¬ digkeit des digitalen Datenstroms DS 9-mal so großen Takt¬ frequenz TF (n = 9) erzeugt. Der Oszillator 141 muß somit in etwa ein Taktsignal TSI mit einer Taktfrequenz TF _g von 10,368 MHz erzeugen.

Für den der Unterdrückungsschaltung 1400 zugeführten digi¬ talen Datenstrom DS bedeutet dies, daß für jedes Datenbit DB, das in die Unterdrückungsschaltung 1400 hineingescho- ben wird, 9 Subdatenbits SDB (Abtastwerte) erzeugt werden. Die Unterdrückungsschaltung 1400 ist z. B. von seiner Zwi¬ schenspeicherkapazität so ausgelegt, daß immer nur jeweils ein Datenbit DB des digitalen Datenstroms DS abgetastet werden kann. Es ist aber auch möglich mehr als ein Daten- bit DB in der Unterdrückungsschaltung 1400 untersuchen zu lassen, wodurch sich allerdings der Schaltungsaufwand er¬ höht.

Die Aufgabe der Unterdrückungsschaltung 1400 ist es, eine festgestellte "HLH"-bzw. "LHL"-Bitsubsequenz (je nach dem welche Bitfolge "HLH" bzw. "LHL" des digitalen Datenstroms DS vorliegt) der Subdatenbitfolge SDBF zu erkennen und zu unterdrücken. Dadurch wird sichergestellt, daß in die Re¬ gisterbank 1401 nur solche Datenbits DB des digitalen Da¬ tenstroms DS gelangen, bei denen eine Subdatenbitfolge SDBF ohne eine "HLH"- bzw. "LHL"-Bitsubsequenz vorliegt.

Die Registerbank 1401 enthält z. B. 4 Schieberegister SR1...SR4, die in einer Kettenschaltung angeordnet sind. Statt der 4 Schieberegister SR1...SR4 ist es aber auch möglich, x (mit 4 x > 4) Schieberegister zu verwenden. Im Interesse einer sicheren Bestimmung der Abtastphase APH bei gleichzeitigem Schutz von Fehlsynchronisationen bei Rauschverhältnissen hat es sich jedoch als besonders vor¬ teilhaft erwiesen, nur vier Schieberegister zu verwenden. Jedes dieser vier Schieberegister SR1...SR4 wird wie die Unterdrückungsschaltung 1400 zum Durchschieben des digita- len Datenstroms DS durch die Registerbank 1401 mit dem Taktsignal TSI versorgt. Die Taktfrequenz TF _g ist dabei wieder 9-mal so groß wie die Übertragungsgeschwindigkeit des digitalen Datenstroms DS.

Darüber hinaus kann jedes der Registerbank 1401 angeordne¬ ten Schieberegister SR1...SR4, wie die Übertragungsschal¬ tung 1400, jeweils immer nur ein Datenbit DB des Daten¬ stroms DS Zwischenspeichern. Daraus ergibt sich, daß bei der 9-fach Abtastung der Datenbits DB des digitalen Daten- Stroms DS 36 Subdatenbits SDB als Subdatenbitfolge SDBF in der Registerbank 1401 zwischengespeichert sind.

Im Hinblick auf einen noch später durchzuführen Soll-/Ist- Vergleich werden diese in der Registerbank 1401 gespei- cherten Subdatenbits SDB im folgenden als Ist-Subdatenbits I-SDB bezeichnet.

In Analogie dazu ist die Subdatenbitfolge SDBF der in der Registerbank 1401 gespeicherten Ist-Subdatenbits I-SDB ei¬ ne Ist-Subdatenbitfolge I-SDBF und der digitale Datenstrom DS ein Ist-Datenstrom I-DS. Die in der Registerbank 1401 zwischengespeicherte Ist-Subdatenbitfolge I-SDBF verändert sich mit jedem Takt des an den Schieberegistern SR1...SR4 anliegenden Taktsignals TSI. So ist z. B. nach 36 aufein¬ anderfolgenden Takten des Taktsignals TSI ein in der 9. Zwischenspeicherzelle des Schieberegisters SR4 zwischenge- speichertes Ist-Subdatenbit I-SDB von der 9. Zwischenspei¬ cherzelle des Schieberegisters SR4 bis in die 1. Zwischen¬ speicherzelle des Schieberegisters SRI durchgeschoben. Die in der Registerbank 1401 zu jedem Taktzeitpunkt zwischen¬ gespeicherte Ist-Subdatenbitfolge I-SDBF wird über die BUS-Schnittstelleneinrichtung 1402 an die Bitsequenz-Er¬ kennungsschaltung 1403, an die Geräusch-Erkennungsschal¬ tung 143 und an eine Bitgleichheit-Erkennungsschaltung 1420 der Registrierungseinrichtung 142 übergeben.

Die Bitsequenz-Erkennungsschaltung 1403 hat die Aufgabe, wie bereits der Name verrät, Bitsequenzen der Präambel des Ist-Datenstroms I-DS bzw. Datenstroms DS, z.B. die in Fi¬ gur 2 dargstellten "HLH"- bzw. "LHL"-Bitsequenzen, zu er¬ kennen. Im folgenden soll die Erkennung von einer "LHL"- Bitsequenz beschrieben werden. In der gleichen, wie nach¬ folgend beschriebenen Weise könnte auch die "HLH-Bitse- quenz erkannt werden.

Für die "LHL-Bitsequenzerkennung wird in der Bitsequenz- Erkennungsschaltung 1403 die jeweilige in der Registerbank 1401 zwischengespeicherte Ist-Subdatenbitfolge I-SDBF mit einer Soll-Subdatenbitfolge S-SDBF von Soll-Subdatenbits S-SDB eines Soll-Datenbits S-DB von einem Soll-Datenstrom S-DS verglichen. Dieser Vergleich kann entweder durch ei- nen in der Bitsequenz-Erkennungsschaltung 1403 angeordne¬ ten Vergleicher VG (z. B. einen Mikroprozessor) oder pro¬ grammunterstützt durchgeführt werden.

Figur 8 zeigt ein Beispiel zur Durchführung dieses Soll-/ Ist-Vergleiches in der Bitsequenz-Erkennungsschaltung 1403. In diesem Beispiel wird davon ausgegangen, daß von den maximal 36 Ist-Subdatenbits I-SDB der in der Register- bank 1401 zwischengespeicherten IST-Subdatenbitfolge I-SDBF lediglich 28 (il...i28) Ist-Subdatenbits I-SDB für den Vergleich verwendet werden. Alternativ ist aber auch möglich noch weniger Ist-Subdatenbits I-SDB für die "LHL"- Bitsequenzerkennung zu betrachten, um den Schaltungsauf- wand zu verringern. Hierbei muß aber stets sichergestellt sein, daß die "LHL"-Bitsequenz noch einwandfrei erkannt werden kann.

Nach Figur 8 sind von den 28 Ist-Subdatenbits I-SDB z.B. 5 Ist-Subdatenbits I-SDB aus dem Schieberegister SRI, 9 Ist- Subdatenbits I-SDB aus dem Schieberegister SR2, weitere 9 Ist-Subdatenbits I-SDB aus dem Schieberegister SR3 und 5 Ist-Subdatenbits I-SDB aus dem Schieberegister SR4. Diesen 28 Ist-Subdatenbits I-SDB wird für den Vergleich die glei- ehe Anzahl von Soll-Subdatenbits S-SDB der Soll-Subdaten¬ bitfolge S-SDBF zugeordnet. Die Soll-Subdatenbitfolge S-SDBF umfaßt dabei Soll-Subdatenbits S-SDB, die man auf¬ grund der DECT-Übertragungsvereinbarung aus dem Ist-Daten¬ strom I-DS erhalten würde, wenn die von dem Schnurlos-Te- lekommunikationsgerät 1 empfangenen HF-Signale AS stö¬ rungsfrei übertragen würden.

Für die "LHL"-Bitsequenzerkennung ergibt sich somit die in Figur 8 dargestellte Serie von H-/L-Bitwerten. Bei dieser in Figur 8 dargestellten Soll-Subdatenbitfolge S-SDBF wer¬ den jedoch nur solche "LHL-Bitsequenzen der Präambel er¬ kannt, die ein optimales (50/50) Puls/Pause-Verhältnis aufweisen. Werden jedoch nur "LHL"-Bitsequenzen mit einem solchen optimalen Verhältnis zur Generierung der Abtast- phase zugelassen, so kann es sein, daß bei einer zu erwar¬ tenden störungsbehafteten Übertragung der HF-Signale keine

Synchronisation möglich ist. Es werden daher auch schlech¬ tere Puls/Pausen-Verhältnisse für die "LHL"-Bitsequenzer- kennung zugelassen.

Figur 9 zeigt in Anlehnung an Figur 8 ein weiteres Bei¬ spiel zur Durchführung des Soll-/Ist-Vergleiches in der Bitsequenz-Erkennungsschaltung 1403, bei den ein Puls-/ Pausen-Verhältnis von 70/30 bei der "LHL"-Bitsequenzerken- nung zugelassen wird. Mit diesem Puls-/Pausen-Verhältnis ist ein akzeptabler Kompromiß zwischen einer "verrausch¬ ten ständigen" und einer "rauscharmen seltenen" DECT- spezifischen Informationsübertragung angegeben.

Zur Einstellung des 70/30 Puls-/Pausen-Verhältnis sind insbesondere dem 6. Soll-Subdatenbit S-SDB bzw. dem 1.

Soll-Subdatenbit des zweiten Soll-Datenbits (bl, i, ), dem

13. Soll-Subdatenbit S-SDB bzw. dem 8. Soll-Subdatenbit S-SDB des zweiten Soll-Datenbits S-DB (b8, i ,) und dem

14. Soll-Subdatenbit S-SDB bzw. dem 9. Soll-Subdatenbit S-SDB des zweiten Soll-Datenbits S-DB (b9, i _n ) mit zwei

(**) markierte variable H-/L-Bitwerte, sogenannte "Don't C_are-j3its" DCB zugeordnet. Darüber hinaus sind den mit ei¬ nem (*) markierten Soll-Subdatenbits S-SDB der Soll-Subda¬ tenbitfolge S-SDBF ebenfalls "Don't Care Bits" DCB zuge- ordnet. Gegenüber den mit zwei (**) markierten Soll-Subda¬ tenbits S-SDB sind diese für die "LHL"-Bitsequenzerkennung unbedeutsam.

Stimmt in der Figur 8 die Ist-Subdatenbitfolge I-SDBF mit den 28 (il...i28) Ist-Subdatenbits I-SDB mit der Soll-Sub¬ datenbitfolge S-SDBF überein, dann gibt die Bitsequenz-Er¬ kennungsschaltung 1403 an die Selektionsschaltung 1404 ein Erkennungssignal ESI ab, mit dem dieser mitgeteilt wird, daß eine erste "LHL"Bitsequenz der Präambel bzw. des Sync Einleitungswortes SY-EW erkannt worden ist.

Das Erkennungssignal ESI wird nur abgegeben, wenn der Ver¬ gleicher VG eine Übereinstimmung der Subdatenbitfolgen I-SDBF, S-SDBF meldet. Die Selektionsschaltung 1404 ist beispielsweise als Zähler ausgebildet, der von dem Oszil- lator 141 getaktet wird und der durch das Erkennungssignal ESI immer bei der 5. Abtastung (Takt) zurückgesetzt wird.

Mit der Abgabe des Erkennungssignals ESI gibt die Bitse¬ quenz-Erkennungsschaltung 1403 an eine Zähleinrichtung 1421 der Registriereinrichtung 142 die Statusmeldung SMO ab. Mit dieser Statusmeldung SMO wird der Zähleinrichtung 1421 mitgeteilt, daß die erste "LHL"-Bitsequenz erkannt worden ist. Die Zähleinrichtung 1421, die ebenfalls von dem Oszillator 141 getaktet wird, zählt die Anzahl der ihr übermittelten Statusmeldungen SMO.

Ist die vorstehend beschriebene Prozedur m-mal, wobei generell kleiner als n ist, (z.B. m = 3), dann wartet die Zähleinrichtung 1421 auf ein Zusatzsignal ZS von der Bit- gleichheit-Erkennungsschaltung 1420 und auf die Statusmel¬ dungen SM3, SM2 der Geräusch-Erkennungsschaltung 143 und Mikroprozessoranordnung 16. Liegen die Statusmeldungen SM2, SM3 bzw. das Zusatzsignal ZS vor, dann gibt die Zähl¬ einrichtung 1421 über ein UND-Gatter 1422 die Statusmel- düng SMl an die Selektionsschaltung 1404 ab.

Mit dieser Statusmeldung SMl wird die Zählfunktion der Se¬ lektionsschaltung 1404 gestoppt, wodurch die Abtastphase APH durch das letztmalige Zuführen des Erkennungssignals ESI generiert ist. Die Abtastphase APH befindet sich da¬ durch, daß die Selektionsschaltung 1404 bei der 5. Abta¬ stung angehalten wird, nahezu in der Mitte des eines Da¬ tenbits DB des Ist-Datenstroms I-DS bzw. Datenstroms DS.

Mit der Übertragung des Zusatzsignals ZS wird der Zählein¬ richtung 1421 von der Bitgleichheit-Erkennungsschaltung 1420 mitgeteilt, daß das Sync-Einleitungswort SY-EW zu En-

de ist und das Sync-Bestätigungswort SY-BW anfängt. Dies ist das Zeichen, daß bis zu diesem Zeitpunkt die Abtast¬ phase APH für die Synchronisation generiert sein muß.

Durch die Statusmeldung SM3 wird die Zähleinrichtung 1421, für den Fall, daß ein "verrauschter" Ist-Datenstrom I-DS bzw. Datenstrom DS erkannt wurde, zurückgesetzt.

Mit der Statusmeldung SM2 wird der Zähleinrichtung 1421 mitgeteilt, ob ein DECT-spezifischer Zeitschlitz TS vor¬ liegt.

Die in bezug auf die Figur 8 vorstehend beschriebene Gene- rierungsprozedur der Abtastphase APH gilt mit einer einzi- gen Einschränkung auch für den in der Figur 9 dargestell¬ ten Fall. Die Generierungsprozedur wird in jenem Fall nur durchgeführt, wenn folgende Bitkombinationen auftreten:

Die übrigen Bitkombinationen

bl b8 b9 0 0 1

1 0 1 und bl b8 b9 1 0 0 0 1 1

werden entweder durch die Unterdrückungsschaltung 1400 unterdrückt bzw. nicht synchronisiert, weil keine Daten- bit itte gegeben ist.