本发明涉及一种自激振荡反激变换器，特别涉 及一种带恒流源软启动电路的 自激振荡反激变换器。 背景技术

自振荡反激变换器 （Ringing Choke Converter) 因其设计成本较低， 具有较 强的市场竞争力而备受设计者的青睐； 然而其输出特性的好坏， 很大程度上取决 于各分立元器件的一致性， 当变压器、 主功率管、 控制三极管、 光耦等元器件的 一致性越好， 其输出性能也越稳定。 因此降低自激振荡反激变换电路（RCC)对 分立器件一致性的苛刻要求，提高其输出电压 稳定性成为设计者考虑的重点。 目 前设计者多采用偏置补偿电路 （控制三极管基极添加关断补偿）， 其输出电压的 稳定性得到一定程度的提高， 然而该方案调试难度大， 产品的一致性依然较差， 尤其在输出功率增加、 输出容性负载增大时影响更为明显。

中国发明专利申请公开说明书 CN101997423A 中公开了一种自激振荡反激 变换器（RCC)较为理想的电路形式， 如图 1所示， 该自激振荡反激变换器主要 包括滤波部分、 软启动部分、 MOS管、 变压器、 脉冲频率调制部分（PFM)、 辅 助电源、 隔离光耦、 稳压输出回路部分。 输入电量经变压器连接输出回路部分， 软启动部分连接 MOS管的栅极， MOS管的栅极还接脉冲频率调制部分，辅助电 源连接脉冲频率调制部分，脉冲频率调制部分 和稳压输出回路部分之间接基准放 大部分、 隔离光耦， 形成电压负反馈回路。

上述反激变换器的软启动电路，提高了产品启 动时输出电压的稳定性， 其工 作原理为： 输入上电后， 软启动电路电压升高， MOS 管导通， 输出电压逐渐上 升， 在系统进入稳态前， 软启动电路继续为 MOS管提供驱动能量， 同时软启动 电路电压逐渐降低； 当系统正常工作后， 由于软启动电路充电时间远大于放电时 间， 软启动电路始终保持在较低电位 （开机启动时， 软启动电压波形见图 7)。 该软启动电路的缺点在于： 稳态时， 软启动电路中电容 C9放电速度远快于充电 速度， 其对地电压接近 IV (见图 7)， 因此 MOS管驱动完全依赖于反馈绕组能 量， 软启动电路正常工作时对 MOS管补偿不足， 产品输出性能容易受变压器工 艺（反馈与输入耦合程度）、 MOS管导通门限、 输出外接容性负载等影响。 当增 大充电速度时， 受输入电压范围宽和输出负载变化大的影响， 容易出现过补偿， 导致电源开机启动限流和产品输出短路功耗大 等缺点。

图 2是中国发明专利申请公开说明书 CN101997423A中公开的一个实施例的 电路原理图， 包括输入滤波电路 11、 软启动电路 12、 脉冲频率调制电路 13、 主 功率电路 14、 辅助电源电路 15、 输出滤波电路 16、 隔离光耦 OCl、 误差放大 ADJ电路 17。 输入滤波电路 11由滤波电容 C0、 滤波电容 C1和滤波电感 L0组 成， 形成了 π型滤波电路。 电容 CO接电源输入端， 另一端接地， 电感 L0接电 源输入端， 另一端接变压器同名端， 电容 C1的一端接变压器同名端， 另一端接 地。 也可采用其它现有滤波电路， 具体可按有关技术手册选定。 软启动电路 12 包括：分压电阻 R10、 电阻 R13、 电阻 R14和启动电容 C9。 电阻 R10、 电阻 R13、 电阻 R14依次串联， 串联电路的一端接电源输入端， 一端接地。 电容 C9的一端 接入电阻 R10与电阻 R13的串联结点， 另一端接地。 其工作原理为当接入输入 电压时， 电流经电阻 R10对电容 C9充电， 经过时间^ -/^^ ^^-^^后

Vin 电容电压达到 MOS门限电压， 实现开机软启动功能； 当 MOS管关断时， 反馈 绕组反向， 同名端电位为负， 因此 MOS管电位亦为负， 此时电容 C9通过电阻 R13快速放电， 当 MOS管导通时， 输入电压通过电阻 R10向电容 C9充电， 由 于电阻 R10的阻值远远大于电阻 R13的阻值 （R10取值减小时， 产品输出短路 功耗增加， 启动电流增大， 表二例举了 R10取值减小时带来的不足）， 因此放电 速度远快于充电速度， 经过一段时间后电容 C9能量释放完毕。 脉冲频率调制电 路 13包括： 电阻 R6、 电阻 R9、 电阻 Rll、 电阻 R111,电容 C5、 电容 C6、 电容 C12， NPN型三极管 TR2、 PNP型三极管 TR3、 正反馈绕组 P3。 电容 C6与电阻 Rll、 电阻 Rlll、 电阻 R6依次串联， 串联电路的一端接入正反馈绕组 P3的同 名端， 另一端接入三极管 TR2的集电极。 电容 C5与电阻 R9并联， 并联电路的 一端接入三极管 TR2的基极， 另一端接入三极管 TR3的集电极。 电容 C12与电 阻 R111 并联， 并联电路的一端接入三极管 TR3 的发射极， 另一端接入三极管 TR3的集电极。 其工作原理为： 正反馈绕组 P3、 电容 C6、 电阻 Rll支路通过与 主功率管 TR1 原副边耦合， 构成自激振荡回路， 控制开关管导通关断； 同时电 流环 R5支路、 电压环光耦支路通过双管驱动控制电路 TR2、 TR3调节开关管导 通占空比， 使产品输出正常。 主功率电路 14包括： 变压器原边绕组 Pl、 输出绕 组 P2， MOS管 TR1,输出整流二极管 Dl， 实现电源能量的转换、 传递以及输入 与输出隔离。 辅助电源 15包括： 正反馈绕组 P3、 二极管 D3， 其工作原理为， 反馈绕组同名端为正时， 二极管 D3导通， 为光耦提供能量。 输出滤波电路 16， 包括滤波电容 C3， 也可采用其它现有滤波电路， 具体可按有关技术手册选定。 隔离光耦包括： 光耦 OC1 , 其主要完成信号的传递和输入输出隔离作用。 误差 放大 ADJ电路 17包括： 取样电路、 信号比较放大电路。 其工作原理为： 输出电 压漂高时，取样电路采集信号经信号比较放大 电路后调节光耦原边电流， 即通过 电压环调节产品的占空比。在电源的输出端有 一取样电流流经取样电路、误差放 大、 隔离光耦、 脉冲频率调制 PFM电路后对主功率电路中的主功率管进行负反 馈控制； 在输入滤波电路的输出端连接有一软启动电路 ， 该软启动电路另一端与 脉冲频率调制 PFM连接以实现电源的软启动功能。

上述电路的缺点在于：

1 ) 产品启动阶段， 带满载、 尤其是大容性负载时， 不能进入稳态， 产品输出异 常； 上述电路开机后， 需要经过一段时间振荡， 产品才能进入稳态； 在非稳态时 期， 反馈绕组能量较弱， 此时依赖电容 C9补偿能量， 然而电容 C9电压从 MOS 管导通第一周期后开始下降（电容 C9开机电压波形见图 7， MOS管导通后其电 压逐渐下降）， 提供能量越来越弱， 因此该电路在满负载、 轻负载、 尤其是大容 性负载时， 容易振荡， 表现为输出电压偏低。 当输出带容性负载时， 产品输出电 压上升上升时间变长， 图 12对比了型号为 PWB4805D、 功率为 3W的电源变换 器正常工作和带 1000 电容时的输出电压波形， 其中 CH1为正常工作波形， 上升时间约为 0.5ms， CH2为带 lOOO f 电容的工作波形， 上升时间约为 3.7ms， 输出电压未正式建立时电压环处于失控状态， 此时 MOS管驱动若不能得到足够 补偿， 反馈绕组容易停振， 表现为启动不良。 以下详细介绍该阶段过程： 以现有 PWB4805D, 功率为 3W的电源变换器为例， 其启动电路参数兼顾了短路功耗、 启动电流等关键性能， 电路原理见图 2， 该软启动电路 12中各参数取值如下： R10=332 K Ω ,R13=3.3 K Ω ,R14=150 K Ω ,C9=1 μ f， 控制电路 13中反馈绕组驱动 支路 Rll=100 Ω， C6=4700PF,主功率电路 14部分，其变压器 T1各参数为： Np=25， Ns=7， Nf=8。 产品在 MOS 管导通的初始阶段， 反馈绕组电压较小， 该阶段 G 极电位几乎为零， 因此非稳态时期放电时间常数可近似为 T2 R13*C9 3.3ms， 又充电时间常数 Tl R14*C9=332ms， 所以非稳态时期， MOS管导通后电容 C9 电位逐渐下降， 图 7显示了 （测试条件： 轻载 Io=0.06A， 高压 72V测试） 电容 C9上的电压波形， MOS管导通后， 电容电压逐渐下降。 上述参数 R10取值为 332 K Ω , 兼顾了产品的开机启动电流和输出短路功耗。 表一例举了输入电压 18V、 48V、 72V, 满载 Io=0.6A时的电源开机启动最小限流值和各点条� �下的输 出短路功耗。

表一

表二例举了 R10取 332 K Ω时， 电容 C9在不同负载和输入电压条件下的平 均电压。

表二

从表一可以看出，产品启动电流、短路功耗均 较小，最大短路功耗仅 0.792W; 从表二可以看出， 当 R10取值较大时， Vc9电压变化范围大， 对 MOS管驱动的 补偿强度不稳定， 轻载高压时补偿最差， 电压仅 1.02V。 当 R10取值变小时， 其 充电时间常数 T1=R10*C9减小， 电容 C9的能量补偿增强， 由于减小 R10， 其补 偿强度不容易控制，尤其在输入电压、负载变 化范围大的产品难以兼顾各点的补 偿强度， 其带来的缺点是： 1 ) 开机启动电流变大 2) 短路功耗增大， 尤其在高 压时短路功耗增加明显， 严重时产品被烧毁。表三例举了将 R10由 332 K Ω改为 50 Κ Ω后， 产品的输出短路功耗和启动电流。 表四例举了该条件下电容 C9的平 均电压。

表三

表四

从表三可以看出： 1 ) 短路功耗均较原方案增加， 高压时达 3.96W, 长时间 短路将损坏产品 2) 启动电流增加明显， 尤其高压时启动电流较原方案增加近 1.7倍， 此时可能导致客户使用时启动限流。 表四为 R10取值 50 K Ω后， 不同负 载和电压条件下， C9的平均电压值， 该表显示减小 R10后， 电容 C9在各负载 条件下电压变化较大， 最大电压为 12.8V, 最小电压仅 4.39V, 其补偿过强， 导 致产品启动电流大和短路功耗大。 在原方案基础上， 将 R13 由 3.3 K Ω改为 7.5 Κ Ω后，标称满载时产品开机启动不良，因此放� ��时间常数允许变化较小。综上， 改变 R10取值， 其对 MOS管驱动补偿稳定性差， 容易出现过补偿和欠补偿。

2) 稳态时， 高压轻载条件下， 软启动电路中电容 C9放电速度快于充电速 度， 其对地电压接近 IV (见图 7， 轻载 Io=0.06A， 高压 72V测试）， 因此 MOS 管驱动几乎完全依赖于反馈绕组能量， 此时产品输出性能的优劣取决于两点： a、 反馈绕组与原边绕组的耦合性能； b、输出负载。 当反馈绕组与输入耦合变差时， 其耦合驱动能量变差， 特别是输入电压跳变条件下， 驱动能量不足， 容易导致产 品振荡； 当输出负载变小时 （10%负载以下）， 反馈绕组能量大大下降， 其驱动 能量（耦合电流）也降低， 产品驱动进入间歇式振荡， 表现为输出电压偏低。 以 下详细介绍高压轻载时， 产品的工作过程： 以现有 PWB4805D、功率为 3W的电 源变换器为例， 其启动电路参数兼顾了短路功耗、 启动电流等关键性能， 电路原 理见图 2， 该软启动电路 12 中各参数取值如下： R10=332 Κ Ω ,R13=3.3 K Ω ,R14=150 Κ Ω ,C9=1 μ f， 控制电路 13 中反馈绕组驱动支路 Rll=100 Ω， C6=4700PF, 主功率电路 14部分， 其变压器 T1各参数为： Np=25， Ns=7， Nf=8。 稳态条件下， 当反馈绕组反向时 （对应 MOS 管关断） 同名端对地电压

V *N _f ―

V _f = -— - ~ ^ =-4.375V,由于电容 C6和 MOS管 GS结电容 Ciss (采用 IRFR220 f ^P Ns

MOS管其结电容 Ciss约为 300PF) 容值小， 且电阻 R11取值仅为 100 Ω， 因此 MOS管关断时， 反馈绕组反向， MOS管 Ciss储存能量一方面通过 PNP三极管 TR3释放，另一方面通过驱动支路 R11、C6向反馈绕组同名端释放，表现为 MOS 管 Vgs电位被迅速拉低， 实测波形见图 8 (测试条件： Vin=18V， Io=0.6A)， 从 波形可以看出， MOS管关断阶段 Vgs«-0.64V。 因此关断阶段电容 C9通过电阻 R13向 G极放电； 产品开关频率越高， 占空比越小， 即单位时间内关断时间长， 因此高频条件 C9放电时间长， 其自身电位也较低， 图 7测试了 C9电容上的电 压波形 （高压 72V， 输出负载 0.06A), 从该图可以看出 MOS管导通后， 电容电 压开始下降， 稳态后电容电压只有 IV， 其对应的驱动波形见图 9， 其中 T« 1.07 μ s、有效导通时间 Τοη^Ο.01 μ s (驱动电压大于开启门限为有效高电平，即 Vgs〉 3.3V), D=0.0093， 即该条件下 MOS管 99.06%的时间处于关断状态， 因此有效 放电时间常数 T2 R13*C9= 3.3ms,又其充电时间常数 Tl=R10*C9=332ms，故 T2 < <T1。 当减小充电时间常数 R10、 增加 R13值， 其带来的缺点同非稳态条件 下所述一致。

3 )当外界因素干扰控制信号（例如静电），开� �管在较短时间内被彻底关闭， 当干扰消失后， 产品需要经过软启动充电、 MOS 管导通至输出正常 （一般为输 出上升时间 0.5ms) 两段时间后方能进入稳态工作， 此时输出表现为掉电现象。 图 11测试了 PWB4805D-3W产品在高压、轻负载条件下，输入端 4KV静电干扰 后， 输出掉电波形， 该波形显示输入端静电时， 产品输出容易掉电， 严重时干扰 客户系统重启。以下详细介绍掉电原因：电路 原理见图 2，启动 12部分， R10=332 K Ω， C9取 1 μ f， R13=3.3 K Ω； 开关管采用 IRFR220,查规格书其门限为 2V-4V, 实测其 导通 门 限 V(th)=3.3V， 因 此 Vin=36V 时最快启 动 时 间 t = -R ₁₀ *C ₉ *ln(l -^^) =31.9 lms, 由于 R13的限流作用， 实际启动时间会略微

Vin 长于上述计算值， 实测约为 35ms， 因此当静电干扰关断 MOS管后， 产品若经过 软启动电路重新启动， 则关断时间必然变长， 产品输出表现为掉电现象。 该方案 减小 R10取值， 可以增强软启动补偿能力， 减小掉电风险， 然而受输入电压和 负载变化范围大的影响， 减小 R10难以兼容不同输入电压点和负载条件下的补 偿， 补偿强度过大时带来短路功耗增加、 启动电流增大， 补偿过小时又不能解决 上述问题。 发明内容

本发明的目的是提供一种自激振荡反激变换器 ，能够在实现软启动功能的同 时， 为产品的启动和稳态阶段提供合适的驱动补偿 ， 提高产品抗干扰能力和稳定 性， 同时扩大自激振荡反激变换器输入电压的设计 范围和负载的变化范围。

本发明的目的是通过以下技术措施实现的：

一种自激振荡反激变换器， 直流输入信号依次经过输入滤波电路、主功率 电 路和输出滤波电路后输出直流信号， 主功率电路包括主功率管和主变压器； 所述 输出的直流信号依次通过稳压电路、隔离光耦 和驱动控制电路对主功率管进行负 反馈控制以实现稳定输出，还包括带恒流源的 软启动电路， 该软启动电路连接在 所述输入滤波电路的输出端和所述驱动控制电 路之间；所述自激振荡反激变换器 上电后处于非稳态时，通过恒流源向带恒流源 的软启动电路充电， 软启动电压上 升到 MOS管门限值后 MOS管导通， 由于恒流源充电速度与软启动电容放电速 度平衡， 软启动电容持续不断向 MOS管提供驱动补偿， 实现启动正常； 所述自 激振荡反激变换器进入稳态以后，恒流源充电 速度与软启动电容放电速度维持平 衡， 软启动持续向 MOS管提供驱动补偿， 实现稳态正常工作。

作为本发明的一种实施方式，所述带恒流源的 软启动电路包括恒流源、第一 分压电阻、第二分压电阻和启动电容； 所述恒流源的阳极连接到自激振荡反激变 换器的电源输入端，所述恒流源的阴极依次通 过所述第一分压电阻和第二分压电 阻连接到自激振荡反激变换器的电源参考端， 所述启动电容与所述第一分压电阻 和第二分压电阻的串联支路相并联，所述第一 分压电阻和第二分压电阻的连接点 与所述主功率管的栅极相连接。

更优的，所述带恒流源的软启动电路还包括限 流电阻， 所述恒流源的阳极通 过所述限流电阻连接到自激振荡反激变换器的 电源输入端。

更优的，所述带恒流源的软启动电路还包括限 流电阻， 所述限流电阻连接在 所述恒流源的阴极与所述第一分压电阻和启动 电容的连接点之间。

作为本发明的一种实施方式， 所述的恒流源（D1A)为单一恒流源， 或恒流 源并联形式， 或恒流源与三极管、 稳压管、 电阻复合而成的恒流源， 或三极管和 电阻构成的恒流源。

与现有技术相比， 本发明具有以下优点：

本发明的优点之一： 提高变换器产品启动能力和带容性负载能力， 使产品在 满负载和带容性负载时能正常启动并稳定工作 。 表五列举了型号为 WRF4815P、 功率为 6W 的电源变换器的原方案与采用本发明技术方案 后的带容性负载能力 对比。

表五

从表五中可以看出，采用本发明的技术方案后 ， 变换器产品带容性负载能力 大大提高。

本发明的优点之二： 提高产品轻负载 （10%负载以下） 时输出电压稳定性， 降低反馈绕组在轻负载时能量偏低（轻负载时 电流较小， 耦合能量弱）带来的驱 动不足隐患； 同时使得自振荡反激变换器设计更大额定负载 电流成为可能。

本发明优点之三： 降低产品对变压器的工艺要求（反馈与输入耦 合系数要求 降低）， 降低对开关管门限一致性的要求， 提高了产品的可生产性。 图 10列举了 型号为 IRFR220的 MOS管不同批次之间的门限测试。 测试条件： Vgs=Vds和 Id=250 μ A, T=25°C， 从图中可以看出， MOS 管门限开启电压， 批次之间差异 较大， YG批次 MOS管门限高于 OM批次 MOS管门限， 因此其对反馈绕组能 量的需求也增加， 本发明技术， 为 MOS管提供了合适的补偿， 因此能可靠驱动 MOS管， 降低了对 MOS管导通门限的一致性要求。

本发明的优点之四： 提高产品抗干扰能力， 有效解决了输出掉电现象。 实验 中采用型号为 PWB4805D、功率为 3W的电源变换器产品为单片机供电，输入端 打 4KV静电时， 单片机复位， 该电源变换器输出掉电； 采用本发明的技术方案 改进后， 输入端打 4KV静电， 变换器产品输出正常， 单片机工作正常。

本发明的优点之五： 提高了自振荡反激变换器在宽输入电压范围 （4:1 ) 中适 应性。 由于恒流源的启动， 产品在低压、 标称、 高压时启动速度、 补偿强度得到 有效控制， 使得 MOS管驱动在全输入电压和全负载范围以及大容 性负载条件下 得到合理的补偿，有效解决了短路功耗、启动 电流等问题。表六列举了采用 0.5mA 的恒流源后， PWB4805D、 功率为 3W的电源变换器的短路功耗、 启动性能。 表六

对比表三， 可以看出其短路功耗大大下降， 产品具备长时间短路保护功能; 各输入电压点的启动电流较表三均减小， 标称时减小 67mA， 减小幅度 37% ， 降低客户开机启动电源限流风险。 附图说明

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步 的详细说明：

图 1为现有技术中自激振荡反激变换器的原理框� �；

图 2为现有技术中自激振荡反激变换器的电路原� �图；

图 3为本发明自激振荡反激变换器的原理框图；

图 4为本发明实施例一的电路原理图；

图 5为本发明实施例二种带恒流源软启动电路部� �的电路原理图； 图 6为本发明实施例三种带恒流源软启动电路部� �的电路原理图； 图 7为自激振荡反激变换器的软启动电路中启动� �容 C9的电压波形图； 图 8为型号为 PWB4805D、 功率为 3W的电源变换器低压、 满载时的 Vgs 驱动波形图；

图 9为型号为 PWB4805D、 功率为 3W的电源变换器轻载、 高压时的 Vgs 驱动波形图；

图 10为型号为 IRFR220的 MOS管的常温门限测试曲线图；

图 11为型号 PWB4805D、功率为 3W的电源变换器输入打 4KV静电时， 输 出电压波形图；

图 12为型号 PWB4805D、功率为 3W的电源变换器不带容性负载和带 1000 μ f容性负载时输出电压上升波形图；

图 13为恒流源并联形式的电路原理图；

图 14为恒流源、 电阻、 稳压管、 三极管构成的复合恒流源的电路原理图； 图 15为 PNP三极管、 电阻构成的恒流源的电路原理图；

图 16为单管驱动控制电路的电路原理图。 具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步 的详细说明。

如图 3所示，本发明的自激振荡反激变换器， 直流输入信号依次经过输入滤 波电路、主功率电路和输出滤波电路后输出直 流信号， 主功率电路包括主功率管 和主变压器； 所述输出的直流信号依次通过稳压电路、隔离 光耦和驱动控制电路 对主功率管进行负反馈控制以实现稳定输出， 还包括带恒流源的软启动电路， 该 软启动电路连接在所述输入滤波电路的输出端 和所述驱动控制电路之间；所述自 激振荡反激变换器上电后处于非稳态时，通过 恒流源向带恒流源的软启动电路充 电， 软启动电压上升到 MOS管门限值后 MOS管导通， 由于恒流源充电速度与 软启动电容放电速度平衡， 软启动电容持续不断向 MOS管提供驱动补偿， 实现 启动正常； 所述自激振荡反激变换器进入稳态以后， 恒流源充电速度与软启动电 容放电速度维持平衡，软启动持续向 MOS管提供驱动补偿，实现稳态正常工作。

参见图 ₄ ， 为本发明带恒流源软启动电路的自振荡反激变 换器第一实施例。 本实施例一中， 采用脉冲频率调制电路 13作为变换器的驱动控制电路， 本实施 例的实现电路主要包括以下几个组成部分： 输入滤波电路 11、 带恒流源软启动 电路 12、 脉冲频率调制电路 13、 主功率电路 14、 辅助电源 15、 输出滤波电路 16、稳压电路 17，其中输入滤波电路 11、脉冲频率调制电路 13、主功率电路 14、 辅助电源 15、输出滤波电路 16、稳压电路 17的电路结构与背景技术中图 2所示 电路的电路结构相同，本实施例与图 2所示电路的区别在于本实施例与图 2所示 电路的带恒流源软启动电路 12的电路组成结构不同：

本实施例中， 主功率电路 14中的主功率管采用 MOS管 TR1 , 主变压器采 用变压器 Tl， 变压器 T1包含有原边绕组 PI、 输出绕组 P2和正反馈绕组 P3。

输入滤波电路 11， 包括滤波电容 C0、 滤波电容 C1和滤波电感 L0， 其结构 为公知的 IT型滤波电路原理结构， 在此不详细说明。

带恒流源软启动电路 12， 包括恒流源 D1A、 第一分压电阻 R13、 第二分压 电阻 R14， 启动电容 C9。 恒流源 D1A的阳极接电源输入端， 恒流源 D1A的阴 极依次通过所述第一分压电阻 R13和第二分压电阻 R14连接到自激振荡反激变 换器的电源参考端，所述启动电容 C9与所述第一分压电阻 R13和第二分压电阻 R14的串联支路相并联， 所述第一分压电阻 R13和第二分压电阻 R14的连接点 与所述主功率管的栅极相连接。 下面详细介绍该电路的工作原理：

启动阶段： 当接入输入电压时， 电压经恒流源向启动电容 C9充电， 经过时 间 _{ί =} ^ (其中 υ _ώ 为 MOS管 TR1的启动门限， C为启动电容 C9的容量， i为恒流 c * i

源 D1A工作区的恒定电流） 后启动电容 C9电压达到 MOS管 TR1的门限电压， 实 现开机软启动功能， 在输出电压正式建立之前， 即非稳态时期， 一方面启动电容 C9通过第一分压电阻 R13向 MOS管 TR1提供能量， 另一方面恒流源 D1A及时为 启动电容 C9提供能量， 选用合适的恒流源 D1A即可以满足启动电容 C9充放电的 能量平衡， 由于启动电容 C9的能量补偿， 使得正反馈绕组 P3只需要极少的能量 就能完成自激振荡过程， 从而避免了间歇式振荡的发生， 使产品启动正常。

正常工作阶段： 当输入电压变化或者输出负载变化时， 正反馈绕组 P3耦合 能量发生变化， 由于启动电容 C9通过第一分压电阻 R13为 MOS管 TR1的驱动 提供的能量与恒流源 D1A为启动电容 C9提供的能量持平， MOS管 TR1驱动得 到有效补偿，对正反馈绕组 P3耦合能量要求大大降低，确保正反馈绕组 P3自激 振荡正常，提高了产品在不同输入电压和不同 负载条件下输出电压的稳定性。表 七为型号为 PW4805D、功率为 3W的电源变换器，恒流源 D1A采用 0.5mA的恒 流源后， 启动电容 C9在不同输入电压和负载条件下的电压值， 对比表二、表四， 采用本发明技术后， 启动电容 C9上的电压基本稳定， 变化范围仅 2.4V, 避免了 原方案中电阻 R10取值不同造成的 MOS管驱动过补偿和欠补偿。

表七

脉冲频率调制电路 13包括： 电阻 R6、 电阻 R9、 电阻 Rll、 电阻 R111,电容 C5、 电容 C6、 电容 C12， NPN型三极管 TR2、 PNP型三极管 TR3。 电容 C6与 电阻 Rll、 电阻 Rlll、 电阻 R6依次串联， 串联电路的一端接入正反馈绕组 P3 的同名端， 另一端接入三极管 TR2的集电极。 电容 C5与电阻 R9并联， 并联电 流的一端接入三极管 TR2的基极， 另一端接入三极管 TR3的集电极。 电容 C12 与电阻 R111 并联， 并联电路的一端接入三极 TR3 的发射极， 另一端接入三极 TR3的基极。 其工作原理为： 正反馈绕组 P3、 电容 C6、 电阻 R11支路通过与主 功率变压器 T1原副边耦合， 构成自激振荡回路， 控制 MOS管 TR1导通关断； 同时电流环电阻 R5支路、电压环光耦 OC1支路通过由三极管 TR2、三极管 TR3 双管驱动控制电路调节开关管导通占空比， 使产品输出正常。

主功率电路 14，包括变压器 T1的原边绕组 Pl、输出绕组 P2， MOS管 TR1、 限流电阻 R5， 吸收电容 C14， 输出整流二极管 Dl， 实现电源能量的转换、 传递 以及输入与输出隔离。

辅助电源 15， 包括正反馈绕组 P3、二极管 D3， 其工作原理为反馈绕组同名 端为正时二极管 D3导通， 为光耦提供能量。

输出滤波电路 16， 包括电容 C3， 也可采用其它现有滤波电路， 具体可按有 关技术手册选定。

稳压电路 17， 主要包括稳压器 ADJ, 其通过光耦 OC1连接到主功率电路及 辅助电源 15及脉冲频率调制电路 13， 在此不再赘述。

以下对另外两种实施例简要进行说明， 其中仅示出带恒流源软启动电路部 分， 其他部分的接法与图 4所示电路相同。 图 5为本发明实施例二的带恒流源软启动电路部� �，其与实施例一的区别在 于本实施例的带恒流源软启动电路中恒流源 D1A与电源输入端之间串联了用于 限制最大电流的限流电阻 R1A， 该电阻可以限制启动电路最大电流， 同时降低 恒流源两端的分压。

图 6为本发明实施例三的带恒流源软启动电路部� �，其与实施例二所示电路 的区别仅在于本实施例的带恒流源软启动电路 中的用于限制最大电流的限流电 阻 R1A的接入位置发生变化， 限流电阻 R1A连接在所述恒流源 D1A的阴极与 第一分压电阻 R13和启动电容 C9的连接点之间

需要说明的是上述恒流源可以有多种组成方式 ，其可以是现有技术中的恒流 源并联形式， 如图 13; 现有技术中的恒流源与三极管、 稳压管、 电阻复合而成 的恒流源， 如图 14其恒流输出为 Io= (V _2D — V _BE1 ) / R; 亦可以是现有技术中的三 极管和电阻构成的恒流源， 如图 15， 其恒流输出 Io = V _te /R ₅ 。 ₅ 等等。

除上述说明的几种实施电路外，本行业技术人 员通过以上描述与附图举例能 自然联想到的其它等同应用方案， 例如变换器的驱动控制电路采用如图 16中， 由三极管 TR2、 电阻 R6、 电容 C5和电阻 R9组成的单管驱动控制电路取代上述 实施例中的脉冲频率调制电路等，对于本技术 领域的普通技术人员来说， 在不脱 离本发明原理的前提下，对本发明进行若干的 改进和修饰落入本发明权利要求的 保护范围内。