Stand der Technik

Die Erfindung geht aus von einem Sensor mit einem schwingfähigen System, mit einem Antrieb zur Erregung einer Antriebsschwingung des schwingfähigen Systems. Der Sensor weist eine Messauslenkung mit einer ersten Phasenbeziehung zur Antriebsschwingung, eine Störauslenkung mit einer zweiten Phasenbeziehung zur Antriebsschwingung und einen gemeinsamen Signalpfad von Messauslenkung und Störauslenkung auf. Der Sensor weist weiter eine Regelung zur phasenempfindlichen Detektion und Unterdrückung der Störauslenkung auf.

Drehratensensoren stellen in heutigen Sicherheitssystemen im Kraftfahrzeug das Herzstück der erforderlichen Sensorik dar. Daraus resultieren hohe Anforderungen an die Überwachbarkeit des Sensors. Diesen Drehratensensoren liegt als Messprinzip die Nutzung des Corioliseffekts zugrunde. Die Corioliskraft entsteht, wenn sich ein Körper der Masse m mit der Geschwindigkeit v bewegt und senkrecht zur Bewegungsrichtung eine Drehrate Ω wirkt (Fc _ono ii _s =2mvxΩ). Dazu werden, wie bei Vibrationsgyrometern bekannt, Teile einer Sensorstruktur in eine Schwingung (Primärschwingung) in eine Richtung versetzt. Bei einer senkrecht zur Primärschwingung auftretenden äußeren Drehrate entstehen Corioliskräfte gemäß dem Vektorprodukt vxΩ , die eine Schwingung (Sekundärschwingung) senkrecht zu beiden Vektoren v und Ω von Teilen der Sensorstruktur bewirken. Die Ursache dieser Schwingung ist geschwindigkeitsproportional (Rate). Durch Imperfektionen in der mechanischen Sensorstruktur kann es zu Überkopplungen von Primärschwingung zur Sekundärschwingung kommen. Die Ursache dieses Überkoppelns ist wegproportional (Quadratur).

In bestehenden Systemen wie zum Beispiel in der deutschen Patentschrift DE 4447005 beschrieben, werden geeignete Signale in das Sensorsystem so eingespeist, dass sie das mechanische Messelement auslenken und am Drehratenausgang eine Selbsttest (engl.: Built-In- Test, BITE;)-Antwort erzeugen, die dem Drehratensignal überlagert ist. Dieser Test ist von außen auslösbar.

In der deutschen Patentanmeldung DE 102 37 411 Al ist ein Drehratensensor beschrieben, bei dem die Quadratur durch Kompensationselektroden, welche dynamische Kraftwirkungen auf das Corioliselement ausüben, vermindert wird.

In der nicht vorveröffentlichten deutschen Patentanmeldung DE 102004061804 ist die Unterdrückung der Quadratur an Kompensationselektroden mittels eines elektrischen Signals beschrieben, welches aus einer Steuerung und einer Regelung stammt.

Vorteile der Erfindung

Die Erfindung geht aus von einem Sensor mit einem schwingfähigen System, mit einem Antrieb zur Erregung einer Antriebsschwingung des schwingfähigen Systems. Der Sensor weist eine Messauslenkung mit einer ersten Phasenbeziehung zur Antriebsschwingung, eine Störauslenkung mit einer zweiten Phasenbeziehung zur Antriebsschwingung und einen gemeinsamen Signalpfad von Messauslenkung und Störauslenkung auf. Der Sensor weist weiter eine Regelung zur phasenempfindlichen Detektion und Unterdrückung der Störauslenkung auf. Der Kern der Erfindung besteht darin, dass Mittel für einen Selbsttest des Signalpfades vorgesehen sind, mittels derer eine Störauslenkung induziert wird. Vorteilhaft ist hierdurch ein Selbsttest des Sensors möglich, der sich des Störsignals bedient und dabei das Meßsignal im Wesentlichen nicht beeinflusst. Dies ist möglich weil Meßsignal und Störsignal denselben zu bewertenden Signalpfad durchlaufen, aber unterscheidbar sind durch phasenempfindliche Auswertung. Vorteilhaft ist hierdurch ein

Selbsttest jederzeit, insbesondere auch während des normalen Messbetriebs des Sensors möglich.

Vorteilhaft ist, dass der Sensor ein mikromechanischer Sensor, insbesondere ein Drehratensensor ist, wobei das schwingfähige System einen mechanisch ausgestalteten

Messwertaufiiehmer beinhaltet. Mikromechanische Sensoren mit angetriebenem Schwinger weisen das Störsignal der Quadratur auf, welches für einen genauen Messbetrieb unterdrückt werden muss und das vorteilhaft für den Selbsttest genutzt werden kann.

Eine vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, dass die Mittel für den Selbsttest des Signalpfades derart vorgesehen sind, dass die Störauslenkung auf einen bestimmten Wert ungleich Null einstellbar ist. Vorteilhaft wird zu dem unterdrückten und im Idealfall auf Null zurückgeführten Störsignal durch beabsichtigten Fehlabgleich ein Störsignal bekannter Größe hinzugefügt, was eine quantitative Bewertung des Sensors im Selbsttest anhand des Selbsttest- Antwortsignals ermöglicht.

Vorteilhaft ist, dass Mittel zur Auswertung des Selbsttestes vorgesehen sind, derart dass die induzierte Störauslenkung mit einem hinterlegten Wert vergleichbar ist. Hierdurch kann die zeitliche Änderung des Sensorsignalpfades, wie sie beispielsweise infolge von Alterung auftritt, überwacht werden.

Eine vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, dass der Sensor einen zusätzlichen Signalpfad mit dem Signal der Störauslenkung aufweist, insbesondere mit einem Filter mit der Bandbreite des Signals der Störauslenkung in diesem zusätzlichen Signalpfad. Vorteilhaft kann hierdurch das Störsignal im Selbsttest optimal ausgewertet werden, wenn Störsignal und Meßsignal eine unterschiedliche Bandbreite aufweisen.

Zusammenfassend lassen sich die Vorteile wie folgt darstellen. Die Erfindung hat gegenüber dem zuvor beschriebenen Stand der Technik den Vorteil, dass die Selbsttestantwort dem

Drehratensensorausgangssignal nicht überlagert ist, die komplette Sensorfunktion inklusive Empfindlichkeit getestet wird und die Selbsttest-Antwort vor dem Ausgangstiefpassfilter mit höherer Bandbreite ausgelesen werden kann.

Das durch den Selbsttest induzierte Signal ist dem Meßsignal, insbesondere einem

Drehratensignal nicht überlagert. Der Selbsttest kann prinzipiell während des Sensorbetriebes stets aktiv sein. Durch den Selbsttest wird die komplette Sensorfunktion einschließlich der Empfindlichkeit getestet. Der Selbsttest weist eine hohe Testgenauigkeit auf, da durch Einleitung des Selbsttestsignals direkt im Sensorelement exakt in Phase mit der Antriebsauslenkung eingespeist wird. Das Antwortsignal des Selbsttests kann an einem eigenen

Ausgang mit passender Bandbreite ausgelesen werden. Insbesondere kann in dem hier beispielhaft beschriebenen Drehratensensor die Selbsttest-Antwort (BITE-Antwort) vor dem Ausgangstiefpassfilter getrennt in RATE- und QUAD-Kanal mit höherer Bandbreite ausgelesen werden, daher ist höhere BITE-Frequenz möglich.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Zeichnung

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert.

Fig. 1 zeigt einen Drehratensensor mit Kraftkompensation im Stand der Technik. Fig. 2 zeigt einen Drehratensensor mit Kraftkompensation und Selbsttest im Stand der Technik. Fig. 3 zeigt einen erfindungsgemäßen Drehratensensor mit Selbsttest durch gesteuerte Quadraturkompensation.

Fig. 4 zeigt die Funktion der Spannungs-Kraft Wandlung an einem Plattenkondensator. Fig. 5 zeigt schematisch eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Sensors.

Beschreibung von Ausführungsbeispielen

Anhand der im Folgenden beschriebenen Ausführungsformen soll die Erfindung detailliert dargestellt werden.

Bei Vibrationsgyrometern wird zur Bestimmung einer äußeren Drehrate der Corioliseffekt ausgenutzt. Dazu ist es zunächst erforderlich, einer beweglichen Massestruktur eine Geschwindigkeit zuzuordnen. Dies erfolgt durch elektronische Mittel, die in Verbindung mit der mechanischen Struktur einen Oszillator (Antriebskreis) bilden, dessen Schwingamplitude begrenzt wird. Die bei einer äußeren Drehrate sich ergebende geschwindigkeitsproportionale Corioliskraft:

F _c = 2mvxΩ

(amplitudenmoduliertes Signal mit der Resonanzfrequenz der Primärschwingung) wird über eine Frontendschaltung ausgewertet und nach Synchrondemodulation und Filterung als elektrisches Signal zur Verfugung gestellt.

Durch Imperfektionen im mechanischen Sensorelement entsteht ein wegproportionales

Störsignal (Quadratur) bei der Resonanzfrequenz der Primärschwingung. Dieses Störsignal ist um 90° phasenverschoben zum geschwindigkeitsproportionalen Coriolissignal. Dieses Störsignal muss durch elektrische Mittel unterdrückt werden, damit es am Ausgang nicht sichtbar wird.

Fig. 1 zeigt einen Drehratensensor mit Kraftkompensation im Stand der Technik. Dargestellt ist schematisch eine Ausführungsform einer Auswerteelektronik. Der Drehratensensor umfasst einen Oszillator-/Antriebskreis 1000 und einen Auswerte-/Detektionskreis 1100.

Im Oszillator-/Antriebskreis 1000 der hier schematisch als Regelkreis dargestellt ist, erfahrt ein mechanischer Schwinger 100 eine mechanische Antriebskraft, die durch eine Übertragungsfunktion F mech antrieb, Fma repräsentiert ist. Der mechanische Schwinger wird daraufhin ausgelenkt und die Auslenkung in einem Wandler KaI in ein elektrisches Signal gewandelt. Das elektrische Signal der Auslenkung wird auf eine Antriebseinheit 110 gegeben, die ein elektrisches Antriebssignal zur Erzeugung einer elektrischen Antriebskraft generiert, die durch eine Übertragungsfunktion F ei antrieb, Fea repräsentiert ist. Das elektrische Antriebssignal wird einem Wandler Ka2 zugeführt und in eine mechanische Antriebskraft gewandelt. Zur Ausbildung einer Oszillatorschaltung (Antriebskreis) 1000 für eine mit begrenzter Amplitude angetriebene seismische Masse wird ein Phasenregelkreis PLL (engl.: phase-locked-loop, PLL) zur Sicherstellung der Schwingbedingung und eine Regelung AGC

(engl.: automatic gain control, AGC) zur Regelung einer konstanten Antriebsspannung Ua eingesetzt. Der Phasenregelkreis PLL erhält die Phaseninformation des elektrischen Signals der Auslenkung und erzeugt daraufhin ein Phasensignal für den Antrieb 110. Die Regelung AGC erhält das elektrische Antriebssignal, die Antriebsspannung Ua und regelt daraufhin die die Amplitude im Antrieb 110.

Die Auswertung erfolgt gemäß Fig. 1 mit dem Prinzip der Kraftkompensation, einem so genannten „closed-loop" Prinzip. Dabei wird die Auslenkung der seismischen Masse infolge von Kraftwirkungen durch Coriolis-effekte F _c oder Quadratur F _Q , mittels einer im Sensor erzeugten mechanischen Kraft F mech detektion auf Null zurückgeführt. Die Kräfte F _c und F _Q

bilden zusammen mit einem Rückkopplungssignal, auf das später eingegangen wird, eine resultierende Kraft F mech detektion die auf ein Sensorelement (Corioliselement) 120 wirkt, welches mit dem mechanischen Schwinger 100 verbunden ist. Infolge dieser mechanischen Kraft kommt es zu einer mechanischen Auslenkung des Sensorelementes 120. Diese Auslenkung wird in einem Wandler KdI in ein elektrisches Auslenkungssignal gewandelt und einer Regelung 130 zugeführt, in ein Regelsignal für eine elektrische Kraft F el detektion (Fed) gewandelt wird. Das Ausgangssignal der Regelung 130, nämlich das Rückkopplungssignal wird einem Wandler Kd2 zugeführt und in eine mechanische Kraft zur Rückführung der Auslenkung des Sensorelementes 120 auf Null gewandelt. Diese mechanische Kraft wirkt wieder auf das Sensorelement 120. Das Regelsignal bildet das Sensorsignal 1, welches in einem weiteren Signalpfad einem Ausgang zugeführt wird. Das Sensorsignal 1 erfährt in diesem Signalpfad eine Synchrondemodulation mit dem Phasensignal 10 des elektrischen Antriebssignals. Die Unterdrückung der wegproportionalen Störsignale (Quadratur), die aus Kraftwirkungen von F _Q herrühren, erfolgt durch eben diese Synchrondemodulation. Danach erfolgt eine Ausgangsfϊlterung im Filter F ausgang (Fa) 140. Im Ergebnis entsteht ein Meßsignal RATE am RATE-Ausgang. Gemäß diesem Drehratensensor im Stand der Technik werden die wegproportionalen Störsignale (Quadratur) am Sensorausgang unterdrückt, aber nicht ursächlich kompensiert. Zwischen den mechanischen und elektrischen Komponenten vermitteln die elektromechanischen Wandlungsfaktoren Ka ₁ und Kd ₁ ; i = 1,2 in Antriebs- und Auswertekreis. Dabei kann es sich beispielsweise um Kondensatorstrukturen handeln.

Fig. 2 zeigt einen Drehratensensor mit Kraftkompensation und Selbsttest im Stand der Technik. Wie in der deutschen Patentanmeldung DE 4447005 beschrieben und in Fig. 2 prinzipiell dargestellt, wird basierend auf dem in Fig. 1 beschriebenen Auswerteprinzip ein Selbsttest (engl.: build in test, BITE) umgesetzt, der den gesamten Sensorsignalpfad testet. Dazu wird ein wegproportionales Antriebsdetektionssignal 2 aus einem Oszillator-/Antriebskreiskreis 2000 über einen Verstärkungsfaktor K in einen Auswerte-/Detektionskreis 2100 zugeleitet. Das zugeleitete Signal IN nach dem Verstärkungsfaktor K hat die Form:

IN = KaI * Fma * KaI * Ua * K Als Ergebnis erhält man eine Selbsttestantwort (BITE-Antwort) des Sensors, die dem Drehratensignal überlagert ist. Die BITE-Antwort am RATE-Ausgang OUT ist gegeben durch:

OUT ~ Ua *K * ^Ka2 * ^Fma * ^Kaλ

Kd2 *Fmd *Kd\

Diese Antwort ist abhängig von den mechanischen Übertragungsfunktionen Fma, Fmd und vom Verhältnis der elektromechanischen Wandlungsfaktoren (Ka ₁ und Kd ₁ ; i = 1,2) im Antriebs- und Auswertekreis. Insbesondere das Verhältnis der mechanischen Übertragungsfunktionen Fma zu Fmd kann sich ändern. Die mechanischen Übertragungsfunktionen Fma, Fmd können aufgrund unterschiedlicher Betriebsarbeitspunkte streuen und sich über Alterung in ihren Werten unterschiedlich ändern. Hierdurch ist eine Bewertung von Empfϊndlichkeitsfehlern nur mit eingeschränkter Genauigkeit möglich. Wie in Fig. 2 dargestellt, kann über ein von extern zugänglichen Testeingang BITE die Selbsttestfunktion aktiviert werden. Dies kann einmalig oder zyklisch erfolgen.

Ein weiterer Nachteil ist die Überlagerung von zu erfassender physikalischer Messgröße und Testsignal am Drehratenausgang, da das resultierende Ausgangssignal nur über aufwendige Berechnungen (Interpolation der Drehrate) wieder in Testsignal und Drehrate zerlegt werden kann. Es ist daher vorteilhaft, dass das Ausgangssignal keine Überlagerung von Drehrate und Testantwort aufweist.

Die vom Meßsignal, nämlich der Drehrate geforderte und durch das Ausgangsfϊlter (F ausgang) eingestellte Bandbreite limitiert die dynamischen Eigenschaften eines derart umgesetzten Selbsttestes, was sich ebenfalls als nachteilig erweisen kann.

Die Erfindung schafft nun gegenüber dem zuvor beschriebenen Stand der Technik einen Selbsttest, bei dem die Selbsttestantwort dem Drehratensensorausgangssignal nicht überlagert ist und die komplette Sensorfunktion inklusive Empfindlichkeit getestet wird. Die Selbsttestantwort (BITE-Antwort) kann in einer vorteilhaften Ausgestaltung vor dem Ausgangstiefpassfilter mit höherer Bandbreite ausgelesen werden.

Fig. 3 zeigt einen erfindungsgemäßen Drehratensensor mit Selbsttest durch gesteuerte Quadraturkompensation. Dargestellt ist eine erfindungsgemäße Ausführungsform des Selbsttests am Beispiel eines Drehratensensors. Der Drehratensensor weist einen Oszillator/- Antriebskreis 3000, einen Auswerte-/Detektionskreis 3100 und eine Regelung zur

Quadraturkompensation auf. Der Oszillator/-Antriebskreis 3000 ist ähnlich wie in Fig. 1 realisiert. Gleich bezeichnete Elemente wirken genauso, wie unter Fig. 1 beschrieben. Die Regelung AGC regelt jedoch hier eine konstante mechanische Auslenkung x und nicht wie in Fig. 1 eine konstante Antriebsspannung Ua. Für die Regelung der Auslenkung x in der Regelung AGC wird ein Sollwert AGC SoIl 360 vorgegeben. Die Signale werden nach einer

Analog-Digital- Wandlung mittels eines Frontend-Antriebs-ADU (Faa) 370 digital weiter verarbeitet und über einen DAU 380 wieder von einem digitalen Signal in eine analoge Antriebsspannung gewandelt. Ein Phasenregelkreis PLL liefert wie in Fig. 1 die korrekte Phasenbeziehung (p _Rate für die Oszillatorschaltung 3000 und schaltet damit über ein Schaltelement das elektrische Antriebssignal mit phasenrichtig auf den Wandler Ka2. Der Phasenregelkreis PLL liefert an insgesamt zwei Ausgängen ein Phasensignal (p _Rate für die geschwindigkeitsproportionalen Messsignale RATE, nämlich die Drehrate und ein Phasensignal φ _Quad für die wegproportionalen Störsignale (Quadratur) QUAD.

Die Wandlung des Coriolissignals infolge einer Corioliskraft F _c und des Störsignals infolge der Quadratur, repräsentiert durch F _Q erfolgt über einen Auswerte-/Detektionskreis 3100 mit Kraftkompensation („closed-loop" Prinzip), der im gezeigten Bild zugleich eine Analog/Digitalwandlung vornimmt. Da das Meßsignal (Coriolissignal F _c ) und das Störsignal (Quadratur F _Q ) um 90° phasenverschoben zueinander sind, kann das Störsignal QUAD und das Coriolissignal RATE durch Synchrondemodulation mit der jeweils richtigen Phasenlage voneinander getrennt werden. Eine mechanische Auslenkung des Corioliselements 120 aufgrund einer Kraft F mech detektion, repräsentiert durch die Übertragungsfunktion Fmd) wird mittels eines Wandlers KdI in ein elektrisches Auslenkungssignal gewandelt. Das elektrische Auslenkungssignal wird in einem Analog-Digital-Umsetzer 385 mit Regler in ein digitales Auslenkungssignal gewandelt. Das digitale Auslenkungssignal wird einem Digital-

Analog-Umsetzer 390 zugeführt, der daraus ein Detektionsrückkoppelsignal erzeugt. Das Detektionsrückkoppelsignal wird einem Wandler Kd2 zugeführt und in eine mechanische Kraft zur Rückführung der Auslenkung des Corioliselements 120 auf Null gewandelt. Diese mechanische Kraft wirkt wieder auf das Corioliselement 120.

Weiterhin wird das digitale Auslenkungssignal zur Auswertung in zwei weitere Signalpfade geführt. Nach einer Demodulation mit dem Phasensignal φ _Rate wird das aus dem digitalen Auslenkungssignal demodulierte Coriolissignal RATE auf eine digitale Ausgangsschaltung 360 gegeben, wo eine Filterung durchgeführt wird. Nach einer Demodulation mit dem Phasensignal (pQ _uad wird das aus dem digitalen Auslenkungssignal demodulierte Störsignal QUAD auf einen

Regler 330 gegeben, der wiederum einen DA- Wandler 320 ansteuert, der direkt am Sensorelement ein Gleichspannungssignal anlegt, das dem Störsignal entgegenwirkt. Dieses Gleichspannungssignal wird an Elektroden zur Kompensation der Quadratur im mechanischen Sensorelement angelegt. Überstreicht eine bewegliche Struktur (Elektrode) nun eine feststehende (Gegen-)Elektrode, so ergeben sich, wie in der deutschen Offenlegungsschrift

DE 10237411 beschrieben, wegproportionale elektrostatische Kräfte, die den Störsignalen entgegenwirken und diese unterdrücken. Diese elektrostatische Kraft berechnet sich zu:

ε * h * x

FeI = * U ²

2 *d

FeI = KeI* x*U ²

Wird der Regler 330 vorteilhaft mit Integralanteil ausgelegt, so wird das Störsignal bis auf quantisierungsbedingte Effekte ideal unterdrückt. Dieser Quadraturkompensationsregelkreis könnte auch rein analog ausgelegt sein, was aus Flexibilitätsgründen und aufgrund des Nachteiles von Driftproblemen bei Analogschaltungen nicht umgesetzt wurde.

Bei einer digitalen Auslegung, wie in Fig. 3 beschrieben, bleibt quantisierungsbedingt ein Restfehler übrig, der in Verbindung mit einem Phasenversatz bei der Demodulation am Rate- Ausgang zu einem Offset führt. Zeitliche Änderungen des Reglerausganges, die im Nutzbandbereich des Ausgangsfϊlters der Backendschaltung 360 liegen, ergeben bei einer fehlerhaften Demodulation Rauschen am Drehratenausgang. Die Auflösung des DAU 320 muss daher so gewählt sein, dass das geforderte Ausgangsrauschen nicht überschritten wird.

Mikromechanische Sensorelemente haben mitunter durch fertigungsbedingte Prozessstreuungen große Toleranzen in den wegproportionalen Störsignalen. Die Anforderungen an die Auflösung des DAU 320 steigen in dem Maße, wie der Fangbereich für das Störsignal bei gleich bleibender Rauschanforderung des Gesamtsensors zunimmt.

Dieses Problem wird dadurch umgangen, dass die Regelung mit einem Störsignalabgleich kombiniert wird. Eine solche Regelung mit Steuerung ist in der deutschen Patentanmeldung DE 102004061804 eingehend beschrieben. Zur Quadraturkompensation wird in einem ersten Schritt das Störsignal grob abgeglichen. Die Abgleichdaten werden in einem Speicher PROM abgelegt und über einen DA-Umsetzer 300 als Gleichspannung auf eine Elektrode des

Sensorelementes gebracht. Die Spannungs-Kraft- Wandlung erfolgt elektrostatisch über den sich durch die Elektrode auf der einen und die bewegliche Struktur auf der anderen Seite ergebenden Plattenkondensator. Wie in Fig. 4 dargestellt ergibt sich dabei ein quadratischer Zusammenhang. Der Quadraturabgleich wird so ausgelegt, dass über den DAU 320 der quadratische Spannungs-Kraft-Zusammenhang so kompensiert wird, dass sich äquidistante

Abgleichschritte bezüglich der eingespeisten Kraft, d.h. der eingespeisten Quadratur ergeben. Der quadratische Spannungs-Kraft-Zusammenhang ist in Fig. 4 dargestellt.

Fig. 4 zeigt die Funktion der Spannungs-Kraft Wandlung an einem Plattenkondensator. Es ist ersichtlich, dass sich abgleichabhängig in verschiedenen Arbeitspunkten Abgl l bzw. Abgl_2 bei gleicher Änderung ΔU Q der Reglerausgangsspannung signifikant unterschiedliche Fangbereiche ΔF 1 bzw. ΔF 2 wie in diesem Beispiel dargestellt zur Unterdrückung der Störsignale ergeben. Dieser Effekt wird dadurch kompensiert, dass nach Fig. 3 der Fangbereich der Regler-D AU 320 je nach Arbeitspunkt angepasst wird. Dazu wird eine Abgleichinformation, die in einem PROM zur Verfügung steht, über eine Zuordnungstabelle LUT (engl.: Look-up-table, LUT) mit einer abgleichabhängigen Anpassung des Fangbereiches des Regler-D AU 320 verknüpft. Die Zuordnungstabelle LUT liefert dazu abgleichabhängig ein Digitalwort, das im DAU 310 DA-gewandelt wird. Dieser Analogwert definiert den Fangbereich des Regler-DAU 320. Der Quadraturegler hat somit abgleichunabhängig stets denselben Fangbereich. Durch die Kombination von Abgleich und Regelung reduziert sich der Fangbereich des Reglers 330 und damit die Anforderung an die Auflösung des Regler-DAU 320, ohne dabei den gesamten Fangbereich des zu unterdrückenden Störsignals zu reduzieren.

Diese Topologie wird erfindungsgemäß für die Umsetzung eines Selbsttestes genutzt. Der Quadraturabgleichwert 305 wird, veranlasst durch ein Signal 345 mit der Größe n aus einer Logikschaltung 340 um n Quantisierungsstufen (nQ) entweder erhöht oder erniedrigt. Gleichzeitig wird der Quadratur-Regelkreis aufgetrennt, indem der Wert des Reglerausganges 335 mittels eines Steuersignals 350 aus der Logikschaltung 340 eingefroren wird. Dadurch wird eine exakt auslenkungsabhängige (Modulation direkt in der Mechanik) elektrostatische Kraft (Quadratur) in den Auswertekreis eingespeist, die jetzt nicht mehr durch den Regler 330 unterdrückt wird. Das Selbsttestsignal IN ergibt sich hier zu:

IN = Kel * nQ* x

Die Selbsttestantwort kann nach der Demodulation mit dem Phasensignal der Quadratur φ _Quad und Filterung in einem digitalen Filter df2 beispielsweise über eine serielle Schnittstelle SPI ausgelesen werden. Die Bandbreite dieses Filters df2 kann viel größer als die Bandbreite des Ausgangsfilters im digitalen Backend gewählt werden, um das Quadratursignal mit höherer Dynamik auslesen zu können. Diese BITE-Antwort ergibt sich unter der Annahme, dass sich stressbedingt das gefilterte Quadratursignal OUT des Sensors über Alterung nicht ändert, zu:

Kel *nQ*df2

OUT - AGC SoIl *-

Faa *Kal * Kd2 *DAU det

In die BITE-Antwort gehen nun nicht mehr die mechanischen Übertragungsfunktionen direkt ein, sondern nur noch elektromechanische Übertragungsfaktoren und Elektronikverstärkungen, die sich temperatur- und alterungsabhängig nur gering verändern. Das gefilterte Quadratursignal OUT kann beispielsweise über eine serielle SPI-Schnittstelle ausgelesen und mit einem hinterlegten früheren Wert oder Sollwert verglichen werden. Eine Änderung des gefilterten Quadratursignals OUT gibt Aufschluss über den Zustand des Sensors.

Zu dieser Erfindung sind verschiedene Ausführungsformen denkbar: Eine erste

Ausführungsform beinhaltet, wie oben geschildert einen eigenen Signalweg mit angepasster Bandbreite an das Quadratursignal QUAD.

Gemäß einer zweiten Ausgestaltung kann über das digitale Filter dfl ebenfalls mit erhöhter Dynamik (Bandbreite Filter 1 > Bandbreite Ausgangsfilter im digitalen Backend) überprüft werden, ob die BITE-Antwort in diesem Pfad erwartungsgemäß unterdrückt wird. Hier würden Änderungen in der Phasenlage der Demodulationssignale erkannt werden. Diese Überprüfung der BITE-Antwort kann auch über das digitale Backend erfolgen, allerdings mit geringerer Dynamik.

Nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung kann die Größe des beim Selbsttest eingespeisten Störsignale nQ so gewählt werden, dass durch das Anlegen der BITE-Spannung selbst verursachte Mitkoppeleffekte in der Mechanik und damit Einflüsse auf die Phasengenauigkeit vernachlässigbar werden. Dadurch ist ein ständiger Selbsttest bei gleichzeitigem Messbetrieb möglich.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird die BITE-Antwort im Quadratur-Pfad erfindungsgemäß entweder auf seinen Neuteilezustand überwacht oder es kann über einen BITE-Abgleich auf einen Zielwert abgeglichen werden, der dann überwacht wird. Bei einer Neuteilzustandsüberwachung muss dieser Wert in einem geeigneten Speichermedium chipextern (z.B. EEPROM) oder chipintern abgelegt werden.

Die Überwachungsfunktionen können über einen Mikro-Controller durchgeführt werden. Dieser setzt den Trigger für den Selbsttest. Dazu wird über eine serielle SPI-Schnittstelle eine Logik

340 angesteuert, die wiederum den Quadraturabgleich um nQ verändert und den Reglerwert einfriert.

Ändert sich über Lebensdauer die Größe des aus der Mechanik kommenden Quadratursignals, so muss der Quadraturregler gemäß seiner Funktion seinen Ausgangswert verändern, um diesen Effekt zu kompensieren. Die sich dadurch ergebende Verschiebung des Arbeitspunktes und damit verbundenen Änderung der Selbsttestantwort, kann rechnerisch im Mikro-Controller kompensiert werden, wenn der Reglerwert ausgelesen wird. Somit ist es möglich, die Sensorfunktion mit guter Genauigkeit zu überwachen. Dies ist in einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung vorgesehen.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, den Selbsttest nur bei Inbetriebnahme (Einschalten) einmalig oder zyklisch während des Normalbetriebes zu setzen.

Bei einem zyklischen Setzen des Selbsttestes ist es sinnvoll, die BITE-Frequenz so zu wählen, dass die BITE- Antwort über die Bandbreite der Filter 1, 2 erfasst werden kann, und sie auf Nullstellen des Backend- Ausgangsfilters liegt, damit nicht Einschwingvorgänge auf den Drehratenausgang durchschlagen.

Eine weitere Möglichkeit beim zyklischen Setzen des Selbsttestes besteht darin, das eingespeiste Quadratur-Störsignal so klein zu wählen, dass eventuelle Einschwingvorgänge am Drehratenausgang bei Normalfunktion unterhalb der vom übergeordneten Gesamtsystem geforderten Auflösung liegt.

Als zusätzliche Ausgestaltung der Erfindung beim zyklischen Setzen des Selbsttestes ist vorgesehen, dass eventuelle Einschwingvorgänge mit der BITE-Frequenz am Drehratenausgang über eine im Mikro-Controller umgesetzte zusätzliche digitale Filterung unterdrückt werden.

Wird der Selbsttest nur bei Inbetriebnahme (Einschalten) des Sensors durchgeführt, so kann die Überwachung während des Normalbetriebes dadurch ergänzt werden, dass Reglerausgänge des

Auswerteschaltung ausgelesen und auf Neuteiletoleranz im Mikro-Controller überwacht werden. Zusätzlich können Anschlagsüberwachungen in den verwendeten Regelkreisen die Überwachung während des Normalbetriebes komplettieren.

Fig. 5 zeigt schematisch eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Sensors. Ein Sensor 500 enthält ein schwingfähiges System 510, einen Antrieb 520, eine Auswerteschaltung 530 und eine Regelung 540. Weiterhin kann auch eine Schnittstelle 550 zur Umwelt, insbesondere auch eine serielle Schnittstelle (SPI) vorgesehen sein. Das schwingfähige System 510 wird vom Antrieb 520 mittels eines periodischen Antriebssignals 523 angetrieben, und liefert an den

Antrieb 520 ein Antriebsauslenkungssignal 524 zurück. Das schwingfähige System 510 erfährt als Messwertaufhehmer eine Messauslenkung infolge einer äußeren Kraft 512. Das schwingfähige System 510 erfährt weiterhin eine Störauslenkung infolge von Imperfektionen des Schwingers, repräsentiert durch eine Kraft 514. Messauslenkung und Störauslenkung sind in einem Auslenkungssignal 516 überlagert, welches der Auswerteeinheit 530 zugeführt wird. Im Antrieb 520 wird aus dem Antriebssignal 523 ein Phasensignal 527 der Messauslenkung bestimmt und der Auswerteschaltung 530 zugeleitet. In der Auswerteschaltung 530 wird aus dem Auslenkungssignal 516 in einer Regelschleife ein Regelsignal 537 erzeugt, welches dem schwingfähigen System zur Rückführung der Auslenkung zugeführt wird. In der Auswerteschaltung 530 wird weiterhin mit dem Phasensignal 527 aus der Auslenkung 516 ein Meßsignal 535 demoduliert und gegebenenfalls der Schnittstelle 550 zugeführt. In der Auswerteschaltung 530 wird auch ein digitalisiertes Auslenkungssignal 518 erzeugt und der Regelung 540 zugeleitet. Im Antrieb 520 wird aus dem Antriebssignal 523 ein Phasensignal 525 der Störauslenkung bestimmt und der Regelung 540 zugeleitet. In der Regelung 540 wird aus dem digitalisierten Auslenkungssignal 518 mit dem Phasensignal 525 ein Störsignal 542 demoduliert und gegebenenfalls der Schnittstelle 550 zugeführt. In der Regelung 540 wird aus dem Störsignal 542 ein Regelsignal 548 zur Unterdrückung der Störauslenkung erzeugt und dem schwingfähigen System 510 zugeführt. Auf ein Anforderungssignal 546 zum Selbsttest hin, welches gegebenenfalls von der Schnittstelle 550 gesendet werden kann, wird das Regelsignal 548 mit einem zusätzlichen Betrag zur Fehlanpassung beaufschlagt. In der Folge entsteht eine induzierte Störauslenkung, welche wie hier beschrieben den Signalpfad des Sensors 500 durchläuft, und als Störsignal 542 der Schnittstelle 550 zugeleitet wird. Von einem nicht dargestellten Steuergerät oder einem anderen Daten verarbeitenden Gerät kann an die Schnittstelle 550 des Sensors 500 ein Anfragesignal 554 nach Messdaten und Stördaten gesendet werden. Von der Schnittstelle 550 kann daraufhin ein Antwortsignal 552 mit den gewünschten Informationen zurückgesendet werden.

Es sind daneben auch weitere Ausführungsbeispiele denkbar.