Auflage, Springer-Verlag, S. S3 - S4, ist ein FMCW-Radar als Abstands- oder Geschwindigkeitssensor beschrieben. Die Abkur- zung FM steht fur Frequenzmodulation und CW für Continuous Wave. Eine Signalquelle erzeugt ein sich wellenförmig aus- breitendes, frequenzmoduliertes Signal. Die Signalquelle um- fa t z. B. einen Mikrowellenoszillator und einen Modulator.

Das vorzugsweise linear frequenzmodulierte Signal wird von einer Antenne abgestrahlt und von einem Me objekt reflek- tiert. Das empfangene Signal wird in einem Mischer mit dem gerade vorhandenen Sendesignal gemischt. Die sich ergebende Differenzfrequenz ist ein Ma für den Abstand des Me objektes von der Antenne. Für die Sende- und Empfangseinrichtung kann eine monostatische oder eine bistatische Antennenanordnung verwendet werden. Bei der monostatischen Anordnung werden das Sende- und das Empfangssignal von der gemeinsamen Sende- und Empfangsantenne abgestrahlt bzw. empfangen. Durch einen Zir- kulator oder Richtkoppler wird das Sendesignal von dem Mi- scher getrennt und das Empfangssignal von der Signalquelle getrennt zum Mischer geleitet. Bei der bistatischen Antennen- anordnung sind gesonderte Sende- und Empfangsantennen vorge- sehen. Ein Sensorsystem, bei dem eine Frequenzmodulation ho- her Genauigkeit mittels einer Regelschleife, die ein Verzöge- rungselement aufweist, erzeugt wird, ist in DE 27 10 841 Al beschrieben.

In Figur 3 ist ein Sensorsystem mit einer Verzögerungsleitung zum Erzeugen eines Bezugssignales dargestellt. Dort ist die Signalquelle MO eingezeichnet, die ein Signal liefert, das sich wellenförmig ausbreitet und frequenzmoduliert ist. Das Signal wird vorzugsweise linear moduliert. Das Sendesignal s(t) wird einer Sende- und Empfangsweiche SEW zugefuhrt, die z. B. ein Zirkulator oder ein Richtkoppler sein kann. Von

dieser Weiche gelangt das Sendesignal in die Sende- und Emp- fangseinheit SEE, die über eine oder mehrere Antennen zum Ab- strahlen und zum Empfangen des Mikrowellensignales verfugt.

Nachdem das Sendesignal abgestrahlt und von einem Me objekt reflektiert worden ist, wird es von der Sende- und Empfangs- einrichtung als Empfangssignal r(t) über die Sende- und Emp- fangsweiche einer Mischeinrichtung EMIX zugeführt, in der das Empfangssignal mit dem Sendesignal s(t) zu dem Me signal mess(t) gemischt wird. Anschlie end werden vorzugsweise in einem Tiefpa filter TP störende hochfrequente Mischkomponen- ten aus dem Me signal beseitigt.

Mit einer Verzögerungseinrichtung V wird das von der Signal- quelle MO kommende Sendesignal s(t) verzögert. Das um Tref verzögerte Signal wird in einer weiteren Mischeinrichtung REFMIX mit dem Sendesignal s(t) zu dem Bezugssignal ref(t) gemischt, das dann vorzugsweise durch ein Tiefpa filter TP geleitet wird. Das Me signal mess(t) und das Bezugssignal ref(t) werden einer Auswerteeinrichtung AE zugefuhrt.

In Figur 4 ist das entsprechende Sensorsystem mit einer bi- statischen Antennenanordnung dargestellt. Die Sende- und Emp- fangsweiche entfällt dabei; die Sende- und Empfangseinrich- tung umfa t zwei getrennte Antennen für Senden und Empfangen.

In der DE 195 33 124 ist eine Vorrichtung zur Abstandsmessung beschrieben mit einer Signalquelle, die einen Modulator und einen spannungsgesteuerten Oszillator umfa t. Der Oszillator erzeugt ein frequenzmoduliertes Signal. Dabei ist die Modula- tion üblicherweise nicht ideal linear. Das Sendesignal s(t) wird von der Antenne abgestrahlt, an dem Me objekt reflek- tiert und empfangen. In einem ersten Mischer wird das nach der Zeit Xmess empfangene Signal r(t) - s(t-meSS) mit dem aktu- ellen Sendesignal s(t) gemischt.

Diesem als Me einrichtung dienenden Zweig der Vorrichtung, im folgenden als MES bezeichnet, ist eine Bezugseinrichtung, im

folgenden als REF bezeichnet, nebengeordnet. Dieser REF wird das von der Signalquelle erzeugte frequenzmodulierte Signal zugefuhrt. Die REF enthalt ein Oberflächenwellenbauelement, das das frequenzmodulierte Signal um die Zeitdauer Tref verzo- gert an einen zweiten Mischer weiterleitet. Dieser Mischer erzeugt das Bezugssignal ref(t). Die tiefpa gefilterten Si- gnale mess(t) und ref(t) werden einer Auswerteeinheit zuge- führt.

Wie bereits dargestellt, besteht das FMCW-Grundprinzip darin, da ein linear frequenzmoduliertes Signal s(t) ausgesendet wird und die vom Me objekt reflektierten und empfangenen Echo-Signale r(t) mit dem Sendesignal s(t) zurückgemischt werden. T ist die Dauer eines Durchstimmvorgangs (Sweep), mit te[0,T]. Aufgrund der Zeitverzögerung Trness, welche die Echosi- gnale gegenuber dem Sendesignal aufweisen, entsteht bei einem linearen Sweep als Mischprodukt eine konstante, zur Entfer- nung proportionale Frequenz fi bzw. ein linear ansteigender Phasenhub. Bei einem nichtlinearen Sweep ergeben sich deutli- che Abweichungen von diesen idealen Verhältnissen.

Bei der Betrachtung eines nicht linearen Sweeps wird davon ausgegangen, da der lineare Sweep mit der Basiskreisfrequenz Ob und einer Sweep-Rate R von <BR> <BR> <BR> 2.itdf <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> = dt <BR> dt mit einem Phasenfehler AQ von einer idealen Phasenlinearitat abweicht, also: Das Mischprodukt von s(t) und r(t) ergibt somit unter Ver- nachlässigung höherer Mischprodukte und konstanter Phasenbei- träge:

mess(t) = cos[R T t + t + T) - 4>(t)].

Bei der Fehlerbetrachtung wird davon ausgegangen, da die Phasenfehler im Intervall T als lineare Anderungen angenommen werden können. Unter der genannten Voraussetzung wird die ideale Signalfrequenz fi = ~~ jeweils zum Zeitpunkt t durch den um t linearisierten Stor- term verzerrt. Die Signalfrequenz ist bei einem nichtlinearen Sweep also nicht mehr konstant, sondern über einen breiten Frequenzbereich verteilt. Die Störeffekte steigen proportio- nal mit der Signallaufzeit und damit proportional mit der Me distanz an.

Ist der zeitabhängige Störterm ##(t,#)ref für eine beliebige Bezugsdistanz Sref (mit der zugehörigen Signallaufzeit #ref), z.B. aus einer Bezugsmessung, bekannt, so sind daraus auch die Phasenfehler für beliebige Me distanzen Srness (mit der zu- gehörigen Signallaufzeit #mess) gemä : ableitbar. Aus der vorangegangenen Darstellung folgt, da die Momentanphase (p(t) des Signals proportional zur Me distanz bzw. zur Signallaufzeit ist. Also In der DE 195 33 124 und in der Veröffentlichung von Vossiek et al., "Novel FMCW radar system concept with adaptive com- pensatiön of phase errors", 26th European Microwave Confe- rence, Prague, Czech Republic, 9-12 Sept., 1996, S. 135-139, werden unterschiedliche Verfahren beschrieben, wie ein ver-

zerrtes Signal bei bekanntem Phasenverlauf so entzerrt werden kann, da die Phasenfehler korrigiert werden.

Eine Möglichkeit der Signalentzerrung besteht darin, das Me - signal nicht wie üblich in konstanten Zeitintervallen, son- dern in konstanten Phasenintervallen abzutasten (vorzugsweise Nulldurchgängen, d.h. Phasen im Abstand von 1800 zueinander).

Das Me signal wird hierbei zu den Zeitpunkten tn abgetastet, zu denen sich die Phase des Bezugssignals (pref um ein Vielfa- ches einer vorgegebenen Phasenschrittweite nd<p,,f geändert hat, also: mess' (n dt') = mess(tn tlç,eft=ndfPref) Um das neue korrigierte Me signal mess'(ndt') zu bestimmen, werden die so gewonnenen Abtastpunkte sequentiell im zeitli- chen Abtastintervall dt' angeordnet. Das neue Abtastintervall dt' berechnet sich aus dçref, srefund der Sweeprate W. Diese Linearisierung bzw. Entzerrungsmethode wird im folgenden Nachentzerrung genannt.

Eine zweite Linearisierungsmöglichkeit besteht darin, anhand der in der Bezugseinheit gemessenen Phasenfehler ein korri- giertes Modulationssignal zu berechnen. Diese Linearisierung bzw. Entzerrungsmethode wird im folgenden Vorentzerrung ge- nannt. Durch Ansteuerung des Oszillators mit dem modifizier- ten Steuersignal können Phasenfehler in den folgenden Sweeps, allerdings nur diejenigen Phasenfehler die systematisch, also zeitlich reproduzierbar auftreten, korrigiert werden. Stocha- stische Phasenfehler (ma geblich das Phasenrauschen des Os- zillators) werden durch diese Methodik nicht korrigiert. Ins- besondere bei Signalen mit gro er Laufzeit (also bei Distanz- sensoren bei weit entfernten Zielen) stören die stochasti- schen Phasenfehler jedoch häufig stark.

Bewegen sich Me objekt und Sensor relativ zueinander, so wird der entfernungsabhängigen Frequenz fdist des Me signals eine zusätzliche Dopplerfrequenz fdop additiv überlagert. Das Si-

gnalspektrum von mess(t) verschiebt sich also in diesem Fall um die Dopplerfrequenz fdop.

Die Dopplerfrequenz berechnet sich gemä : 2-v fdop = wobei v die Objektgeschwindigkeit und x die Wellenlänge des Me signals darstellen.

Da die Bezugsstrecke die reale Me strecke nun nicht mehr kor- rekt beschreibt, erfolgt die Signalnachentzerrung basierend auf den oben genannten Verfahren in diesem Fall nicht mehr ideal. Fehler treten dabei in erster Linie bei kurzen Si- gnallaufzeiten auf, da hierbei die entfernungsabhängigen Fre- quenzen relativ klein gegenüber der Dopplerfrequenz sind. Ist die Dopplerfrequenz gro gegenüber entfernungsabhängigen Fre- quenzen, ist der durch die Dopplerverschiebung verursachte Fehler bei der Signalentzerrung vernachlässigbar, bzw. es ist sichergestellt, da die vorgeschlagene Signalentzerrung zu einer Verbesserung des Me ergebnisses führt.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, zum Einsatz bei einem der eingangs beschriebenen Sensorsysteme ein Verfahren anzugeben, mit dem eine wirkungsvollere Kompensation von sy- stematischen und stochastischen Phasenfehlern in allen Si- gnallaufzeitbereichen bei vorhandenen Dopplerfrequenzver- schiebungen erreicht wird. Au erdem soll eine dazu geeignet modifizierte Ausführungsform eines solchen Sensorsystems an- gegeben werden.

Diese Aufgabe wird mit dem Verfahren mit den Merkmalen des Anspruches 1 bzw. mit dem Sensorsystem mit den Merkmalen des Anspruches 7 gelöst. Weitere Ausgestaltungen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.

Bei dem erfindungsgemä en Verfahren wird eine gesonderte Kor- rektur von Phasenfehlern bei den Me signalen mit hoher und niedriger Frequenz also den Signalkomponenten mit gro er bzw.

kleiner Signallaufzeit vorgenommen. Dazu wird zum einen das Bezugssignal verwendet, um eine Korrektur der Modulation des von der Signalquelle erzeugten Signals vorzunehmen, falls das erforderlich ist. Diese Korrektur erfolgt über ein von der Auswerteeinrichtung AE an die Signalquelle MO ubermitteltes Steuersignal k(t). Dieses Steuersignal wird z. B. dadurch er- zeugt, da die Zeitpunkte, an denen das Bezugssignal eine de- finierte Phase aufweist, und die Abstände dieser Zeitpunkte voneinander bestimmt werden und daraus ein jeweiliger Korrek- turwert rechnerisch ermittelt und anschlie end zum Nachstim- men der Signalquelle verwendet wird. Falls keine störenden systematischen Phasenfehler in der Modulation des Sendesi- gnals auftreten oder falls diese Phasenfehler mit der nach- folgend beschriebenen Nachentzerrung des Me signales in aus- reichendem Umfang eliminiert werden können, kann diese syste- matische Korrektur (Vorentzerrung) der Modulation des Sende- signales entfallen.

Zum anderen-wird eine Nachentzerrung der Me signalanteile, die zu Signalen mit gro er Laufzeit gehören, vorgenommen. Das geschieht z. B. auf eine Weise, die in der DE 195 33 124 und in der Einleitung beschrieben ist. Vorzugsweise wird zunächst ein tieferfrequenter Anteil des Me signales in einem Hochpa - filter eliminiert. Dann wird z. B. zu allen Zeitpunkten, an denen das Bezugssignal eine definierte Phase, z. B. einen Nulldurchgang, aufweist, das Me signal in digitalisierter Form abgespeichert. Diese Werte des Me signales werden dann ausgewertet unabhängig von den fehlerhaften Schwankungen der Phase, die von der Signalquelle oder anderen Komponenten der Vorrichtung hervorgerufen werden. Das ausgewertete Me ergeb- nis entspricht daher einer Messung mit z. B. ideal linear frequenzmoduliertem Signal.

Es folgt eine Beschreibung des Verfahrens und des dazu geeig- net modifizierten Sensorsystems anhand der Figuren 1 und 2.

Figuren 1 und 2 zeigen je ein Blockschaltbild eines Sensorsy-

stems, das für den Einsatz des erfindungsgema en Verfahrens geeignet ist.

Figuren 3 und 4 zeigen Sensorsysteme entsprechend dem Stand der Technik.

In der in Figur 1 als Beispiel dargestellten Anordnung dient der Phasenschritt-Diskriminator PHSD dazu, die Zeitpunkte des Verstreichens konstanter Phasenintervalle im Bezugssignal zu detektieren. Vorzugsweise werden als konstante Phaseninter- valle die Nullstellen des Bezugssignals mit einem Nullstel- lendetektor ND bestimmt. Der Phasenschritt-Diskriminator PHSD erzeugt ein Triggersignal CSl welches einen Zahlerbaustein z steuert, so da die Zeitintervalle, die jeweils zwischen zwei Phasenschritten (vorzugsweise zwei Nullstellen) liegen, ge- messen werden können. Die so gewonnenen Zählerstände werden von der Auswerteeinheit AE, die vorzugsweise einen Mikropro- zessor oder Signalprozessor beinhaltet, eingelesen. Basierend auf diesen Me werten wird im Vorentzerrungs-Algorithmus VEA ein neues Steuersignal k(t) berechnet und über einen Digital- Analog-Wandler D/A ausgegeben, so da die systematischen Pha- senfehler des frequenzmodulierten Signals s(t) kompensiert werden und sich eine bis auf stochastische Phasenfehler li- neare Frequenzmodulation von s(t) ergibt.

Falls die gemessene Zeit zwischen zwei Auslöseimpulsen von CSl grö er ist als die erwartete (die durch die Sweep-Rate und die Dimensionierung der Verzögerungsleitung festgelegt wird), mu die Steigung der Zeit-Frequenz-Geraden im Sweep (Durchgang der Modulation von der niedrigsten zur höchsten Frequenz oder umgekehrt) vergrö ert werden. Falls der Abstand der Nulldurchgänge des Bezugssignales zu klein ist, wird der Anstieg der Zeit-Frequenz-Geraden der Modulation erniedrigt.

Im Ergebnis erhöht bzw. erniedrigt sich die Frequenz des Be- zugsignales.

Vorzugsweise kann ein Steuersignal zur Korrektur der Modula- tion für die n-te Messung aus den Bezugssignalen ref(t) meh-

rerer vorangegangener Messungen (z. B. die unmittelbar voran- gegangenen L Messungen n-L bis n-l) abgeleitet werden. Dieses Steuersignal kann insbesondere gleitend immer aus der glei- chen Anzahl (L) von unmittelbar vorausgegangenen Messungen abgeleitet werden. Durch eine Mittelung der gemessenen Pha- senfehler kann bewirkt werden, da ma geblich systematische Phasenfehler bei der Korrektur berücksichtigt werden und sich störende stochastisch verteilte Phasenfehler ausmitteln.

Durch Umwandeln der erfa ten Werte der Phasenfehler in geeig- nete Werte einer Ansteuerspannung für die Signalquelle kann die Frequenzmodulation wie vorgesehen korrigiert werden.

Vorteilhaft lä t sich das vorentzerrte Modulationssignal auch adaptiv über eine Iterationsprozedur bestimmen. Hierbei er- gibt sich die Modulation des Sendesignals einer jeweiligen neuen Messung aus der Modulation des Sendesignals bei der vorhergehenden Messung unter Berücksichtigung einer Korrek- tur, die basierend auf den gemessenen Phasenfehlern berechnet wurde. Die Iteration vermindert sukzessiv die Abweichung der zeitlichen Abstände zweier Phasenschritte, z.B. Nulldurchgän- ge, von den Sollwerten. Die Iterationsprozedur wird so oft wiederholt, bis alle Abweichungen der Zeitabstände von den geforderten Werten dem Betrag nach unterhalb einer vorgegebe- nen Grenze liegen. Diese Grenze hängt von der Wahl der Bear- beitungszeit und der Me genauigkeit ab.

Das Triggersignal CSl dient des weiteren dazu, die Analog- Digital-Wandlung mittels des Wandlers A/DM1 zu starten. Durch diese Art der Triggerung wird das Me signal mess(t) wie in DE 195 33 124 beschrieben nachentzerrt also die stochastischen Phasenfehler minimiert. Um die Signalanteile des Nahberei- ches, die durch diese Art der Nachentzerrung bei vorhandenen grö eren Dopplerverschiebungen nicht korrekt entzerrt werden, zu unterdrücken, wird das digitalisierte Signal anschlie end hochpa -gefiltert.

Parallel zu dem beschriebenen Signalzweig wird das Me signal mess(t) durch einen zweiten A/D-Wandler A/DM2, mit einer kon- stanten Abtastrate digitalisiert. Um die Signalanteile des Fernbereiches zu unterdrücken und die Einhaltung des Ab- tasttheorems zu gewährleisten, wird das Signal vor der Digi- talisierung tiefpa gefiltert. Die Abtasttriggerung CS2 wird vorzugsweise so gewählt, da sich über einen gesamten Sweep in etwa genauso viele Trigger-Ereignisse ergeben wie bei CS1.

Hierdurch wird sichergestellt, da die effektive Abtastrate bei hochpa - und tiefpa gefiltertem Signalzweig gleich sind und sich so bei der FFT-Auswertung (Fast Fourier Transforma- tion) gleiche Frequenzintervalle ergeben. So können die ge- wonnenen Spektren für die kleinen und gro en Signallaufzeiten leicht zu einem einheitlichen Echoprofil EP für den gesamten Auswertungsbereich kombiniert werden. Die Grenzfrequenzen von Hoch- und Tiefpa werden vorzugsweise gleich der höchsten im Me signal zu erwartenden Dopplerfrequenz gewählt.

Zur optimalen Funktionsweise des Verfahrens sind die Frequenz des Sendesignals, die Sweepdauer T und die Sweeprate R derart zu wählen, da die stochastischen Phasenfehler des Oszilla- tors erst bei Messung einer so gro en Entfernung störend in Erscheinung treten, bei der sichergestellt ist, da die ent- fernungsabhängigen Frequenzen des Me signales grö er sind als die höchsten zu erwartenden Dopplerfrequenzen.

Fig. 2 zeigt eine weitere mögliche Ausführung des erfindungs- gemä en Sensorkonzeptes. Hierbei werden das Me signal mess(t) und das Bezugssignal ref(t) mit einer konstanten Abtastrate durch die Wandler A/DM bzw. A/DR digitalisiert und in die Auswerteeinheit eingelesen. Die Phasenschrittdetektion PHSD erfolgt hier algorithmisch, was insbesondere dann günstig ist, wenn kleine Phasenschritte (kleiner als s) detektiert werden sollen. Aus den Zeitintervallen der Phasenschritte wird wie schon beschrieben ein neues Modulationssignal be- rechnet. Der Nachentzerrungs-Algorithmus NEA wird vorzugswei- se wie in [Vossiek, et al., "Novel FMCW radar system concept

with adaptive compensation of phase errors," 26th European Microwave Conference, Prague, Czech Republic, 9-12 Sept., 1996, S. 135-139] beschrieben ausgeführt. Die Aufteilung in Nah- und Fernbereich erfolgt wie schon für Fig. 1 ausgeführt, nur da hier sämtliche Signalverarbeitungsschritte per Soft- ware durchgeführt werden.

Alternativ zur schnellen Fouriertransformation können auch andere bekannte Frequenzanalysemethoden wie Bandpa filterbän- ke oder statistische Frequenzanalysemethoden implementiert werden. Insbesondere günstig sind Verfahren, bei denen die a priori bekannte Aufteilung der interessierenden Frequenzbän- der für Fern- und Nahbereich ausgenutzt wird. Hierdurch kann der Rechenaufwand bei der Spektralanalyse minimiert werden.

Das beschriebene Verfahren kann auch vorteilhaft für solche frequenzmodulierten Systeme verwendet werden, die prinzipiell oder aufgrund von geeigneten Vorrichtungen keine systemati- schen Phasenfehler mehr enthalten. Dies ist beispielsweise bei Systemen mit direkter digitaler Synthese des Sendesignals der Fall. Die Vorrichtung zur Vorentzerrung, also zur Kompen- sation der systematischen Phasenfehler, kann hier entfallen.

Die getrennte Nachentzerrung für die Signalanteile mit gro er Laufzeit erfolgt wie schon oben beschrieben.

Das erfindungsgemä e Verfahren wendet ein signallaufzeitange- pa tes Korrekturverfahren für Phasenfehler an, das auch zur Messung schnell bewegter Objekte in allen Entfernungsberei- chen und bei Verwendung von Signalquellen mit starkem Phasen- rauschen eingesetzt werden kann. Die Signalquelle ist z. B.

ein modulierbarer Mikrowellenoszillator, eine Lichtquelle oder ein Ultraschallgenerator. Nach der oben beschriebenen Korrektur der Modulation der Signalquelle, womit systemati- sche Phasenfehler beseitigt werden, oder bei einer von vorn- herein von systematischen Phasenfehlern freien Modulation enthält das Empfangssignal in erster Linie nur noch stocha- stische Phasenfehler. Da Phasenfehler des Sendesignales auch

nachträglich kompensiert werden können (Nachentzerrung), wird eine solche nachträgliche Korrektur des Me signals bei dem erfindungsgemä en Verfahren für den Anteil eines Me signales angewendet, der zu Signalkomponenten mit gro er Laufzeit ge- hört. Die Trennung des Me signales in Signalanteile mit kur- zer und langer Laufzeit erfolgt durch Tiefpa filterung für die kurzen Signallaufzeiten, zur Eliminierung der Signalan- teile mit gro er Laufzeit, und durch Hochpa filterung für die gro en Laufzeiten, zur Eliminierung der Signalanteile mit kleiner Laufzeit. Die Grenze der Aufteilung wird vorzugsweise bei dem Wert der höchsten üblicherweise bei der vorgesehenen Anwendung zu erwartenden Dopplerfrequenz gewählt.

Der besondere Vorteil des erfindungsgemä en Verfahrens liegt darin, da eine getrennte Eliminierung von Phasenfehlern für Messungen mit kurzen Signallaufzeiten und Messungen mit gro- en Signallaufzeiten erfolgt. Bei Sensoren zur Distanzmessung erfolgt also eine Unterteilung von Messungen für den Nahbe- reich und Messungen für den Fernbereich. Dadurch erhält man bei einer Auswertung der diesen Bereichen zugehörigen Teil- Me signale genauere Ergebnisse für Me objekte unterschiedli- cher Entfernungen und Geschwindigkeiten als bei herkömmlichen Me verfahren. Das erfindungsgemä e Verfahren kann bei Radar-, Lidar- (light detection and ranging) und Sonarsystemen (unter Verwendung von [Ultra-] Schall) eingesetzt werden. Zusätzlich zu einer geeigneten Auswerteeinrichtung ist ein herkömmliches Sensorsystem mit einer Vorrichtung zur Aufteilung des Me si- gnales in Nah- und Fernbereich zu versehen, z. B. mit dem in Figur 1 dargestellten Hochpa filter HP. Das Verfahren kann auch unter Verwendung eines ebenso modifizierten bistatischen Sensorsystems vergleichbar Figur 4 eingesetzt werden. Die üb- rige Ausgestaltung der Sensorsysteme ist weitgehend freige- stellt. Insbesondere können weitere Mischstufen, Frequenztei- ler oder Frequenzvervielfacher zur Erzeugung von besser zu verarbeitenden Zwischenfrequenzen o. dgl. wie üblich vorgese- hen werden.