TITRE : Convertisseur intelligent pour moteur synchrone

DOMAINE TECHNIQUE DE L’INVENTION

[0001] Le domaine technique de l’invention est celui des convertisseurs pour moteur synchrone à rotor à aimant permanent.

[0002] La présente invention concerne un convertisseur intelligent pour moteur synchrone et en particulier un convertisseur onduleur redresseur permettant d’évaluer la position du rotor sans capteur, ainsi qu’un système comprenant le convertisseur et le moteur synchrone.

ARRIERE-PLAN TECHNOLOGIQUE DE L’INVENTION

[0003] Il existe différents types de moteur synchrone, dont le moteur synchrone ayant un rotor à aimant permanent. Il est connu d’utiliser un convertisseur redresseur onduleur pour convertir une tension continue en tension alternative pour alimenter des phases du moteur synchrone afin de créer un champ tournant statorique Hs. Pendant le fonctionnement de ce moteur, une tension alternative est donc appliquée aux enroulements d'un stator, et un courant alternatif généré à partir de la tension appliquée circule à travers les enroulements. La particularité du moteur synchrone et d’avoir une vitesse de rotation fonction de la fréquence d’alimentation des phases ou/et de l’amplitude du champ tournant statorique Hs. Il est connu ainsi d’utiliser un capteur de mesure angulaire du rotor (codeur ou resolver) permettant de détecter la position exacte du rotor ainsi que la vitesse de rotation du rotor. Cela permet au convertisseur d’ajuster la fréquence d’alimentation en fonction de la position du rotor, pour maintenir un angle 6 de 90° entre le champ tournant statorique Hs et un champ rotorique Hr, de façon à ce que le couple moteur puisse toujours être maximal.

[0004] Cependant, dans certaines applications, notamment dans l’aéronautique, il est difficile d’intégrer des capteurs de vitesse au rotor de la machine synchrone, en particulier lorsque l’environnement est très hostile ou difficile pour la maintenance. Par exemple, de tels capteurs de rotation doivent résister à de forte contrainte thermique, en particulier, il existe des besoins d’utiliser des moteurs synchrones sur des avions pouvant passer d’une température de 45°C, par exemple sur un tarmac à une température négative de -70°C lorsque l’avion est à haute altitude. En outre, ces capteurs de rotation peuvent subir d’autres contraintes, tels que des poussières, l’humidité etc... Toutes ces contraintes entraînent une réduction du MTBF (de l’anglais Mean Time Between Failure) correspondant au temps moyen entre les pannes d'un système réparable.

[0005] Il existe aussi une solution de mesure à distance de position angulaire du moteur en mesurant la FEM entre phases pour un courant donné (amplitude et phase), cependant cette solution impose une séquence de démarrage à une fréquence d’excitation très basse pour que le moteur s’accroche naturellement sur le flux tournant entraînant un démarrage avec un couple quasi nul. Il n’est donc pas possible, de démarrer avec un couple de démarrage.

[0006] Il existe donc un besoin de connaître la position angulaire du rotor et sa vitesse, dans des applications d’un moteur synchrone dans un environnement hostile aux capteurs de rotation sans contrainte de couple au démarrage.

RESUME DE L’INVENTION

[0007] L’invention offre une solution aux problèmes évoqués précédemment, en permettant d’avoir une information sur la position angulaire du rotor en utilisant son influence magnétique sur l’inductance du bobinage du stator.

[0008] Un aspect de l’invention concerne convertisseur intelligent pour moteur synchrone comprenant : deux entrées destinées à être raccordées à une source continue, au moins N lignes de phase destinée à être reliée à une phase du moteur synchrone, N étant au moins égale ou supérieure à 3, un bloc onduleur redresseur comprenant un bras de transistors par ligne de phase, reliés chacun entre les deux entrées et comprenant une sortie reliée à une ligne de phase correspondante pour convertir le courant continu aux entrées, en courant alternatif sur la ligne de phase correspondante, un bloc de mesure comprenant un capteur de courant par ligne de phase pour mesurer chacun un courant dans la ligne de phase correspondante, et produire chacun un signal global de courant représentatif du courant dans les lignes de phases mesuré par les capteurs de courant, une unité intelligente de commande comprenant : un bloc de commande relié à une commande de chaque transistor du bloc onduleur redresseur pour les commander, le bloc de commande étant configuré pour transmettre un signal de commande à chaque transistor pour former, sur chaque ligne, un signal de tension alternatif global, les signaux de tension alternatif global étant déphasés les uns des autres par 360°/N, chaque signal de tension alternatif global, comprenant chacun la superposition :

-d’un signal de tension de puissance alternatif ayant une première valeur d’amplitude selon une première fréquence comprise entre une première et deuxième valeur,

-avec un signal de mesure ayant une deuxième amplitude inférieure à la première amplitude et une deuxième fréquence au moins 20 fois supérieure à la deuxième valeur de la première fréquence,

-tels que les signaux de mesure sont déphasés les uns des autres par 360°/N, un bloc de calcul d’estimation de la position angulaire du rotor comprenant un premier bloc démodulateur et un deuxième bloc démodulateur, reliée au bloc de mesure pour recevoir les signaux globaux de courant représentatifs des courants dans les lignes de phases par les mesures des capteurs de courant, le bloc de calcul d’estimation de la position angulaire du rotor étant configuré pour :

-recevoir un signal global représentatif du courant d’une ligne par chaque capteur de courant correspondant,

-démoduler chaque signal global de courant par le premier bloc démodulateur à la seconde fréquence, pour extraire à un instant t, un signal de mesure démodulé et identifier une valeur de courant de chaque signal de mesure démodulé, et identifier deux positions angulaires du rotor possible en fonction des valeurs de chaque signal de mesure démodulé à l’instant t,

-démoduler simultanément chaque signal global par le deuxième démodulateur à une valeur de deux fois la seconde fréquence pour extraire à un instant t, un signe d’une harmonique de l’ordre 2 du courant de chaque signal de mesure, et

-estimer la position angulaire du rotor en fonction du signe d’harmonique identifié parmi les deux positions angulaires du rotor possible identifiées.

[0009] Grâce à l’invention, il est possible d’avoir l’information de la position angulaire du rotor ainsi que sa vitesse sans capteur de position angulaire et sans électronique proche du moteur synchrone tout en pouvant effectuer un démarrage avec un couple. En effet, le convertisseur intelligent peut être déporté par rapport au moteur synchrone et donc être disposé dans un environnement régulé qui est beaucoup moins hostile à celui du moteur synchrone. La machine synchrone peut ainsi être dépourvue de capteur de rotation physique installé sur l’arbre mécanique du rotor qui sont coûteux, encombrant et sensible à l’environnement (à cause des oscillations mécaniques, de la température, des bruits dus au découpage du convertisseur de puissance etc...). L’unité intelligente de commande permet ainsi d’avoir une tension globale sur chaque ligne de sortie de phase comprenant une première tension de puissance sinusoïdale ayant la première fréquence et une tension de mesure superposée ayant la deuxième fréquence. Les enroulements du stator de la machine synchrone vont produire un courant induit qui résulte de cette tension globale et de la valeur de l’impédance de chaque enroulement fonction de la position. En effet, le rotor comprenant au moins une paire de pôle, va influencer le chemin magnétique pour chaque enroulement du stator en fonction de l’orientation angulaire de ses pôles donc modifier la perméabilité magnétique du circuit résultant, conduisant à la modification de l’inductance statorique en fonction de la position angulaire.

[0010] Les capteurs de courant réalisent chacun des mesures des amplitudes et phases des courants induits dans le moteur et comme l’impédance de chaque enroulement de phases varie dans le stator en fonction de la position du rotor, l’unité de commande intelligente peut détecter la position du rotor. En effet, grâce à la superposition du signal de mesure au signal de puissance, et de sa fréquence élevée, l’unité de commande peut déduire en démodulant chaque signal de courant induit global, par la fréquence des signaux de commande, deux positions angulaires du rotor puisque les signaux de commande varient selon l’inductance des enroulements des phases et donc de la position du rotor.

[0011] Notamment le premier démodulateur permet d’identifier deux positions angulaires possible du rotor et le deuxième démodulateur utilise des mesures des harmoniques pairs générés par la dissymétrie, dans le cycle B = f(H), par l’influence du magnétisme du rotor afin de déterminer pour distinguer un pôle Nord d’un pôle Sud du rotor, et ainsi distinguer la position angulaire possible du rotor parmi les deux positions du rotor déterminée.

[0012] L’excitation en Haute Fréquence par le signal de tension alternatif global de chacune des N phases avec des signaux sinusoïdaux de puissance et de mesures sont déphasés les uns des autres par 360°/N soit pour 3 phases de 120° les uns par rapport aux autres. Par exemples avec 6 phases, les signaux seront déphasés de 60° et la levée d’indétermination se fera par une combinatoire d’analyse du signe de phase de 2 amplitudes H2.

[0013] Autrement dit, chaque signal de mesure est déphasé de chaque autre signal de mesure.

[0014] Par exemples, dans le cas de N=3, les signaux de commande de chaque transistor permettent de produire trois signaux de mesures hautes fréquences qui sont émises avec un décalage de phase de 120° entre eux, afin que le point de raccordement des 3 enroulements statoriques ait un potentiel moyen nul. Dans ces conditions, et par démodulation synchrone de la haute fréquence émise, il est extrait l’amplitude des 3 courants haute fréquence induits. Les variations d’impédances entraînées par l’influence magnétique du rotor provoquent les variations de courants hautes fréquences. Ensuite, la déduction des amplitudes H1 haute fréquence sur les 3 phases et l’observation par exemple des 3 amplitudes permet la déduction de deux positions angulaires possibles, ainsi, la mesure relative de ces 3 courants permet ainsi d’identifier 2 positions angulaires sur 360°. Ensuite la détermination des signes des phases des composantes H2 est réalisée pour lever l’indétermination de position angulaire (une position angulaire possible parmi les deux proposées précédemment).

[0015] L’invention utilise ainsi une excitation multiphasée (chaque ligne de phase reçoit un signal de tension alternatif global comprenant un signal de mesure) et utilise les capteurs de courant déjà existants pour la mesure des courant de puissance de chaque phase du moteur. L’extraction des composantes Haute fréquence (par les signaux de commande) des courants mesurés se fait par démodulation synchrone par H1 et H2. En pratique cela peut se traduire par l’ajout de fonctions de traitement numérique dans le composant de pilotage de l’onduleur. Dans ce même composant de pilotage de l’onduleur réalisant la fonction numérique, toutes les fonctions de mesure et de pilotage sont regroupées. Cela permet ainsi d’avoir une communalité de l’organe de traitement (numérique) maîtrisant ainsi parfaitement les phases relatives entre les signaux de mesure HF (H1 ) émis et les signaux de démodulation synchrone, permettant ainsi d’optimiser complètement leurs performances.

[0016] Outre les caractéristiques qui viennent d’être évoquées dans le paragraphe précédent, le convertisseur intelligent selon un aspect de l’invention peut présenter une ou plusieurs caractéristiques complémentaires parmi les suivantes, considérées individuellement ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles :

Selon un mode de réalisation, le bloc onduleur redresseur comprend un bloc de filtrage comprenant un filtre LC par ligne de phase, chaque filtre LC comprend : une inductance sur la ligne de phase reliée entre le point de liaison des deux transistors t d’un bras correspondant et une sortie de phase du stator de la machine synchrone, un condensateur relié entre la ligne de phase correspondante, et la deuxième entrée dite négative reliée à la borne négative de la batterie, dans lequel chaque capteur de courant est monté sur la ligne de phase pour mesurer son courant entre la sortie de phase et le bloc de filtre. Cela permet de mesurer chaque courant de ligne de phase résultant après le filtre passe bas LC en extrayant les composantes H1 et H2 (harmonique 2 de H1 ) par le bloc de calcul d’estimation produisant une démodulation synchrone (IQ pour s’affranchir des rotations de phases apportées par les filtres LC). En effet, une mesure en amont rend la mesure plus difficile à réaliser car le spectre est beaucoup plus riche en composantes HF, donc produit une moins bonne précision de mesure. En contrepartie, les rotations de phases apportées par les filtres nous imposent dans cet exemple de réaliser des démodulations IQ, certes plus compliquées à réaliser mais qui sont maîtrisées numériquement dans un composant numérique.

Selon un exemple de ce mode de réalisation, le point de liaison de chaque condensateur sur la ligne de phase est situé entre l’inductance correspondante et la sortie de phase et , le courant est mesuré entre le point de liaison de chaque condensateur sur la ligne de phase et la sortie de phase.

Selon un mode de réalisation, le convertisseur intelligent pour moteur synchrone comprend un composant de pilotage de l’onduleur réalisant des fonctions numériques réalisant les fonctions des blocs de l’unité intelligente de commande. Ainsi le composant de pilotage de l’onduleur permet en outre de réaliser bloc de calcul d’estimation de la position angulaire du rotor de réaliser toutes les autres fonctions de mesure et de pilotage de l’onduleur pour réaliser la fonction du bloc de commande. Cela permet ainsi que l’organe de traitement (l’unité intelligente de commande numérique) soit commune pour réaliser ainsi le bloc de commande et le bloc de calcul d’estimation de la position angulaire du rotor, maîtrisant ainsi parfaitement les phases relatives entre les signaux de mesure HF (H1 ) émis et les signaux de démodulation synchrone, permettant ainsi d’optimiser complètement leurs performances.

Selon un mode de réalisation, l’unité intelligente de commande comprend une fonction de vérification de la cohérence des valeurs de courant de chaque signal de mesure démodulé, et d’estimation d’une solution de vote majoritaire en cas de détection de défaillance entre ces valeurs de courant. Cela permet d’utiliser la redondance du bloc de mesure utilisé par l’unité intelligente de commande dans le système. Selon un mode de réalisation, le signal de mesure a une deuxième amplitude d’au moins 5 fois inférieure à la première amplitude.

Selon un mode de réalisation, chaque transistor du bloc onduleur redresseur est commandé par l’unité intelligente par modulation de largeur d'impulsion à haute fréquence et en ce que le bloc onduleur redresseur comprend en outre un filtre LC par ligne de phase. Cela permet d’alimenter le moteur en tension proche d’un signal sinusoïdal.

Par modulation de largeur d’impulsion haute fréquence, on entend de quelques centaines de kHz à quelques MHz (soit entre 1 et 3MHZ). Ce domaine de fréquence est facilement filtrable par le filtre L, C (un condensateur et une inductance) pour créer des tensions pseudosinusoïdales. Cela permet de limiter des émissions radio fréquence par un câble triphasé transportant l’énergie électrique entre le convertisseur et le moteur électrique. Cela permet en outre de réduire des décharges partielles dans les enroulements du stator pouvant entraîner des courts-circuits dans le bobinage entre deux conducteurs ayant subi des dommages liés aux décharges partielles. En outre, cela permet de diminuer des courants hautes fréquences dans les roulements à billes du moteur, diminuant leur durée de vie.

Selon un mode de réalisation, l’unité de commande comprend une mémoire comprenant des lois de pilotage liées aux caractéristiques intrinsèques du moteur synchrone.

Selon un mode de réalisation, l’unité de commande intelligent comprend une mémoire comprenant quatre valeurs de positions angulaires par valeur d’un courant moyen RMS du signal de mesure démodulé et en ce que l’unité de commande identifie les deux valeurs de positions angulaires commune aux différentes valeurs d’un courant moyen RMS du signal de mesure démodulé à l’instant t.

Selon un mode de réalisation, la première valeur de la première fréquence est égale à 0 Hertz et la deuxième valeur de la première fréquence est égale à 1000Hz. Selon un mode de réalisation, le premier et deuxième démodulateur sont des démodulateurs par modulateur synchrone et dans lequel le signal de mesure démodulé est représentatif des amplitudes des courants RMS de pulsation de courant haute fréquence.

[0017] Selon un mode de réalisation, le deuxième bloc démodulateur comprend un modulateur par capteur de courant permettant de vérifier le signe de l’harmonique de l’ordre 2 du signal de mesure correspondant.

[0018] Un autre aspect de l’invention concerne un système de démarrage comprenant : le convertisseur intelligent selon le premier aspect de l’invention avec ou sans les différentes caractéristiques décrites dans les paragraphes précédents, et un moteur synchrone comprenant un stator comprenant des sorties de phases reliées chacune à une ligne de phase correspondante du convertisseur intelligent.

[0019] Selon un mode de réalisation, le système comprend en outre une batterie comprenant deux bornes chacune reliée à une entrée correspondante du convertisseur intelligent.

[0020] Par batterie, on entend un ou plusieurs blocs de stockage d’énergie électrique, permettant ensemble de ressortir une tension continue entre ces deux bornes.

[0021] Un autre aspect de l’invention concerne un procédé d’alimentation du système d’alimentation selon l’aspect de l’invention décrit précédemment, comprenant les étapes de : recevoir une consigne de vitesse, commander les transistors du bloc onduleur redresseur pour alimenter les phases du moteur synchrone, selon un signal alternatif de tension global tel qu’il comprend un signal alternatif de puissance de tension ayant une première valeur d’amplitude selon une première fréquence, en fonction de la consigne de vitesse, et en outre un signal de mesure superposé au signal de puissance, le signal de mesure ayant une deuxième amplitude inférieure à la première amplitude (par exemple d’au moins 10 fois) et une deuxième fréquence au moins 20 fois supérieure à la deuxième valeur, transmettre des signaux globaux de courant représentatifs des courants dans les lignes de phases mesuré par les capteurs de courant, démoduler chaque signal global de courant par le premier bloc démodulateur et par le deuxième démodulateur simultanément, estimer à différents instant t une valeur de position angulaire du rotor comprenant les sous étapes de à chaque instant t, mesurer une valeur pour chaque signal de mesure démodulé et identifier pour chaque signal de mesure démodulé des valeurs de position angulaire correspondantes à la valeur identifiée à l’instant t, identifier deux valeurs de positions angulaires possibles qui sont commune dans les différentes valeurs de position angulaire correspondant aux valeurs des signaux de mesure démodulés différent à chaque instant t, identifier le signe, de la valeur à chaque instant t, de chaque signal démodulé par le deuxième bloc et estimer la position angulaire du rotor par rapport au stator parmi les deux valeurs de positions angulaires possibles en fonction d’au moins un signe identifié.

[0022] Un autre aspect de l’invention concerne un procédé d’acquisition de lois de pilotage liées aux caractéristiques intrinsèques du moteur synchrone, pour un système d’alimentation selon l’aspect de l’invention décrit précédemment, dans lequel un moteur synchrone identique à celui du système d’alimentation est monté sur un banc avec un capteur de rotation, et en ce que le procédé d’acquisition de lois de pilotage comprend les étapes : alimenter les phases du moteur synchrone par le bloc onduleur redresseur selon le signal alternatif de tension global dans lequel le signal alternatif de puissance de tension a une première valeur d’amplitude prédéterminée selon une première fréquence prédéterminée, et mesurer à diffèrent instant t, une valeur de position angulaire et les signaux globaux de courant, démoduler pour chaque différent instants t mesuré, chaque signal global de courant en une valeur de chaque signal de mesure démodulé par le premier bloc démodulateur ainsi qu’identifier le signe de chaque signal global de courant démodulé par le deuxième bloc et mémoriser une correspondance entre ces valeurs de signal de mesure démodulé et la valeur de position angulaire ainsi que le signe de chaque signal démodulé par le deuxième bloc démodulateur.

[0023] L’invention et ses différentes applications seront mieux comprises à la lecture de la description qui suit et à l’examen des figures qui l’accompagnent.

BREVE DESCRIPTION DES FIGURES

[0024] Les figures sont présentées à titre indicatif et nullement limitatif de l’invention.

[0025] [Fig. 1] représente un schéma de principe électrique d’un système d’alimentation comprenant un convertisseur intelligent selon un mode de réalisation de l’invention.

[0026] [Fig. 2a] représente un schéma de principe de fonctionnement du convertisseur intelligent alimentant un moteur synchrone.

[0027] [Fig. 2b] représente un diagramme représentatif des tensions alternatives alimentant le stator du moteur par rapport à un tour complet d’un rotor.

[0028] [Fig. 3] représente un diagramme représentatif des valeurs d’une image d’impédances des enroulements d’un stator en fonction de la position angulaire du rotor, pour un tour complet de ce même rotor.

[0029] [Fig. 4] représente un diagramme représentatif de la composante haute fréquence des courants de mesure démodulés par un bloc démodulateur du convertisseur intelligent, pour à un tour complet d’un rotor.

[0030] [Fig. 5] représente le diagramme de la figure 4 avec deux valeurs de position angulaire possible identifiées du rotor sur un tour complet de ce même rotor.

[0031] [Fig. 6a] représente un schéma de principe d’un bloc de calcul permettant la mesure des différents harmoniques composant le courant parcouru par les lignes d’alimentation du stator et des éléments permettant en final le calcul de position angulaire par l’unité de commande du convertisseur intelligent de la figure 1 . [0032] [Fig. 6b] représente un schéma de principe d’un exemple de bloc de calcul d’estimation de la position angulaire du rotor d’une unité intelligente de commande du convertisseur intelligent de la figure 1 .

[0033] [Fig. 7] représente trois différentes positions du rotor par rapport au stator ainsi qu’un graphique du champ d’induction magnétique B en fonction de l’intensité du champ magnétique B = f (H) par position, avec chacun un point de fonctionnement correspondant à la position du rotor correspondant.

DESCRIPTION DETAILLEE

[0034] Les figures sont présentées à titre indicatif et nullement limitatif de l’invention.

[0035] [Fig. 1] montre une représentation schématique d’un système d’alimentation d’un moteur synchrone M par un convertisseur intelligent C. Le moteur synchrone M comprend N phase, dans cet exemple N est égal à trois pour trois phases mais pourrait en comporter d’autres, par exemple cinq ou six phases formant un double triphasé. Dans cet exemple, le moteur synchrone M comprend ses phases montées en étoiles mais pourraient être montées en triangle.

[0036] Le convertisseur intelligent C comprend une ligne de phase P1 , P2, P3 par phase du moteur M, soit dans cet exemple une première, une deuxième et une troisième ligne de phase respectivement référencée P1 , P2, P3 reliée chacune à une phase du moteur synchrone correspondante.

[0037] Le convertisseur intelligent C selon ce mode de réalisation, peut être déporté de la machine synchrone M, par exemple un câble multi phase, en l’occurrence triphasé, de plusieurs mètres peut relier chaque ligne de phase L1 , L2, L3 du convertisseur intelligent C à la phase correspondante de la machine synchrone M. Ainsi le convertisseur intelligent C peut être installé dans un environnement moins contraignant pour l’électronique que la machine synchrone M. Par exemple dans un avion, la machine synchrone peut être située dans un environnement subissant de grande variation de températures, par exemple dans le train d’atterrissage ou dans la turbomachine ou encore à l’intérieure des ailes d’avions tandis que le convertisseur intelligent C pourra être installé dans une armoire par exemple dans le fuselage ayant une température contrôlée.

[0038] Le convertisseur intelligent C comprend deux entrées chacune reliée à une borne correspondante d’une batterie B. La tension à a sortie de la batterie est continue et peut être élevée, par exemple 1000V. [0039] Le convertisseur intelligent C comprend un bloc onduleur redresseur R entre les deux entrées et les lignes de phase P1 , P2, P3.

[0040] Le bloc onduleur redresseur R comprend un bras T1 , T2, T3 de transistors t par ligne de phase P1 , P2, P3, reliés chacun entre les deux entrées et comprenant une sortie reliée à une ligne de phase P1 , P2, P3 correspondante pour convertir le courant continu aux entrées, en courant alternatif sur la ligne de phase P1 , P2, P3 correspondante.

[0041] Dans ce mode de réalisation, le bloc onduleur redresseur R est de type conventionnel mais pourrait être un autre type d’onduleur redresseur.

[0042] Chaque bras T1 , T2, T3 de transistors t est donc monté en parallèle avec les autres bras T1 , T2, T3 de transistors t entre les deux entrées. Le bloc onduleur redresseur R comprend pour le premier bras T1 de transistors t, un transistor t1 relié à une première entrée dite positive, et un deuxième transistor t2 relié entre le premier transistor t1 et la deuxième entrée dite négative. La première ligne de phase P1 est ainsi reliée entre le premier transistor t1 et deuxième transistor t2. Le bloc onduleur redresseur R comprend ainsi un troisième transistor t3 et un quatrième transistor t4 formant le deuxième bras T2 de façon identique au premier bras T1 ainsi qu’un cinquième transistor t5 et un sixième transistor t6 formant le troisième bras T3 de façon identique au premier bras T 1 .

[0043] En outre, dans cet exemple de mode de réalisation, le bloc onduleur redresseur R comprend en option un bloc de filtrage F comprenant un filtre LC par ligne de phase P1 , P2, P3. Chaque filtre LC comprend une inductance FL1 , FL2, FL3 sur la ligne de phase P1 , P2, P3, c’est-à-dire chacune reliée entre le point de liaison des deux transistors t d’un bras T1 , T2, T3 correspondant et une sortie de phase du stator de la machine synchrone M. Chaque filtre LC comprend en outre un condensateur FC1 , FC2, FC3 reliée entre la ligne de phase P1 , P2, P3 correspondante, et la deuxième entrée dite négative reliée à la borne négative de la batterie B. En l’occurrence le point de liaison de chaque condensateur sur la ligne de phase est situé entre l’inductance correspondante et la sortie de phase.

[0044] Le convertisseur intelligent C comprend en outre un bloc de mesure IP comprenant un capteur de courant IP1 , IP2, IP3 par ligne de phase P1 , P2, P3 pour mesurer chacun un courant 11 , I2, I3 dans la ligne de phase P1 , P2, P3 correspondante. Ainsi, dans cet exemple, le premier capteur de courant IP1 produit un premier signal global de courant Si 1 représentatif du courant 11 dans la première ligne de phase P1. Les deuxième et troisième capteur de courant IP2, IP3 produisent chacun respectivement un deuxième et troisième signal global de courant Si2, Si3 représentatif du courant I2, I3 dans respectivement la deuxième et troisième ligne de phase P2, P3. Les capteurs de courant peuvent être par exemple de type transformateur de courant IT, mais peuvent être selon d’autre types tel que par shunt ou tout autre type de capteur de courant ayant une bande passante suffisante pour les mesures. Dans cet exemple comprenant l’option du filtre, de préférence chaque capteur de courant IP1 , IP2, IP3 est monté sur la ligne de phase pour mesurer sont courant entre la sortie de phase et le bloc de filtre. Dans cet exemple, le courant est mesuré entre le point de liaison de chaque condensateur sur la ligne de phase et la sortie de phase.

[0045] Le convertisseur intelligent C comprend en outre une unité intelligente de commande LU comprenant un bloc de commande u10 relié à une commande de chaque transistor t du bloc onduleur redresseur R pour les commander afin de former une tension sinusoïdale sur chaque ligne de phase P1 , P2, P3. Ainsi le courant 11 , I2, I3 traversant chaque ligne de phase P1 , P2, P3 permet d’alimenter les phases de la machine synchrone M.

[0046] L’unité intelligente de commande U1 comprend en outre un bloc de calcul d’estimation de la position angulaire du rotor u11 relié aux capteurs de courant IP1 , IP2, IP3 pour recevoir chaque signal global de courant Si 1 , Si2, Si3.

[0047] Dans cet exemple, l’unité intelligente de commande U1 est un composant de pilotage de l’onduleur réalisant des fonctions numériques réalisant les fonctions des blocs de calcul d’estimation de la position angulaire du rotor u11 et du bloc de commande u10. Ainsi le composant de pilotage de l’onduleur permet en outre de réaliser des fonctions numériques du bloc de calcul d’estimation de la position angulaire du rotor avec des mesures communes du bloc de mesure IP permettant aussi de réaliser les autres fonctions de mesure et de pilotage de l’onduleur pour réaliser la fonction du bloc de commande (par boucle fermé).

[0048] L’unité intelligente de commande U1 commande par son bloc de commande u10, les transistors t du bloc onduleur redresseur R en fonction d’une consigne de vitesse et d’une valeur de position angulaire r 1 du rotor estimée dans le bloc de calcul d’estimation de la position angulaire du rotor u11 .

[0049] En particulier, le bloc de commande u10 est configuré pour transmettre un signal de commande à chaque transistor t1 , t2, t3, t4, t5, t6 pour former, sur chaque ligne de phase P1 , P2, P3, un signal alternatif de tension global V1 , V2, V3 pour former un réseau triphasé tel que par exemple, celui représenté sur la figure 2b, comprenant chacun une superposition de deux signaux détaillés dans la suite.

[0050] La figure 2a représente un schéma de principe de fonctionnement du convertisseur intelligent alimentant un moteur synchrone.

[0051] Chaque signal alternatif de tension global V1 , V2, V3 comprend un signal alternatif de puissance V10 (référencé sur la figure 2a) de tension ayant une première valeur d’amplitude V1 P selon une première fréquence F1 P (représentée sur la figure 2b) selon la tension de la batterie et la consigne de vitesse. Par exemple, ici la première fréquence F1 P est de 500Hz avec une amplitude de 2000 Volts (2 fois 1000 volts). L’unité de commande u10 est configurée pour produire ce signal alternatif de puissance de tension V10 dans une plage de fréquence entre une première valeur minimale et une deuxième valeur maximale. Dans cet exemple, la deuxième valeur est égale à 500Hz, soit ici dans cet exemple le moteur synchrone tourne à la vitesse maximum. Le moteur synchrone a par exemple 10 paires de pôles au stator, soit dans cet exemple une vitesse de rotation de 3000 tr/ minute.

[0052] Comme on peut le voir sur la figure 2b, chaque signal alternatif de tension global V1 , V2, V3 comprend un signal de mesure V11 (référencée sur la figure 2a) superposé au signal de puissance. Par superposé, on entend que chaque signal alternatif de tension global V1 , V2, V3 est un seul signal comprenant les deux signaux V10 et V11 , représentés séparés schématiquement en figure 2a pour une meilleure compréhension mais sont regroupé comme représenté en figure 2b.

[0053] Les signaux de tension alternatif global étant déphasés les uns des autres par 360°/N, chaque signal de tension alternatif global, en l’occurrence de 120° (comme chaque signal de tension de puissance alternatif est déphasé de 360°/N de manière conventionnelle). Il en est de même pour les signaux de mesure qui sont déphasés les uns des autres par 360°/N. [0054] Un agrandissement d’une partie du premier signal alternatif de tension global V1 est représenté pour montrer ce signal de mesure superposé V11 . Ce signal de mesure ondule, selon une deuxième amplitude V1c d’au moins 5 fois inférieure à la première amplitude V1 p, en l’occurrence ici de 100Volts soit environ 5% de l’amplitude V1 p du signal alternatif de puissance (20 fois inférieur).

[0055] Le signal de mesure a en outre une deuxième fréquence F1 C d’au moins 20 fois supérieure à la deuxième valeur de la première fréquence F1 P, en l’occurrence ici 50 fois supérieur soit 25000 Hz.

[0056] Le signal de mesure a une forme sinusoïdale.

[0057] Lorsque le rotor du moteur synchrone tourne, il modifie l’impédance des enroulements de chaque phase du stator en fonction de la position angulaire du rotor. En effet, le rotor comprenant au moins une paire de pôle, va influencer le chemin magnétique pour chaque enroulement du stator en fonction de l’orientation angulaire de ses pôles donc modifier la perméabilité magnétique du circuit résultant, conduisant à la modification de l’inductance statorique en fonction de la position angulaire.

[0058] La figure 3 représente un graphique représentatif des valeurs d’une image d’impédances L1 , L2, L3 des enroulements d’un stator en fonction de la position angulaire du rotor, pour un tour complet de ce même rotor.

[0059] En ordonnée, on peut voir sur le graphique l’image d’impédance L1 , L2, L3 de chaque phase du stator qui est fonction de la pulsation de la tension d’alimentation des phases soit : [Lco( )], qui varie pour le présent exemple dans un rapport 1 à 3,25 et en abscisse on peut voir les différentes valeurs de rotation angulaire du rotor par rapport à un point repère, soit entre 1 ° et 360°.

[0060] La modélisation du graphique de la figure 3 permet de représenter une image de l’inductance Z montrant ainsi une variation de réluctance non purement sinusoïdale. Cette modélisation n’est donnée qu’à titre d’exemple est peut-être adaptée à d’autres géométries de rotor :

[0061] Z = L.co = [Lo + ki.Sin(2<ï ) +k2.Sin(4<ï>)].co avec = position angulaire du rotor, 0 à 360° co = pulsation de la tension d’alimentation, dans notre cas, 25000.2TT. La déformation est apportée par la composante Sin(44>).

[0062] Cette variation de l’impédance des enroulements statoriques est principalement fonction de la topologie du rotor et est fonction de la position angulaire du rotor par l’effet de réluctance variable (chemin magnétique dépendant de la position du rotor vis-à-vis du stator). Ainsi cette variation de l’impédance des enroulements statoriques a une influence sur le chemin à faible perméabilité relative offerte au champ magnétique alternatif à 25000Hz émis par le stator. Les amplitudes de chaque courant 11 , I2, I3 de chaque ligne de phase P1 , P2, P3 à 25 000Hz sont donc dépendantes de la position angulaire du rotor. Le bloc de calcul d’estimation de la position angulaire du rotor u11 peut donc à partir des signaux globaux de courant Si 1 , Si2, Si3 représentatifs des courants 11 , I2, I3 dans les lignes de phases P1 , P2, P3 par les mesures des capteurs de courant Ip1 , Ip2, Ip3 estimer une valeur de la position angulaire du rotor.

[0063] Dans cet exemple, le rotor comprend dans la suite une seule paire de pôles.

[0064] Le bloc de calcul d’estimation de la position angulaire du rotor u11 est représenté selon un schéma de principe sur la figure 6a et 6b. Le bloc de calcul d’estimation de la position angulaire du rotor u11 comprend un premier bloc démodulateur UH1 et un deuxième bloc démodulateur UH2 représenté en figure 6b. Chacun des deux blocs démodulateurs UH1 et UH2 démodule chaque signal global de courant Si 1 , Si2, Si3.

[0065] Le premier bloc démodulateur démodule chaque signal global de courant Si1 , Si2, Si3 à la seconde fréquence F1 C, pour extraire à un instant t, un signal de mesure démodulé Irmsl , Irms2, Irms3, une valeur de courant du signal de mesure démodulé Irmsl , Irms2, Irms3, représenté en figure 4. En l’occurrence, la valeur est une valeur de courant RMS de l’anglais « root mean square ».

[0066] Ainsi, le premier bloc démodulateur UH1 comprend un démodulateur H11 , H12, H13 (référencé sur les figures 6a et 6b) par signal global de courant Si1 , Si2, Si3 reçu pour ressortir la composante harmonique 1 de chacun des trois courants. Chaque démodulateur H11 , H12, H13 est comme représenté sur la figure 6a et comprend donc un multiplicateur qui multiplie ainsi le signal global de courant Si 1 , Si2, Si3 par la valeur égale à la deuxième fréquence F1 C soit ici dans cet exemple 25000 Hz pour ressortir les harmoniques de l’ordre 1 . [0067] Dans cet exemple, chaque signal de mesure démodulé Irmsl , Irms2, Irms3 comprend quatre positions angulaires du rotor possible par valeur de courant démodulé par le bloc démodulateur UH1 .

[0068] Par exemple, le premier signal de mesure démodulé Irmsl correspondant au premier courant 11 a pour une valeur de courant mesuré à un instant t, par exemple ici environ égal à 100mA milliampères, représentée par un trait et des ronds coupant le premier signal de mesure démodulé Irmsl , une première valeur <E>11 environ égal à 70°, une deuxième valeur <E>r1 environ égal à 90° une troisième valeur <E>13 environ égal à 270° et une quatrième valeur 0r2 environ égal à 240° (visible sur la figure 4).

[0069] Il en est de même pour le deuxième signal de mesure démodulé Irms2 dont la valeur mesurée à l’instant t est égal par exemple 100mA ampères, représentée par un trait et des carrés coupant le deuxième signal de mesure démodulé Irms2, a une première valeur 021 environ égal à 0°, une deuxième valeur 0r1 environ égal à 90° une troisième valeur 023 environ égal à 190° et une quatrième valeur <E>r2 environ égal à 240° (visible sur la figure 4).

[0070] Il en est de même pour le troisième signal de mesure démodulé Irms2 dont la valeur mesurée à l’instant t est égal par exemple 100mA ampères, représentée par un trait et des triangles coupant le troisième signal de mesure démodulé Irms2, a une première valeur 0r1 environ égal à 90°, une deuxième valeur 032 environ égal à 120° une troisième valeur <E>r2 environ égal à 240° et une quatrième valeur 034 environ égal à 290° (visible sur la figure 4).

[0071] Le premier bloc démodulateur UH1 comprend par exemple un extracteur VH1 , VH2, VH3 par démodulateur H11 , H12, H13 pour extraire une valeur de positionnement angulaire possible 11 , r1 , 13, 0r2, 021 , 032, 023, 034 selon la valeur de courant à un instant t pour chaque signal de mesure démodulé (Irmsl , Irms2, Irms3). Dans la figure 6a, la fonction extracteur des valeurs de positions est directement fait dans un identificateur de valeur commune 0H, expliqué en dessous

[0072] Ainsi le premier bloc démodulateur UH1 mesure à chaque instant t, une valeur pour chaque signal de mesure démodulé Irmsl , Irms2, Irms3 et identifie pour chaque signal de mesure démodulé Irmsl , Irms2, Irms3, des valeurs de position angulaire 011 , 0r1 , 013, 0r2, 021 , 032, 023, 034 correspondantes à la valeur identifiée à l’instant t. [0073] Le premier bloc démodulateur UH1 comprend enfin un identificateur de valeur commune 0H, des valeurs de position angulaire 11 , r1 , <E>13, r2, 21 , 032, 023, 034 identifiées pour chaque valeur mesurée à l’instant t des signaux de mesure démodulés Irmsl , Irms2, Irms3.

[0074] Par exemple, dans l’exemple de la figure 4, à l’instant t chaque signal de mesure démodulé Irmsl , Irms2, Irms3 a la valeur de position angulaire du rotor 0r1 , 0r2, extraite par l’extracteur respectivement VH1 , VH2, VH3 pour chaque valeur de courant à l’instant t du signal de mesure démodulé respectivement Irmsl , Irms2, Irms3.

[0075] Ainsi l’identificateur de valeur commune 0H permet d’identifier ces deux valeurs de positions angulaires possibles 0r1 , 0r2, comme représenté sur la figure 5.

[0076] Ainsi, le deuxième bloc démodulateur UH2 comprend un démodulateur respectivement référencé H21 , H22, H23 (visible sur les figures 6a et 6b) par signal global de courant Si1 , Si2, Si3 reçu pour identifier des harmoniques pairs, en l’occurrence dans cet exemple les harmoniques de l’ordre 2. Chaque démodulateur H21 , H22, H23 comprend un multiplicateur qui multiplie ainsi le signal global de courant Si 1 , Si2, Si3 par une valeur égale à deux fois la deuxième fréquence F1 C soit ici dans cet exemple 50000 Hz.

[0077] Le deuxième bloc démodulateur UH2 comprend un lecteur respectivement référencé SH21 , SH22, SH23 par signal global de courant Si1 , Si2, Si3 pour lire chaque signe positif ou négatif des harmoniques d’ordre 2 de chaque signal global de courant Si1 , Si2, Si3. Dans l’exemple représenté en figure 6a, le lecteur est un comparateur avec la valeur 0.

[0078] Le deuxième bloc démodulateur UH2 peut comprendre en outre un calculateur de signe, recevant du lecteur, chaque signe positif ou négatif des harmoniques d’ordre 2 de chaque signal global de courant Si1 , Si2, Si3 et en ce que le calculateur moyenne les valeurs quadratiques selon les différents signes, pour en déterminer une valeur de son signe (positif ou négatif) de la deuxième harmonique H2.

[0079] Le bloc de calcul d’estimation de la position angulaire du rotor u11 comprend enfin un estimateur de position angulaire du rotor u110 pour estimer la valeur de position 0r parmi les deux valeurs de positions angulaires possibles 0r1 , 0r2, en fonction des signes positif ou négatif des harmoniques d’ordre 2 reçu par les lecteurs. Dans les deux exemples représentés en figure 6a et 6b, estimateur de position angulaire du rotor u110 réalise la fonction de calcul de signe pour estimer la position angulaire parmi les deux positions possible reçu de l’identificateur de valeur commune <$>H.

[0080] En l’occurrence dans cet exemple la position angulaire <$>r1 égale à 90°.

[0081] En effet, le fait que le rotor ait des aimants introduit un champ extérieur sur le stator, entraîne le décalage du point de fonctionnement sur la fonction B = f(H) dont la déformation de l’onde de courant va être dissymétrique. Comme représenté sur la figure 7 qui représente trois différentes positions du rotor par rapport au stator ainsi qu’un graphique du champ d’induction magnétique B en fonction de l’intensité du champ magnétique B = f (H) par position, avec chacun un point de fonctionnement correspondant donc à la position du rotor correspondant.

[0082] Cette dissymétrie se traduit par l’apparition d’harmoniques pairs. En effet, chaque courant 11 , I2, I3 circulant dans chaque ligne de phase P1 , P2, P3 va donc entraîner le décalage du point de fonctionnement sur la fonction B = f(H) dont l’harmonique pair est dépendant de la position dans le cycle. C’est-à-dire qu’on va plus déformer tantôt l’alternance positive, tantôt l’alternance négative, selon de quel côté on se situe autour du point 0 du cycle B = f(H).

[0083] Grace aux démodulateurs H21 , H22, H23 et moyennant la valeur de H2, par la valeur de son signe (positif ou négatif) nous pouvons savoir si le décalage dans le cycle B = f(H) est dû à un pôle Nord ou un pôle Sud du rotor et ainsi en déduire si la position angulaire du rotor a comme valeur la première ou la deuxième position angulaire possible <$>r1 , <E>r2.

[0084] Selon un exemple, non représenté, le bloc de calcul d’estimation de la position angulaire du rotor u11 , comprend en outre un démodulateur d’ordre quatre, et un lecteur d’harmonique d’ordre quatre pour comparer les résultats avec ceux de l’ordre deux. Cela permet d’avoir une amplitude notablement supérieure, ce qui permet d’améliorer la sensibilité du bloc de calcul d’estimation de la position angulaire du rotor u11 en particulier lorsque la position est proche de 360°.

[0085] Pour les moteurs ayant plus d’une paire de pôles au rotor, la position angulaire est à calculer sur 360 divisé par le nombre de paires de pôles soit : [0086] 180° pour 2 paires de pôles

[0087] 120° pour 3 paires de pôles

[0088] 90° pour 4 paires de pôles

[0089] Dans ces exemples, comme le rotor comprend plus d’une paire de pôles, on n’estime donc pas la position angulaire du rotor sur 360° mais le bloc de commande u10 pilote la commande d’alimentation du moteur synchrone sur 360°/ par le nombre de paires de pôles et non sur 360°.

[0090] L’invention concerne aussi un procédé d’alimentation du système d’alimentation décrit précédemment comprenant les étapes de : recevoir une consigne de vitesse, commander les transistors du bloc onduleur redresseur R pour alimenter les phases du moteur synchrone, selon un signal alternatif de tension global V1 , V2, V3 tel qu’il comprend un signal alternatif de puissance de tension ayant une première valeur d’amplitude V1 P selon une première fréquence F1 P, en fonction de la consigne de vitesse, et en outre un signal de mesure superposé au signal de puissance, le signal de mesure ayant une deuxième amplitude d’au moins 10 fois inférieure à la première amplitude et une deuxième fréquence au moins 20 fois supérieure à la deuxième valeur, transmettre des signaux globaux de courant Si 1 , Si2, Si3 représentatifs des courants 11 , I2, I3 dans les lignes de phases P1 , P2, P3 mesuré par les capteurs de courant Ip1 , Ip2, IP3, démoduler chaque signal global de courant Si 1 , Si2, Si3 par le premier bloc démodulateur UH1 et par le deuxième démodulateur UH2 simultanément, estimer à différents instant t une valeur de position angulaire du rotor comprenant les sous étapes de : à chaque instant t, mesurer une valeur pour chaque signal de mesure démodulé Irmsl , Irms2, Irms3 et identifier pour chaque signal de mesure démodulé Irmsl , Irms2, Irms3 des valeurs de position angulaire 11 , r1 , 13, 0r2, 021 , 032, 023, 034 correspondantes à la valeur identifiée à l’instant t, identifier deux valeurs de positions angulaires possibles r 1 , <3>r2 qui sont commune dans les différentes valeurs de position angulaire identifiées 11 , r1 , 13, 0r2, 021 , 032, 023, 034 correspondants aux valeurs des signaux de mesure démodulés Irmsl , Irms2, Irms3 différent à chaque instant t, identifier le signe, de la valeur à chaque instant t, de chaque signal démodulé par le deuxième bloc UH2 et estimer la position angulaire 0r1 du rotor par rapport au stator parmi les deux valeurs de positions angulaires possibles 0r1 , 0r2 en fonction d’au moins un signe identifié.

[0091] Enfin étant donné que la variation de l’impédance des enroulements statoriques est principalement fonction de la topologie du rotor et est fonction de la position angulaire du rotor par l’effet de réluctance variable (chemin magnétique dépendant de la position du rotor vis-à-vis du stator). L’invention concerne aussi un procédé d’acquisition de lois de pilotage liées aux caractéristiques intrinsèques du moteur synchrone, pour un système d’alimentation décrit précédemment, dans lequel un moteur synchrone identique à celui du système d’alimentation est monté sur un banc avec un capteur de rotation, et en ce que le procédé d’acquisition de lois de pilotage comprend les étapes de :

Alimenter les phases du moteur synchrone par le bloc onduleur redresseur R selon le signal alternatif de tension global dans lequel le signal alternatif de puissance de tension a une première valeur d’amplitude V1 P prédéterminée selon une première fréquence F1 P prédéterminée, et

Mesurer à diffèrent instant t, une valeur de position angulaire et les signaux globaux de courant Si 1 , Si2, Si3, démoduler pour chaque différent instants t mesuré, chaque signal global de courant Si 1 , Si2, Si3 en une valeur de chaque signal de mesure démodulé Irmsl , Irms2, Irms3 par le premier bloc démodulateur UH1 ainsi qu’identifier le signe de chaque signal global de courant Si1 , Si2, Si3 démodulé par le deuxième bloc UH2 et mémoriser une correspondance entre ces valeurs de signal de mesure démodulé Irmsl , Irms2, Irms3 et la valeur de position angulaire ainsi que le signe de chaque signal démodulé par le deuxième bloc démodulateur UH2.

[0092] Sauf précision contraire, un même élément apparaissant sur des figures différentes présente une référence unique.