Die vorliegende Erfindung betrifft einen elektronischen Mischer zum Erzeugen eines Mischsignals durch Mischen eines Lokaloszillatorsignals mit einem Nutzsignal mit mindestens einem Feldeffekttransistor, der mindestens ein Gate, mindestens eine Source und mindestens einen Drain aufweist, einem Nutzsignaleingang zum Einspeisen des Nutzsignals mit einer Nutzfrequenz und einem Lokaloszillatorsignaleingang zum Einspeisen des Lokaloszillatorsignals, der so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers ein Lokaloszillatorsignal aufnimmt, dessen Lokaloszillatorfrequenz gleich einem ganzzahligen Bruchteil der um die Mischfrequenz erhöhten oder verringerten Nutzfrequenz ist und einem Signalausgang, an dem im Betrieb des Mischers das Mischsignal anliegt.

Die vorliegende Erfindung betrifft darüber hinaus ein Verfahren zum Erzeugen eines Mischsignals durch Mischen eines Lokaloszillatorsignals mit einem Nutzsignal in mindestens einem Feldeffekttransistor, der mindestens ein Gate, mindestens eine Source und mindestens einen Drain aufweist, mit dem Schritt Erzeugen des Lokaloszillatorsignals mit einer Lokaloszillatorfrequenz, wobei die Lokaloszillatorfrequenz gleich einem ganzzahligen Bruchteil der um die Mischfrequenz erhöhten oder verringerten Nutzfrequenz ist.

Zur effizienten Erfassung von elektromagnetischen Signalen werden seit langem Überlagerungsempfänger, insbesondere Heterodynempfänger, verwendet, bei denen das zu erfassende elektromagnetische Signal, das nachfolgend als Nutzsignal bezeichnet wird, mit einem lokal, d. h. am oder im Mischer selbst erzeugten Signal, das nachfolgend als Lokaloszillatorsignal bezeichnet wird, gemisch wird. Das Mischsignal weist dann eine Mischfrequenz auf, die gleich der Differenzfrequenz zwischen der Frequenz des Nutzsignals, diese wird nachfolgend als Nutzfrequenz bezeichnet, und der Frequenz des Lokaloszillatorsignals, diese wird nachfolgend als Lokaloszillatorfrequenz bezeichnet, ist. Die Amplitude des Mischsignals ist ein Maß für die Amplitude des Nutzsignals. Das in der vorliegenden Anmeldung als Mischsignal mit der Mischfrequenz bezeichnete Signal als Ausgang des Mischers, wird in der Literatur häufig auch Zwischenfrequenzsignal mit der Zwischenfrequenz genannt.

Der Terahertz-Frequenzbereich oder Submillimeter-Wellenlängenbereich, der grob von 100 Gigahertz (GHz) bis 10 Terahertz (THz) definiert ist, ist einer der letzten„dunklen" Bereiche des elektromagnetischen Spektrums. Technisch nutzbare Detektoren sind in diesem Frequenzbereich bisher nicht oder nur bei niedrigen Frequenzen kommerziell erhältlich. Insbesondere die Mischeffizienz von Feldeffekttransistoren, die häufig zum Mischen eines Nutzsignals mit einem Lokaloszillatorsignal verwendet werden, sinkt zu höheren Nutzfrequenzen hin stark ab.

Dabei hängt die Effizienz der Mischer aber auch von der zur Verfügung gestellten Leistung des Lokaloszillatorsignals ab. Leistungsstarke Lokaloszillatorquellen sind bei hohen Terahertz- Frequenzen nicht oder nur mit großem technischen und finanziellen Aufwand verfügbar. Daher ist es aus dem Stand der Technik bekannt, einen Lokaloszillator zu verwenden, der ein Lokaloszillatorsignal erzeugt, dessen Lokaloszillatorfrequenz gleich einem ganzzahligen Bruchteil der um die Mischfrequenz erhöhten oder verringerten Nutzfrequenz ist. Ein derartiges Mischverfahren wird als subharmonisches Mischen bezeichnet.

Ausgenutzt werden beim subharmonischen Mischen die nichtlinearen Eigenschaften des Mischerbauelements, so auch beim Feldeffekttransistor. Es wird ein Mischprodukt bei der Differenz eines ganzzahligen Vielfachen der Lokaloszillatorfrequenz und der Nutzfrequenz erzeugt.

Allerdings ist die Effizienz des subharmonischen Mischens deutlich geringer als die Mischeffizienz bei Einkopplung der Fundamentalen mit gleicher Leistung in das Mischerelement, insbesondere den Feldeffekttransistor.

Daher ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen elektronischen Mischer bereitzustellen, der ein subharmonisches Mischen mit erhöhter Mischeffizienz ermöglicht.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch das Bereitstellen eines elektronischen Mischers gelöst zum Erzeugen eines Mischsignals durch Mischen eines Lokaloszillatorsignals mit einem Nutzsignal mit mindestens einem Feldeffekttransistor, der mindestens ein Gate, mindestens eine Source und mindestens einen Drain aufweist, einem Nutzsignaleingang zum Einspeisen des Nutzsignals mit einer Nutzfrequenz, einem Lokaloszillatorsignaleingang zum Einspeisen des Lokaloszillatorsignals, der so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers ein Lokaloszillatorsignal aufnimmt, dessen Lokaloszillatorfrequenz ein ganzzahliger Bruchteil der Nutzfrequenz des Nutzsignals zuzüglich oder abzüglich einer Mischfrequenz des Mischsignals ist, und einem Signalausgang, an dem im Betrieb des Mischers das Mischsignal anliegt, wobei der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers zur Erzeugung einer Gate-Source-Spannung und/oder einer Drain-Souce-Spannung mindestens ein Gate des Feldeffekttransistors und/oder der Drain und/oder die Source das Nutzsignal von dem Nutzsignaleingang aufnehmen, wobei der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers zur Erzeugung einer Gate-Source-Spannung mindestens ein Gate des Feldeffekttransistors das Lokaloszillatorsignal von dem Lokaloszillatorsignaleingang aufnimmt, und wobei der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers der Drain oder die Source des Feldeffekttransistors zur Erzeugung einer Drain-Souce-Spannung das Lokaloszillatorsignal von dem Lokaloszillatorsignaleingang aufnimmt, und wobei der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers zwischen dem von dem Gate des Feldeffekttransistors aufgenommenen Lokaloszillatorsignal und dem von dem Drain oder der Source des Feldeffekttransistors aufgenommenen Lokaloszillatorsignal eine Phasenverschiebung zwischen 0° und 360° eingefügt wird.

Die entscheidende Idee zur Verbesserung eines Mischers auf Basis eines Feldeffekttransistors lieg erfindungsgemäß darin, gleichzeitig das Lokaloszillatorsignal sowohl in das Gate als auch in den Drain oder alternativ gleichzeitig in das Gate und die Source des Feldeffekttransistors einzu- koppeln. Auf diese Weise trägt das Lokaloszillatorsignal zur Gate-Source-Spannung und zur Drain-Source-Spannung bei.

Eine solche gleichzeitige Einkopplung des Lokaloszillatorsignals in Gate und Drain genügt jedoch für eine Steigerung der Mischeffizienz nicht. Vielmehr muss eine Phasenverschiebung zwischen 0° und 360° zwischen den jeweils an Gate und Drain oder Source anliegenden Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals eingefügt werden.

Wenn im Sinne der vorliegenden Anmeldung von einem Feldeffekttransistor (FET) die Rede ist, so werden darunter alle für den Fachmann unter diesen Begriff fallenden spannungsgesteuerten Unipolartransistoren verstanden. Dabei weisen die meisten Feldeffekttransistoren in Bezug auf Source und Drain symmetrische Eigenschaften auf, so dass die Bezeichnung Source und Drain ausschließlich von der Beschaltung des Elementes abhängt. Für die erfindungsgemäße Schaltung ist es dabei unerheblich, ob die Einkopplung des Nutzsignals und/oder des Lokaloszillatorsignals in die Source oder den Drain des Transistors erfolgt. Wenn in der folgenden Beschreibung dargelegt wird, dass die Einkopplung der Signale in den Drain erfolgt, so ist dient dies lediglich der sprachlichen Vereinfachung und dem besseren sprachlichen Verständnis. Alternativ zur Einkopplung in den Drain ist bei entsprechender Beschaltung auch eine Einkopplung der Signale in die Source des Transistors möglich.

Ist in der folgenden Beschreibung sowie den Ansprüchen davon die Rede, dass eine Einkopplung in das Gate und den Drain oder die Source erfolgt, so ist gemeint, das die Einkopplung sowohl in das Gate als auch in den Drain oder die Source erfolgt.

In einer Ausführungsform werden die zu mischenden Signale, Nutzsignal und Lokaloszillatorsignal, beide sowohl in mindestens eines der Gates als auch in den Drain des Feldeffekttransistors eingekoppelt. Dabei ist es in einer solchen Ausführungsform vorteilhaft, aber nicht zwingend, wenn Phasenverschiebungen zwischen 0° und 360° zwischen den jeweils an Gate und Drain anliegenden Signalanteilen sowohl des Nutzsignals als auch des Lokaloszillatorsignals eingefügt werden.

In einer Ausführungsform ist der Feldeffekttransistor ein Multigate-Feldeffekktransistor, d.h. eine Feldeffekttransistor mit einer Mehrzahl von Gates. In einer solchen Ausführungsform ist es ausreichend mindestens eines der Gates mit dem Nutzsignal und mindestens eines der Gates mit dem Lokolszillatorsignal zu beaufschlagen. Dabei ist es in einer Ausführungsform möglich mindestens eines der Gates des Multigate-Feldeffekttransistors sowohl mit dem Nutzsignal als auch mit dem Lokaloszillatorsignal zu beaufschlagen, so wie dies bei einem Feldeffekttransistor mit nur einem Gate der Fall ist.

Dabei sind insbesondere Ausführungsformen möglich, bei denen mehr als ein Nutzsignal und mehr als ein Lokaloszillatorsignal in den Mischer eingekoppelt werden bzw. mehr als ein Nutzsignaleingang und mehr als ein Lokaloszillatorsignaleingang vorgesehen sind.

In einer Ausführungsform des Mischers werden der Nutzsignaleingang und/oder der Lokaloszillatorsignaleingang von einer Antenne gebildet.

In einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Mischers ist der Lokaloszillatorsignaleingang mit einem Lokaloszillator zum Erzeugen des Lokaloszillatorsignals verbunden, wobei der Lokaloszillator so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers ein Lokaloszillatorsignal erzeugt, dessen Lokaloszillatorfrequenz ein ganzzahliger Bruchteil der um eine Mischfrequenz des Mischsignals verringerten oder erhöhten Nutzfrequenz des Nutzsignals ist.

Um die Phasenverschiebung zwischen den Signalanteilen von Nutzsignal bzw. Lokaloszillatorsignal an Gate und Drain einzufügen weist der Mischer in einer Ausführungsform mindestens ein phaseschiebendes Element auf.

Phasenschiebende Elemente sind aus dem Stand der Technik in ganz unterschiedlichen Ausführungsformen bekannt. So lassen sich Phasenverschiebungen beispielsweise durch Verzögerungsstrecken, die einen Laufzeitunterschied und damit eine Phasenverschiebung zwischen zwei Signalpfaden einführen, realisieren. Alternativ dazu können elektronische Bauelemente verwendet werden, aber auch sogenannte geometrische Phasenschieber, die aufgrund ihrer topologi- schen Eigenschaften in der Lage sind, die Phasenlage eines Signals zu verändern. Unter einem phasenschiebenden Element im Sinne der vorliegenden Erfindung werden all diejenigen Elemente verstanden, die eine Phasenverschiebung zwischen den an ihrem Ein- und Ausgang anliegenden Signalen einfügen oder die an zwei verschiedenen Ausgängen Signalanteile bereitstellen, die eine relative Phasenverschiebung zueinander aufweisen. Dazu gehören neben den allgemein als phasenschiebend bezeichneten Elementen insbesondere auch Inverierer, Multiplizierer. Auch eine differenzielle Antenne, die an ihren Anschlusspunkten ein Signal im Gegentakt bereitstellt ist ein phasenschiebendes Element im Sinne der vorliegenden Erfindung. Auch der Feldeffekttransistor selbst kann in einer Ausführungsform die Funktion des phasenschiebenden Elements übernehmen, beispielsweise unter Verwendung plasmonischer Signalpropagation.

Unter einem subharmonischen Mischer im Sinne der vorliegenden Anmeldung wird ein Mischpro- zess verstanden, bei dem das Lokaloszillatorsignal eine Lokalosziliatorfrequenz aufweist, die ein ganzzahliger Bruchteil der um die Mischfrequenz reduzierten oder erhöhten Nutzfrequenz ist. Mathematisch ausgedrückt berechnet sich bei dem erfindungsgemäßen subharmonischen Mischen die Lokalosziliatorfrequenz v _L0 des zur Verfügung zu stellenden Lokaloszillatorsignals wie folgt: LO = (VRF± VIF)— .

n

Dabei ist v _RF die Nutzfrequenz des Nutzsignals RF und v _iF ist die Frequenz des Mischsignals IF, welches als Ausgangsprodukt des Mischers betrachtet wird, n ist eine ganze Zahl und bezeichnet die Harmonische der Lokalosziliatorfrequenz, die im Mischer generiert werden muss, um ein Mischprodukt bei der Frequenz v _iF zu ergeben.

In einer Ausführungsform der Erfindung liegt die Nutzfrequenz v _RF des Nutzsignals im sogenannten Terahertz-Frequenzbereich, d. h. im Sinne der vorliegenden Anmeldung in einem Frequenzbereich von 100 GHz bis 10 THz.

Soll beispielsweise als Nutzsignal ein Terahertzsignal bei 300 GHz empfangen werden, wobei das Mischsignal eine einfach zu verarbeitende Mischfrequenz V| _F von 100 MHz aufweist, so ist es zweckmäßig, wenn das Lokaloszillatorsignal eine Lokalosziliatorfrequenz bei der vierten Subharmonischen verschoben um die 100 MHz aufweist, d. h. v _L0 = (300 GHz - 100 MHz) · -

4 Die Mischfrequenz V| _F liegt zweckmäßigerweise in einem Bereich von DC bis 100 GHz und bevorzugt in einem Bereich von 1 MHz bis 1 GHz.

Während sich eine Steigerung der Effizienz bereits dann ergibt, wenn eine Phasenverschiebung nur zwischen den Signalanteilen an Gate und Drain entweder des Nutzsignals oder des Lokaloszillatorsignals eingefügt wird, ist es vorteilhaft, wenn in einer Ausführungsform zwischen den Signalanteilen an Gate und Drain sowohl des Nutzsignals als auch des Lokaloszillatorsignals eine Phasenverschiebung eingefügt wird.

Dabei beträgt die zwischen den Signalanteilen an Gate und Drain des Nutzsignals und/oder des Lokaloszillatorsignals eingefügte Phasenverschiebung in einer Ausführungsform 180° oder π. Eine Phasenverschiebung von 180° bewirkt eine maximale Steigerung der Mischeffizienz. Dabei ist die Änderung der Mischeffizienz 2 π-periodisch. D.h. eine relative Phasenverschiebung um 180° führt zum gleichen Ergebnis wie eine relative Phasenverschiebung um 540°.

Aus dem Stand der Technik ist es bekannt, zum Mischen eines Nutzsignals mit einer Nutzfrequenz im Terahertz-Frequenzbereich und einem Lokaloszillatorsignal das Nutzsignal in den Drain eines Feldeffekttransistors einzuspeisen und das Lokaloszillatorsignal in das Gate. Eine solche Anordnung ist in Figur 1 gezeigt. Auch in dieser klassischen Situation werden zumeist subharmonische der Nutzfrequenz als Lokaloszillatorfrequenz verwendet, um die Lokaloszillatorfrequenz bei preisgünstig verfügbaren Frequenzen betreiben zu können.

Unter der Annahme einer Aufteilung von Lokaloszillatorsignal und Nutzsignal von 50:50 auf Gate und Drain und einer Phasenverschiebung von 180° zwischen den jeweiligen Signalanteilen von Nutzsignal und Lokaloszillatorsignal an Gate und Drain, verbessert sich die Mischeffizienz bei der zweiten Harmonischen um 2,475, bei der dritten Harmonischen um 3,75 und bei der vierten Harmonischen um 5,48.

Mit anderen Worten ausgedrückt, kann aufgrund der Effizienzsteigerung durch die erfindungsgemäßen Phasenverschiebungen zwischen den jeweiligen Signalanteile an Gate und Drain das Lokaloszillatorsignal mit einer entsprechend verringerten Leistung bei der Lokaloszillatorfrequenz VLO bereitgestellt werden.

In einer Ausführungsform der Erfindung wird der Feldeffekttransistor in einem nicht-klassischen Regime als sogenannter Plasmafeldeffekttransistor oberhalb seiner Transistorgrenzfrequenz betrieben. D. h. die Nutzfrequenz des Nutzsignals v _RF ist größer als die Transistorgrenzfrequenz. Bei einem Betrieb oberhalb der Transistorgrenzfrequenz arbeitet der Feldeffekttransistor nicht mehr als Verstärker, so dass in diesem Fall der erfindungsgemäße Mischer bzw. das Verfahren zum Mischen die deutlichste Steigerung der Mischeffizienz bewirkt. Dies schließt allerdings eine zusätzliche Steigerung der Mischeffizienz durch Anlegen einer DC Vorspannung nicht aus. Auch plasmonische Effekte können in diesem Regime zu einer Erhöhung der Mischeffizienz führen. Laufzeiteffekte spielen phasenbeeinflussend eine Rolle.

In einer Ausführungsform der Erfindung weist der Mischer mindestens einen Splitter und mindestens einen Kombinator auf, wobei der Splitter und der Kombinator so angeordnet sind, dass im Betrieb des Mischers das Gate des Feldeffekttransistors und der Drain des Feldeffekttransistors sowohl das Nutzsignal als auch das Lokaloszillatorsignal aufnehmen.

Dabei wird im Sinne der vorliegenden Erfindung unter einem Splitter ein Bauelement verstanden, welches in der Lage ist, einen Signaleingang auf mindestens zwei Signalausgänge zu verteilen. Unter einem Kombinator hingegen wird ein Bauelement verstanden, das in der Lage ist, mindestens zwei Signaleingänge auf einen Signalausgang zusammenzuführen.

Im einfachsten Fall jedoch können ein Splitter und ein Kombinator von einem Punkt einer Schaltung gebildet werden, an dem mindestens zwei Leitungen zusammentreffen und sich zu einer einzigen vereinen. Ob ein solcher Punkt ein Splitter oder ein Kombinator ist, entscheidet sich dann in Abhängigkeit von der Signalrichtung.

In einer Ausführungsform können auch Splitter und Kombinator von einem einzigen Element mit mindestens zwei Eingangsanschlüssen und mindestens zwei Ausgangsanschlüssen (einem sogenannten 2x2-Koppler) gebildet werden.

In einer Ausführungsform weist der Mischer einen ersten Splitter, einen zweiten Splitter, ein erstes phasenschiebendes Element, ein zweites phasenschiebendes Element, einen ersten Kombinator und einen zweiten Kombinator auf, wobei der erste Splitter so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Nutzsignal von dem Nutzsignaleingang aufnimmt und das Nutzsignal an das Gate und den Drain ausgibt, wobei der zweite Splitter so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Lokaloszillatorsignal von dem Lokaloszillatorsignaleingang aufnimmt und das Lokaloszillatorsignal an das Gate und den Drain ausgibt, wobei das erste phasenschiebende Element zwischen dem ersten Splitter und dem Gate des Feldeffekttransistors oder zwischen dem ersten Splitter und dem Drain des Feldeffekttransistors angeordnet ist und wobei das erste phasenschiebende Element so eingerichtet ist, dass es zwischen dem vom Gate des Feldeffekttransistors aufgenommenen Nutzssignal und dem vom Drain des Feldeffekttransistors aufgenommenen Nutzsignal eine Phasenverschiebung, vorzugsweise von 180°, einfügt, wobei das zweite phasenschiebende Element zwischen dem zweiten Splitter und dem Gate des Feldeffekttransistors oder zwischen dem ersten Splitter und dem Drain des Feldeffekttransistors angeordnet ist und wobei das zweite phasenschiebende Element so eingerichtet ist, dass es zwischen dem vom Gate des Feldeffekttransistors aufgenommenen Lokaloszillatorsignal und dem vom Drain des Feldeffekttransistors aufgenommenen Lokaloszillatorsignal eine Phasenverschiebung, vorzugsweise von 180°, einfügt, wobei der erste Kombinator so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Nutzsignal von dem ersten Splitter und das Lokaloszillatorsignal von dem zweiten Splitter aufnimmt und das Nutzsignal und das Lokaloszillatorsignal an den Drain des Feldeffekttransistors ausgibt, und wobei der zweite Kombinator so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Nutzsignal von dem ersten Splitter und das Lokaloszillatorsignal von dem zweiten Splitter aufnimmt und das Nutzsignal und das Lokaloszillatorsignal an den Drain des Feldeffekttransistors ausgibt.

Eine derartige Anordnung weist den Vorteil auf, dass die ersten und zweiten phasenschiebenden Elemente jeweils in Abschnitten der Schaltung angeordnet sind, die entweder nur von dem Nutzsignal oder nur von dem Lokaloszillatorsignal durchflössen werden, so dass die phasenschiebenden Elemente für die Lokaloszillatorfrequenz bzw. die Nutzfrequenz optimiert werden können und die beiden phasenschiebenden Elemente das jeweils andere Signal nicht beeinflussen.

In einer alternativen Ausführungsform weist der Mischer genau ein phasenschiebendes Element auf, wobei das phasenschiebende Element so angeordnet ist, dass es im Betrieb des Mischers sowohl das Nutzsignals als auch das Lokaloszillatorsignal und sowohl das Nutzsignal als auch das Lokaloszillatorsignal an das Gate oder an den Drain des Feldeffekttransistors ausgibt, und wobei das phasenschiebende Element so eingerichtet ist, dass es im Betrieb des Mischers eine Phasenverschiebung, vorzugsweise von 180°, sowohl zwischen dem von dem Gate des Feldeffekttransistors aufgenommen Nutzssignal und dem von dem Drain des Feldeffekttransistors aufgenommenen Nutzsignal als auch zwischen dem von dem Gate des Feldeffekttransistors aufgenommenen Lokaloszillatorsignal und dem von dem Drain des Feldeffekttransistors aufgenommenen Lokaloszillatorsignal einfügt.

Eine solche Anordnung, bei der das Nutzsignal und das Lokaloszillatorsignal zunächst an einem Kombinator überlagert und dann auf zwei voneinander getrennten Leitungen zur Zuführung an das Gate und den Drain aufgeteilt werden, weist den Vorteil auf, dass sie mit nur einem einzigen phasenschiebenden Element auskommt.

Als nachteilig erweist sich möglicherweise, dass bei einer willkürlichen Wahl der Nutzfrequenz v _RF und der Lokaloszillatorfrequenz v _L o beide Signale unterschiedliche Phasenverschiebungen durch das einzige phasenschiebende Element erfahren. In einer Ausführungsform der Erfindung wählt man daher für das phasenschiebende Element eine Verzögerungsstrecke während der Mischer ein Lokaloszillatorsignal mit einer Lokaloszillatorfrequenz aufnimmt, die ein ungerader ganzzahliger Bruchteil der um die Mischfrequenz erhöhten oder verringerten Nutzfrequenz des Nutzsignals ist. Ist dabei die Verzögerungsstrecke als phasenschiebendes Element so gewählt, dass sie für die Nutzfrequenz v _RF gerade eine Phasenverschiebung von 180° einfügt, so wie sie für die Steigerung der Effizienz optimal ist, so wird auch für die ungerade Subharmonische die Phase um etwa 180° verschoben.

In einer Ausführungsform ist das vorzugsweise einzige phasenschiebende Element ein Transformator mit mindestens zwei Spulen. Dabei ist eine der Spulen, in einer Ausführungsform die Primärspule, mit dem Drain des Feldeffekttransistors und die andere Spule, in einer Ausführungsform die Sekundärspule, mit dem Gate des Feldeffekttransistors verbunden. Darüber hinaus ist eine der Spulen mit den Signaleingängen für das Nutzsignal und das Lokaloszillatorsignal verbunden. Aufgrund der inhärenten Eigenschaften des Transformators sorgt dieser als Splitter nicht nur für eine Aufteilung des Nutzsignals und des Lokaloszillatorsignals auf Gate und Drain des Feldeffekttransistors, sondern auch für die erfindungsgemäße Phasenverschiebung zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals an Gate und Drain sowie zwischen den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals an Gate und Drain.

In einer Ausführungsform dient der Transformator auch der Impedanzanpassung. Dazu ist dieser mit einer Primärspule und zwei Sekundärspulen ausgestaltet. Die Primärspule ist mit den Signaleingängen für das Nutzsignal und das Lokaloszillatorsignal verbunden, während die erste Sekundärspule mit dem Gate des Feldeffekttransistors verbunden ist und die zweite Sekundärspule mit dem Drain des Feldeffekttransistors verbunden ist.

In einer weiteren alternativen Ausführungsform weist der Mischer einen ersten und einen zweiten Splitter, ein erstes phasenschiebendes Element mit zwei Ausgangsanschlüssen und einen ersten und einen zweiten Feldeffekttransistor auf, wobei das erste phasenschiebende Element so angeordnet und eingerichtet ist, dass es im Betrieb des Mischers das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal aufnimmt und eine Phasenverschiebung von vorzugsweise 180° zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals und/oder Lokaloszillatorsignals an seinen zwei Ausgangsanschlüssen einfügt, wobei der erste Splitter so angeordnet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal von einem Ausgangsanschluss des ersten phasenschiebenden Elements aufnimmt und das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal an einem ersten und einem zweiten Ausgang ausgibt, wobei der zweite Splitter so angeordnet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal von einem Ausgangsanschluss des ersten phasenschiebenden Elements aufnimmt und das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal an einem ersten und einem zweiten Ausgang ausgibt, wobei der erste Feldeffekttransistor so angeordnet ist, dass im Betrieb des Mischers sein Gate das Nutzsignal (RF) und/oder das Lokaloszillatorsignal von dem zweiten Ausgang des zweiten Splitter aufnimmt und dass sein Drain das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal von dem ersten Ausgang des ersten Splitter aufnimmt, wobei der zweite Feldeffekttransistor so angeordnet ist, dass im Betrieb des Mischers sein Gate das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal von dem zweiten Ausgang des ersten Splitter aufnimmt und dass sein Drain das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal von dem ersten Ausgang des zweiten Splitter aufnimmt.

Bei einer solchen Ausführungsform ist es zweckmäßig, wenn das erste phasenschiebende Element von einer differentiellen Antenne gebildet wird. Diese dient gleichzeitig als Nutzsignaleingang und/oder Lokaloszillatoreingang, da sie das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal empfängt.

In einer Ausführungsform ist das erste phasenschiebende Element eine differentielle Antenne, die sowohl das Nutzsignal als auch das Lokaloszillatorsignal empfängt. Dann liegen an den beiden Ausgangsanschlüssen sowohl Signalanteile des Nutzsignals als auch des Lokaloszillatorsignals an, die jeweils zueinander um 180° phasenverschoben sind.

Beispiele für eine solche differentielle Antenne sind insbesondere eine Halbwellenfaltdipolanten- ne, eine Loop-Antenne und eine Patch-Antenne. Die genannten Antennentypen sind Antennen, an deren Antennenfußpunkten bzw. -anschlüssen das empfangene Nutzsignal im Gegentakt, d. h. mit einer Phasenverschiebung von 180° ausgegeben wird.

Zweigt man von jedem Ausgangsanschluss einer solchen differentiellen Antenne einen Signalanteil ab und gibt diesen überkreuzt auf das Gate eines der beiden Feldeffekttransistoren, während man den zweiten Signalanteil auf den Drain des jeweils anderen Feldeffekttransistors gibt, so liegen an Gate und Drain eines jeden der beiden Feldeffekttransistoren um 180° gegeneinander phasenverschobene Nutz- und/oder Lokaloszillatorsignale an.

In einer weiteren Ausführungsform weist der erfindungsgemäße Mischer ein erstes und ein zweites phasenschiebendes Element auf, wobei das erste phasenschiebende Element von einer differentiellen Antenne als Nutzsignaleingang gebildet wird und wobei das zweite phasenschiebende Element von einer differentiellen Antenne als Lokaloszillatorsignaleingang gebildet wird.

In einer alternativen Ausführungsform ist die Antenne so ausgestaltet, dass sie das Nutzsignal freistrahl empfängt und das Lokaloszillatorsignal von dem Lokaloszillator über eine elektrische Verbindungsleitung aufnimmt, durch die Antenne durchschleift und über die Anschluss- bzw. Fußpunkte der Antenne ausgibt. Das auf diese Weise in den Mischer eingespeiste Lokaloszillatorsignal wird an den Anschlusspunkten der differentiellen Antenne in Phase ausgegeben. In diesem Sinne wirkt dann die differentielle Antenne für das Lokaloszillatorsignal als Splitter. Erfolgt die Einspeisung des Lokaloszillatorsignals symmetrisch in die differentielle Antenne, so liegt das Lokaloszillatorsignal im Gleichtakt, d.h. ohne Phasenverschiebung an den Ausgangsanschlüssen der Antenne an. Bei asymmetrischer Einspeisung lässt sich eine Phasenverschiebung zwischen den Signalanteilen an den beiden Ausgangsanschlüssen erreichen.

In einer Ausführungsform der Erfindung ist das Gate des Feldeffekttransistors mit einer Gleichspannung vorgespannt. Dabei weist der Mischer vorzugsweise eine Vorspannungsquelle auf, welche in einer Ausführungsform über ein Bias-Tee mit dem Gate des Feldeffekttransistors verbunden ist.

Die oben genannte Aufgabe wird auch durch ein Verfahren zur Erzeugung eines Mischsignals durch Mischen eines Lokaloszillatorsignals mit einem Nutzsignal in mindestens einem Feldeffekttransistor, der mindestens ein Gate, mindestens eine Source und mindestens ein Drain aufweist, gelöst, das folgende Schritte aufweist: Erzeugen des Lokaloszillatorsignals mit einer Lokaloszillatorfrequenz, wobei die Lokaloszillatorfrequenz ein ganzzahliger Bruchteil der Nutzfrequenz des Nutzsignals zuzüglich oder abzüglich einer Mischfrequenz des Mischsignals ist, Einspeisen des Nutzsignals mit einer Nutzfrequenz in mindestens ein Gate und/oder den Drain des Feldeffekttransistors, Einspeisen des Lokaloszillatorsignals in mindestens ein Gate und den Drain des gleichen Feldeffekttransistors, Einfügen einer Phasenverschiebung zwischen 0° und 360° zwischen dem Lokaloszillatorsignal an dem Gate und dem Lokaloszillatorsignal an dem Drain des Feldeffekttransistors.

In einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird das Nutzsignal sowohl in mindestens ein Gate als auch in den Drain des Feldeffekttransistors eingespeist. Dabei ist es vorteilhaft, aber nicht notwendig, eine Phasenverschiebung sowohl zwischen dem Nutzsignal an dem Gate und dem Nutzsignal an dem Drain des Feldeffekttransistors als auch zwischen dem Lokaloszillatorsignal an dem Gate und dem Lokaloszillatorsignal an dem Drain des Feldeffekttransistors einzufügen. Auf diese Weise lässt sich eine optimale Steigerung der Mischeffizienz beim subharmonischen Mischen erzielen.

In einer weiteren Ausführungsform beträgt die Phasenverschiebung 180°. Bei einer Phasenverschiebung von 180° liegt ein Optimum der Effizienzsteigerung des Mischprozesses, unabhängig davon, ob man eine Optimierung der Phasenverschiebung zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals oder den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals betrachtet. Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegenden Erfindung werden anhand der folgenden Beschreibung, Ausführungsformen und der dazugehörigen Figuren deutlich.

Figur 1 zeigt einen elektronischen Mischer aus dem Stand der Technik.

Figur 2 zeigt eine erste Ausführungsform des elektronischen Mischers.

Figur 3 zeigt einen Graphen, in dem die Steigerung der Mischeffizienz gegen die Phasenverschiebung zwischen den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals an Gate und Drain des Feldeffekttransistors aufgetragen ist.

Figur 4 zeigt einen Graphen, in dem die Steigerung der Mischeffizienz gegen die Phasenverschiebung zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals an Gate und Drain des Feldeffekttransistors aufgetragen ist.

Figur 5 zeigt einen Graphen, in dem die Steigerung der Mischeffizienz gegen die Phasenverschiebungen zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals und des Lokaloszillatorsignals an Gate und Drain des Feldeffekttransistors aufgetragen ist.

Figur 6 zeigt einen Graphen, in dem die Steigerung der Mischeffizienz gegen die Aufteilung der Leistung des Lokaloszillatorsignals auf Gate und Drain des Feldeffekttransistors aufgetragen ist.

Figur 7 zeigt einen Graphen, in dem die Steigerung der Mischeffizienz gegen die Aufteilung der Leistung des Nutzsignals auf Gate und Drain des Feldeffekttransistors aufgetragen ist.

Figur 8 zeigt eine zweite Ausführungsform des erfindungsgemäßen elektronischen Mischers.

Figur 9 zeigt eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen elektronischen Mischers.

Figur 10 zeigt ein Beispiel für eine differentielle Antenne aus dem Mischer aus Figur 9.

Figur 1 1 zeigt eine Variante des erfindungsgemäßen Mischers aus Figur 9. Figur 12 zeigt eine Variante des erfindungsgemäßen Mischers aus Figur 8.

Figur 13 zeigt eine Zweifrequenzantenne für die Ausführungsform des erfindungsgemäßen

Mischers aus Figur 12.

Figur 1 zeigt einen Mischerschaltkreis aus dem Stand der Technik. Kernstück des Mischers ist ein Feldeffekttransistor 1 mit einem Gate G, einem Drain D und einer Source S. In dem Feldeffekttransistor 1 sollen ein Hochfrequenzsignal RF mit einer Signalspannung U _RF und ein Lokaloszillatorsignal LO mit einer Lokaloszillatorspannung U _L o miteinander gemischt werden, um ein Mischsignal IF mit einer Signalspannung U| _F zu erzeugen. Aufgrund der Mischeigenschaften des Feldeffekttransistors 1 ist die Mischfrequenz ν _!Ρ gleich der Differenz zwischen der Nutzfrequenz v _RF des Hochfrequenzsignals RF und der Lokaloszillatorfrequenz v _L0 des Lokaloszillatorsignals LO. Im Sinne der Beschreibung und der Ansprüche ist das Hochfrequenzsignal RF das Nutzsignal, d. h. die Amplitude dieses Signals soll mit Hilfe der Detektionsvorrichtung, so wie sie in Figur 1 für den Stand der Technik und in den weiteren Figuren erfindungsgemäß dargestellt ist, erfasst werden.

Um den Feldeffekttransistor 1 aus Figur 1 als Mischer zu betreiben, wird das Hochfrequenzsignal RF auf den Drain D des Feldeffekttransistors 1 gegeben, so dass das Hochfrequenzsignal eine Drain-Source-Spannung U _D s erzeugt. Dem hingegen wird das von dem Lokaloszillator 2 erzeugte Lokaloszillatorsignal LO auf das Gate G des Feldeffekttransistors 1 gegeben, so das es eine Ga- te-Source-Spannung U _G s in dem Feldeffekttransistor 1 hervorruft. Die Drain-Source-Spannung Uos ist wie folgt gegeben

U _D s = U _RF · sin (U ⁾ RF · t), wobei Ü)RF die zur Nutzfrequenz v _RF zugehörige Kreisfrequenz ist. Dem gegenüber ist die Gate- Source-Spannung U _G s durch den folgenden Ausdruck gegeben

U _G s = U _L0 ^■ sin (U>LO t), wobei U ⁾ LO die zur Lokaloszillatorfrequenz v _L0 zugehörige Kreisfrequenz ist.

Da Lokaloszillatoren bei den typischen hier zu betrachtenden Nutzfrequenzen im Terahertz- Frequenzbereich, d. h. zwischen 100 GHz und 10 THz nicht mit ausreichender Leistung zur Verfügung stehen, wird als Lokaloszillatorfrequenz v _L o eine Frequenz gewählt, die gleich einem ganzzahligen Bruchteil der um die Mischfrequenz v _!F erhöhten oder verringerten Nutzfrequenz VRF ist. Abgesehen von der Verschiebung um die Mischfrequenz V| _F ist also die Lokaloszillatorfrequenz v _L o eine Subharmonische der Nutzfrequenz v _RF .

In der Kleinsignalnäherung ergeben sich folgende Amplituden für das Mischsignal der unterschiedlichen Harmonischen:

Auf diese Amplituden der Mischsignale werden im Folgenden die Amplituden der mit den erfindungsgemäßen Mischern erzeugten Mischsignale normiert und die normierte Größe wird als Steigerung der Mischeffizienz bezeichnet.

Um den Feldeffekttransistor 1 bei einem optimalen Arbeitspunkt betreiben zu können, wird das Gate mit Hilfe einer Vorspannungsquelle 3, die über ein Bias-Tee mit der Zuleitung des Lokaloszillators 2 zu dem Gate G verbunden ist, mit einer Gleichspannung vorgespannt.

Im Folgenden werden der Einfachheit halber gleiche Elemente, d. h. solche mit gleicher Funktion, mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet.

Figur 2 zeigt einen elektronischen Mischer zum Mischen eines Nutzsignals RF mit einem Lokaloszillatorsignal LO in einem Feldeffektransistor 1 mit einem Gate G, einem Drain D und einer Source S. Zur Erzeugung des Lokaloszillatorsignals LO mit der Lokaloszillatorfrequenz v _LO steht ein Lokaloszillator 2, der Bestandteil des Mischers ist, zur Verfügung.

Das Nutzsignal RF mit einer Spannungsamplitude U _RF wird mit Hilfe einer symbolisch in Figur 2 dargestellten Antenne 4 empfangen und von der Antenne in den Mischer eingespeist. In der dargestellten Ausführungsform wird beispielhaft ein Nutzsignal RF mit einer Nutzfrequenz von 300 GHz betrachtet. Es soll ein Mischsignal IF mit einer Mischfrequenz von V| _F von 150 MHz erzeugt werden. Dazu stellt der Lokaloszillator 2 eine Lokaloszillatorfrequenz bei der vierten Subharmonischen der um die Mischfrequenz reduzierten Nutzfrequenz bereit. Mathematisch ausgedrückt berechnet sich die Lokaloszillatorfrequenz wie folgt: v _L o = (V F -VIF) · —

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Ziel der in Figur 2 dargestellten erfindungsgemäßen Mischerschaltung ist es nun, das Nutzsignal RF und das Lokaloszillatorsignal LO sowohl in das Gate G als auch in dem Drain D einzuspeisen. Gleichzeitig soll zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals RF an Gate G und Drain D des Feldeffekttransistors 1 eine Phasenverschiebung eingefügt werden, ebenso wie zwischen den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals LO, die an Gate und Drain des Feldeffekttransistors 1 anliegen.

Dazu ist die Antenne 4 mit einem ersten Splitter 5 verbunden, der das Nutzsignal RF in zwei Signalanteile aufspaltet, von den der erste über einen ersten Phasenschieber 6 und einen ersten Kombinator 7 mit dem Drain D des Feldeffekttransistors 1 verbunden ist. Der zweite Ausgang des ersten Splitter 5 ist über einen zweiten Kombinator 8 mit dem Gate G des Feldeffekttransistors 1 verbunden.

Der Lokaloszillator 2 ist mit einem zweiten Splitter 9 verbunden, der das Lokaloszillatorsignal LO ebenfalls auf zwei Ausgänge aufteilt. Der eine Ausgang des Splitters 9 ist über einen zweiten Phasenschieber 10 mit dem ersten Kombinator 7 verbunden, so dass an dem ersten Kombinator 7 das Nutzsignal RF und das Lokaloszillatorsignal LO überlagert und an einem gemeinsamen Ausgang des Kombinators 7 für den Drain D des Feldeffekttransistors 1 bereitgestellt werden.

Der zweite Ausgang des zweiten Splitters 9 ist mit dem zweiten Kombinator 8 verbunden, so dass hier ebenfalls das Nutzsignal RF und das Lokaloszillatorsignal LO einander überlagert und dem Gate G des Feldeffekttransistors 1 bereitgestellt werden.

Um wie zuvor den Feldeffekttransistor 1 an seinem optimalen Arbeitspunkt betreiben zu können, ist eine Vorspannungsquelle 3 vorgesehen, welche eine Gleichvorspannung über ein Bias-Tee 11 in das Gate G des Feldeffekttransistors 1 einspeist.

Die Gate-Source-AC-Spannung für die erfindungsgemäße Mischeranordnung aus Figur 2 berechnet sich wie folgt. U _GS = · U _w · sin(ö? _w , · t) + fsll und die Drain-Source-Spannung ergibt sich aus folgendem Ausdruck

U _DS = Vl - r · U _IO sin(<y _A( , · t + φ _{Ι Ο} ) + /l - s ^■ U _R ^■ sin(<y _/y , · / + (p _m; ) .

Dabei beschreibt r den Anteil der Lokaloszillatorsignalleistung, die an das Gate angelegt wird, so dass 1-r die Lokaloszillatorsignalleistung am Drain ist. s beschreibt den Anteil der Nutzsignalleistung, die an das Gate angelegt wird, so dass 1-s die Nutzsignalleistung am Drain bezeichnet. <p _L0 beschreibt die von dem zweiten Phasenschieber 10 eingefügte Phasenverschiebung der Signalanteile des Lokaloszillatorsignals an Gate und Drain. <p _RF beschreibt die Phasenverschiebung zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals RF, die an Gate und Drain anliegen.

Der mathematische Grenzfall mit r=1 und s=0 beschreibt die Anordnung aus dem Stand der Technik, so wie sie in Figur 1 wiedergegeben ist.

Figur 3 zeigt einen Graphen, in dem die Steigerung der Mischeffizienz gegenüber der Phasenverschiebung <p _L0 zwischen den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals an Gate und Drain aufgetragen ist. Es ist offensichtlich, dass eine optimierte Mischeffizienz dann erreicht wird, wenn die Phasenverschiebung π bzw. 180° beträgt.

Figur 4 zeigt dem gegenüber einen Graphen, in dem die Steigerung der Mischeffizienz gegen die Phasenverschiebung cp _RF zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals an Gate und Drain wiedergegeben ist. Auch hier ergibt sich eine maximale Steigerung der Mischeffizienz bei einer Phasenverschiebung von π bzw. 180°.

Figur 5 zeigt einen Graphen, bei dem die Steigerung der Mischeffizient gegen eine Phasenverschiebung sowohl zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals RF an Gate und Drain als auch zwischen den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals LO an Gate und Drain aufgetragen ist, wobei <p _RF = (p _L o- Auch hier zeigt sich, dass es vorteilhaft ist, sowohl zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals RF als auch zwischen den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals LO eine Phasenverschiebung von jeweils π bzw. 180° einzufügen.

Die Figuren 6 und 7 zeigen jeweils eine Steigerung der Mischeffizienz gegenüber einer Variation der Faktoren r bzw. s. Es zeigt sich, dass sich die optimale Mischeffizienz nicht wie zunächst zu erwarten bei einer gleichen Aufteilung der verfügbaren Leistung des Lokaloszillatorsignal (Figur 6) bzw. des Nutzsignals RF (Figur 7) einstellt.

Während die optimale Phasenverschiebung für alle betrachteten Subharmonischen 1 bis 4 des Nutzsignals RF gleich ist, variiert das Optimum der Parameter r und s in Abhängigkeit davon, welche Subharmonische des Nutzsignals als Lokaloszillatorsignal verwendet wird. Benutzt man als Lokaloszillatorsignal eine Lokaloszillatorfrequenz bei der ersten Subharmonischen, so liegt das Optimum der Parameter bei r = s = 0,724, bei der zweiten Subharmonischen bei r = s = 0,609, bei der dritten Subharmonischen bei r = s = 0,555 und bei der vierten Subharmonischen bei r = s = 0,529. Lässt man die Ordnung der Subharmonischen gegen unendlich gehen, so gilt für das Optimum r = s = 0,5. Es zeigt sich jedoch, dass die Abweichung vom Optimum bei einer gleichmäßigen Aufteilung der Leistungen des Nutzsignals RF und des Lokaloszillatorsignals LO auf Gate und Drain, d. h. r = s - 0,5 auch bei den ersten bis vierten Subharmonischen nicht gravierend ist.

In Figur 8 ist eine alternative Ausführungsform des Mischerschaltkreises dargestellt, der im Gegensatz zu der Ausführungsform aus Figur 2 mit nur einem einzigen Kombinator 20, einem einzigen Splitter 21 und einem einzigen phasenschiebenden Element 22 auskommt.

Wie zuvor wird das Nutzsignal RF durch eine Antenne 4 bereitgestellt, und das Lokaloszillatorsignal LO wird von einem Lokaloszillator 2 erzeugt. Beide Signale RF und LO werden in dem Kombinator 20 zusammengeführt und einander überlagert, wobei das überlagerte Signal von dem Splitter auf zwei Pfade, die jeweils Signalanteile des Nutzsignals RF und des Lokaloszillatorsignals LO enthalten, aufgeteilt wird. Der erste Ausgang des Splitters 21 ist mit dem Drain des Feldeffekttransistors 1 verbunden, während der zweite Ausgang des Splitters 21 mit dem Gate des Feldeffekttransistors 1 verbunden ist. Um eine Phasenverschiebung sowohl zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals RF an Gate G und Drain D des Feldeffekttransistors 1 als auch zwischen den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals LO an Gate G und Drain D des Feldeffekttransistors 1 einzufügen, ist zwischen dem Splitter 21 und dem Drain D eine Verzögerungsstrecke 22 als phasenschiebendes Element vorgesehen. Wird die Verzögerungsstrecke so eingestellt, dass sie für das Nutzsignal eine beliebiges Phasenverschiebung zwischen 0 und 2π einfügt, so wird die gleiche Verzögerungsstrecke ebenfalls eine Phasenverschiebung zwischen 0 und 2π für das Lokaloszillatorsignal LO bewirken. Sollten allerdings beide Phasenverschiebungen π bzw. 180° betragen, so muss die Verzögerungsstrecke 22 gerade so eingestellt werden, dass sie für das Nutzsignal RF relativ zu dem an dem Gate G des Feldeffekttransistors 1 anliegenden Signalanteil des Nutzsignals 180° beträgt. Wird nun die Lokaloszillatorfrequenz v _L0 so gewählt, dass sie ein ungerader ganzzahliger Bruchteil der um die Mischfrequenz V| _F reduzierten Nutzfrequenz v _RF ist, so fügt die Verzögerungsstrecke 22 auch für das Lokaloszillatorsignal LO eine Phasenverschiebung von π bzw. 180° ein.

Figur 12 zeigt eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Mischers, der wie die Ausführungsform aus Figur 8 mit nur einem einzigen Kombinator auskommt. Der einzige Splitter wird von einem Transformator 60 gebildet. Zur Vereinfachung ist der Kombinator bei der Ausführungsform aus Figur 12 nicht dargestellt, sondern der Lokaloszillator 2 sowie die Antenne 4 sind schematisch als eine einzige Quelle 2, 4 dargestellt.

In einer technischen Realisierung der Schaltung aus Figur 12 wird eine Antenne 4"' verwendet, so wie sie in Figur 13 dargstellt ist. Diese bildet den Kombinator und Antenne ersetzt die schematische Quelle 2, 4 für das Nutzsignal RF und das Lokaloszillatorsignal LO aus Figur 12. Bei der Antenne 4"' aus Figur 13 handelt es sich um eine Zweifrequenzantenne bestehend aus einer Metallschicht als Massenebene, einem Dielektrikum und einem Metallpatch 70 auf dem Diee- lektrikum. Das Metallpatch 70 bildet eine Patch-Antenne für das Nutzsignal RF. In das Metallpatch 70 sind vier quadratische Ausnehmungen 71 , 72, 73, 74 strukturiert, d.h. in diesen Bereichen fehlt die Metallschicht auf dem Dielektrikum. Die Ausnehmungen 71 , 72, 73, 74 bilden vier Schlitzantennen in der Metallschicht für das Lokaloszillatorsignal, so dass an den Punkten P1 , P2, P3 und P4 jeweils eine Überlagerung zwischen dem Nutzsignal RF und dem Lokaloszillatorsignal LO abgegriffen und in den Schaltkreis aus Figur 12 eingespeist werden kann.

Die Überlagerung aus Nutzsignal RF und Lokaloszillatorsignal LO wird mit Hilfe eines Transformators 60 so aufgeteilt, dass das Hochfrequenzsignal RF und das Lokaloszillatorsignal LO sowohl an dem Gate G als auch an dem Drain D des Feldeffekttransistors 1 anliegen. Dabei ist die Primärspule 61 des Transformators 60 zwischen den Kombinator und den Drain des Feldeffekttransistors 1 geschaltet, während die Sekundärspule 62 zwischen die Gatevorspannung U _g und das Gate G des Feldeffekttransistors 1 geschaltet ist. Zwischen der Primärspule 61 und der Sekundärspule 62 besteht eine elektromagnetische Kopplung.

Aufgrund der inhärenten Eigenschaften des Transformators 60 sorgt dieser als Splitter nicht nur für eine Aufteilung des Nutzsignals RF und des Lokaloszillatorsignals LO auf Gate G und Drain D des Feldeffekttransistors 1 , sondern auch für die erfindungsgemäße Phasenverschiebung zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals RF an Gate G und Drain D sowie zwischen den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals LO an Gate G und Drain D.

Figur 9 zeigt eine weitere alternative Ausführungsform, die auf den speziellen Eigenschaften einer differentiellen Antenne 4' beruht. Eine beispielhafte Ausführungsform einer solchen differentiellen Antenne 4' ist in Figur 10 dargestellt. Die gezeigte gefaltete Halbwellenlängendipolantenne 4' ist so gewählt, dass sie für das auf die Antenne 4' einfallende Nutzsignal mit einer Nutzfrequenz v _RF resonant ist. An den Anschlusspunkten 4a' und 4b' liegt dann das Nutzsignal RF mit einer Phasenverschiebung von π zwischen den Signalanteilen am Anschluss 4a' und am Anschluss 4b' an. D. h. die differentielle Antenne 4' hat einen Zweidrahtausgang.

Im Gegensatz zu den Ausführungsformen aus Figuren 2 und 8 verfügt die Mischerschaltung gemäß Figur 9 über zwei Feldeffekttransistoren 50, 51. Während das Gate G des ersten Transistors 50 mit dem Signalanteil des Nutzsignals, der von dem Anschluss 4b' der Antenne 4' ausgegeben und versorgt wird, wird das Gate G des zweiten Feldeffekttransistors 51 mit dem Signalanteil des Nutzsignals, der am ersten Ausgang 4a' der differentiellen Antenne 4' anliegt, versorgt. Gerade umgekehrt erfolgt die Versorgung der Drains D der beiden Feldeffekttransistoren 50, 51 mit dem Nutzsignal. Während der erste Ausgang der Antenne 4a' mit dem Drain des ersten Feldeffekttransistors 50 verbunden ist, ist der zweite Ausgang 4b' der differentiellen Antenne 4' mit dem Drain des zweiten Feldeffekttransistors 51 verbunden.

Um dies zu erreichen, ist ein erster Splitter 52 vorgesehen, der mit dem ersten Anschluss 4a' der differentiellen Antenne verbunden ist und die Signale so aufteilt, dass der erste Anschluss 4a' der Antenne sowohl mit dem Drain des ersten Feldeffekttransistors 50 als auch mit dem Gate des zweiten Feldeffekttransistors 51 verbunden ist. In gleicher Weise ist der zweite Ausgang 4b' mit einem zweiten Splitter 53 verbunden, der wiederum den zweiten Ausgang 4b' der differentiellen Antenne 4' mit dem Gate des ersten Feldeffekttransistors 50 und dem Drain des zweiten Feldeffekttransistors 51 verbindet. Auf diese Weise entsteht eine Phasenverschiebung von 180° für das Nutzsignal sowohl zwischen dem Gate und dem Drain des ersten Feldeffekttransistors 50 als auch zwischen dem Gate und dem Drain des zweiten Feldeffekttransistors 51.

Speist man, wie in Figur 9 gezeigt, gleichzeitig das von dem Lokaloszillator 2 erzeugte Lokaloszillatorsignal LO am Symmetriepunkt 4c' der Antenne 4' in diese ein, so wirkt die Antenne 4' für das Lokaloszillatorsignal LO als Splitter und an den Ausgangsanschlüssen 4a' und 4b' der Antenne 4' liegt das Lokaloszillatorsignal ohne Phasenverschiebung zwischen den beiden Signalanteilen an.

Alternativ kann die Einspeisung des Lokaloszillatorsignals LO von dem Lokaloszillator 2 in die differentielle Antenne 4' asymmetrisch erfolgen, so dass aufgrund unterschiedlicher Laufzeiten des Lokaloszillatorsignals die Signalanteile an den Ausgangsanschlüssen 4a' und 4b' der Antenne 4' bereits eine Phasenverschiebung, vorzugsweise von 180°, zueinander aufweisen. In der Ausführungsform aus Figur 9 wirkt die differentielle Antenne 4' sowohl als phasenschiebendes Element für das Nutzsignal oder für das Nutzsignal und für das Lokaloszillatorsignal als auch als Kombinator für das Nutzsignal und das Lokaloszillatorsignal.

Die vor den Drains in der Schaltung aus Figur 9 vorgesehenen Kapazitäten 54, 55 dienen als Hochpassfilter, um die Gatevorspannung der Vorspannungsquelle 3 von den Drains zu entkoppeln.

Figur 11 zeigt eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Mischers. Der Aufbau des Mischers aus Figur 11 entspricht weitgehend dem des Mischers aus Figur 9. Wie zuvor sind gleiche Elemente mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Allerdings werden sowohl das Nutzsignal als auch das Lokaloszillatorsignal freistrahl über die differentielle Antenne 4" in den Mischer eingekoppelt. Das zu ist die differentielle Antenne 4" sowohl für das Nutzsignal als auch für das Lokaloszillatorsignal resonant.

In dieser Ausführungsform vereinigt die differentielle Antenne 4" folgende Funktionen in sich: Sie ist Nutzsignaleingang und Lokaloszillatoreingang. Sie ist Kobinator zum Zusammenführen des Nutzsignals und des Lokaloszillatorsignals. Sie ist phasenschiebendes Element sowohl für das Nutzsignal als auch für das Lokaloszillatorsignal.

An den Anschlusspunkten 4a" und 4b" der Antenne 4" liegen sowohl das Nutzsignal RF als auch das Lokaloszillatorsignal LO mit einer Phasenverschiebung von π zwischen den Signalanteilen am Anschluss 4a" und am Anschluss 4b" an.

Wie zuvor die Schaltung aus Figur 9 verfügt auch die Mischerschaltung gemäß Figur 11 über zwei Feldeffekttransistoren 50, 51. Während das Gate G des ersten Transistors 50 mit den Signalanteilen des Nutzsignals und des Lokaloszillatorsignals, die von dem Anschluss 4b" der Antenne 4" ausgegeben werden, versorgt wird, wird das Gate G des zweiten Feldeffekttransistors 51 mit den Signalanteilen des Nutzsignals und des Lokaloszillatorsignals, die am ersten Ausgang 4a" der differentiellen Antenne 4" anliegen, versorgt. Gerade umgekehrt erfolgt die Versorgung der Drains D der beiden Feldeffekttransistoren 50, 51 mit dem Nutzsignal und dem Lokaloszillatorsignal. Während der erste Ausgang der Antenne 4a" mit dem Drain des ersten Feldeffekttransistors 50 verbunden ist, ist der zweite Ausgang 4b" der differentiellen Antenne 4" mit dem Drain des zweiten Feldeffekttransistors 51 verbunden.

Um dies zu erreichen, ist ein erster Splitter 52 vorgesehen, der mit dem ersten Anschluss 4a" der differentiellen Antenne verbunden ist und die Signale so aufteilt, dass der erste Anschluss 4a" der Antenne sowohl mit dem Drain des ersten Feldeffekttransistors 50 als auch mit dem Gate des zweiten Feldeffekttransistors 51 verbunden ist. In gleicher weise ist der zweite Ausgang 4b" mit einem zweiten Splitter 53 verbunden, der wiederum den zweiten Ausgang 4b" der differentiellen Antenne 4" mit dem Gate des ersten Feldeffekttransistors 50 und dem Drain des zweiten Feldeffekttransistors 51 verbindet. Auf diese Weise entsteht eine Phasenverschiebung von 180° für das Nutzsignal und das Lokaloszillatorsignal sowohl zwischen dem Gate und dem Drain des ersten Feldeffekttransistors 50 als auch zwischen dem Gate und dem Drain des zweiten Feldeffekttransistors 51.

Für Zwecke der ursprünglichen Offenbarung wird darauf hingewiesen, dass sämtliche Merkmale, wie sie sich aus der vorliegenden Beschreibung, den Zeichnungen und den Ansprüchen für einen Fachmann erschließen, auch wenn sie konkret nur im Zusammenhang mit bestimmten weiteren Merkmalen beschrieben wurden, sowohl einzeln als auch in beliebigen Zusammenstellungen mit anderen der hier offenbarten Merkmale oder Merkmalsgruppen kombinierbar sind, soweit dies nicht ausdrücklich ausgeschlossen wurde oder technische Gegebenheiten derartige Kombinationen unmöglich oder sinnlos machen. Auf die umfassende, explizite Darstellung sämtlicher denkbarer Merkmalskombinationen wird hier nur der Kürze und der Lesbarkeit der Beschreibung wegen verzichtet.

Während die Erfindung im Detail in den Zeichnungen und der vorangehenden Beschreibung dargestellt und beschrieben wurde, erfolgt diese Darstellung und Beschreibung lediglich beispielhaft und ist nicht als Beschränkung des Schutzbereiches gedacht, so wie er durch die Ansprüche definiert wird. Die Erfindung ist nicht auf die offenbarten Ausführungsformen beschränkt.

Abwandlungen der offenbarten Ausführungsformen sind für den Fachmann aus den Zeichnungen, der Beschreibung und den beigefügten Ansprüchen offensichtlich. In den Ansprüchen schließt das Wort„aufweisen" nicht andere Elemente oder Schritte aus, und der unbestimmte Artikel„eine" oder„ein" schließt eine Mehrzahl nicht aus. Die bloße Tatsache, dass bestimmte Merkmale in unterschiedlichen Ansprüchen beansprucht sind, schließt ihre Kombination nicht aus. Bezugszeichen in den Ansprüchen sind nicht als Beschränkung des Schutzbereiches gedacht. Bezuqszeichenliste:

Feldeffekttransistor

2 Lokaloszillator

3 Vorspannungsquelle

4 Antenne

4', 4" differentielle Antenne 4a', 4a" Anschlusspunkt

4b', 4b"Anschlusspunkt

4c' Symmetriepunkt

4"' Zweifrequenzantenne

5 erster Splitter

6 Phasenschieber

7 erster Kombinator

8 zweiter Kombinator

9 zweiter Splitter

10 Phasenschieber

11 Bias-Tee

12 Lokaloszillatorsignaleingang

20 Kombinator

21 Splitter

22 Verzögerungsstrecke

50 erster Feldeffekttransistor

51 zweiter Feldeffekttransistor

52 erster Splitter

53 zweiter Splitter

54 Kapazität

55 Kapazität

60 Transformator

61 Primärspule

62 Sekundärspule

70 Metallpatch

71-47 Ausnehmungen

P1-P4 Abgriffspunkte G Gate

D Drain

S Source

LO Lokaloszillatorsignal

U _L0 Lokaloszillatorspannung

RF Hochfrequenzsignal

URF Nutzsignalspannung

IF Zwischenfrequenzsignal

U|F Signalausgang für das Zwischenfrequenzsignal

IF Mischsignal

^V |F Mischfrequenz

RF Nutzfrequenz

LO Lokaloszillatorfrequenz

UDS Drain-Source-Spannung

UGS Gate-Source-Spannung