Die Erfindung betrifft ein Messgerät mit Signalgeneratoren mit einstellbaren, stabilen und reproduzierbaren Phasen und Frequenzen und ein Verfahren zum Betrieb eines Messgeräts zur Erzeugung von Signalen einstellbarer, stabiler und reproduzierbarer Phasen und Frequenzen.

In der Messtechnik, beispielsweise in der Netzwerkanalyse- Messtechnik, wird ein Hochfrequenzsignal für die Speisung des Messobjektes herangezogen. Ein weiteres Hochfrequenzsignal wird als Lokaloszillator-Signal zum Abmischen des empfangenen Generatorsignals in eine geeignete Zwischenfrequenz-Lage eingesetzt. Soll eine komplexe Wellengröße, beispielsweise die am Eingang des Messobjektes reflektierte Welle, nach Betrag und Phase über der Frequenz bestimmt werden, dann müssen die Frequenz- und Phasenverhältnisse der beiden Hochfrequenzsignale nach jedem Frequenzschritt des stufenweise durchlaufenen Messfrequenzbereichs bekannt sein. Ansonsten kann lediglich eine Verhältnismessung durchgeführt werden, bei der die Absolutphase keine Rolle spielt .

Besonders deutlich wird die Problematik, wenn eine Mehrzahl von Signalgeneratoren beteiligt ist, z. B. bei differentiellen Mehrtormessungen, oder bei komplexen umsetzenden Messungen an frequenzumsetzenden Messobjekten, z. B. Mischern. Es sind dann mehrere Signale unterschiedlicher Frequenzen notwendig. Diese werden üblicherweise mittels unabhängiger Signalgeneratoren erzeugt. Ein genaues Frequenzverhältnis und ein genaues Phasenverhältnis der Signale sind dann jedoch nicht länger gegeben.

In der Deutschen Offenlegungsschrift DE 10 2006 003 839 Al ist mit dem "Secum Trahenz-Verfahren" eine Möglichkeit zur Durchführung komplexer umsetzender Messungen beschrieben.

So werden dort die Signalgeneratoren und Lokaloszillatoren ausgehend von einem gemeinsamen Referenzsignal erzeugt. Das Referenzsignal wird von fraktionalen Teilern geteilt. So können beliebige Frequenzen des Referenzsignals erzeugt werden. Durch die fraktionale Teilung geht jedoch die Phasenbeziehung verloren. Die Phasenbeziehung wird erst durch eine Phasenkorrektur wiederhergestellt. Diese ist jedoch sehr langsam und erfordert einen hohen Softwareaufwand. Weiterhin ist nach jedem Frequenzwechsel eine neuerliche Korrektur der Phasen der Signale notwendig. Dies resultiert in einer geringen Messgeschwindigkeit.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, ein Messgerät und ein Verfahren zum Betrieb eines Messgeräts zu schaffen, welche bei hoher Messgeschwindigkeit eine genaue Einstellung der Frequenzen und der Phasenbeziehung zumindest zweier Hochfrequenzsignale ermöglichen.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß für das Messgerät durch die Merkmale des unabhängigen Anspruchs 1 und für das Verfahren durch die Merkmale des unabhängigen Anspruchs 11 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der hierauf rückbezogenen Unteransprüche. Das erfindungsgemäße Messgerät verfügt über eine Synthesizer-Einrichtung, zumindest zwei Regeleinrichtungen und zumindest zwei gesteuerte Oszillatoren. Die Synthesizer-Einrichtung beinhaltet zumindest einen direkten digitalen Synthesizer und erzeugt zumindest zwei Signale bekannten Phasenverhältnisses . Von der Synthesizer-Einrichtung erzeugte Signale bilden Referenzsignale zumindest einer Regeleinrichtung. Von den Regeleinrichtungen gebildete Signale steuern die gesteuerten Oszillatoren. Das Messgerät beinhaltet lediglich Frequenzteiler, welche durch ganzzahlige Teilungsfaktoren teilen. So wird zuverlässig ein bekanntes Phasenverhältnis der AusgangsSignale erreicht.

Die Synthesizer-Einrichtung beinhaltet bevorzugt genau einen direkten digitalen Synthesizer und erzeugt bevorzugt zumindest zwei Signale identischer Frequenz. So können mit geringem Aufwand Signale identischer Frequenz aber unterschiedlicher Phasenlage erzeugt werden, wie die für differentielle Signalpaare mit 180° Phasendifferenz benötigt wird.

Die Synthesizer-Einrichtung beinhaltet alternativ mehrere direkte digitale Synthesizer und erzeugt mehrere Signale einstellbarer Frequenz. So kann eine hohe Flexibilität erreicht werden und es können verschiedene Signale für frequenzumsetzende Messobjekte erzeugt werden, z. B. ein Eingangssignal und das Oszillatorsignal für einen Mischer als Messobjekt.

Vorteilhafterweise beinhaltet das Messgerät zumindest zwei Frequenzteilungseinrichtungen . Jede

Frequenzteilungseinrichtung verarbeitet bevorzugt von einem gesteuerten Oszillator erzeugte Signale. So kann eine besonders hohe Flexibilität der erzeugten Signale erzielt werden.

Jede Frequenzteilungseinrichtung beinhaltet bevorzugt mehrere Frequenzpfade für Signale unterschiedlicher

Frequenzbereiche. Jeder Frequenzpfad beinhaltet bevorzugt einen Schalter, welcher den Frequenzpfad auf einen Signalausgang schaltet. Bevorzugt ist gleichzeitig genau ein Frequenzpfad mittels der Schalter auf einen Signalausgang geschaltet. So kann zuverlässig ein Signal einer einzelnen Frequenz ausgewählt werden.

Zumindest ein Frequenzpfad beinhaltet bevorzugt ein Filter. Zumindest ein Frequenzpfad beinhaltet bevorzugt zumindest einen Frequenzteiler, welcher um ganzzahlige Teilerfaktoren teilt. So kann mit geringem Aufwand eine Selektion der Signale durchgeführt werden.

Ein Mischer ist vorteilhafterweise innerhalb eines Frequenzpfades angeordnet. Der Mischer innerhalb des Frequenzpfades mischt bevorzugt das Signal des Frequenzpfads mit einer Taktfrequenz oder einem Vielfachen einer Taktfrequenz herunter. So können insbesondere für niedrige Frequenzen mit geringem Aufwand genaue Ausgangssignale erzielt werden.

Vorteilhafterweise beinhalten die Regeleinrichtungen jeweils einen Phasendiskriminator, einen Schleifenregler und zumindest einen Frequenzteiler, welcher um ganzzahlige Teilerfaktoren teilt. Der Frequenzteiler teilt bevorzugt die Frequenz eines von einem gesteuerten Oszillator erzeugten Signals. Der Frequenzteiler überträgt bevorzugt das von ihm erzeugte Signal an den Phasendiskriminator. So wird eine sehr hohe Stabilität des erzeugten Signals innerhalb einer PLL (Phase Locket Loop) -Schleife geschaffen.

Zwischen der Synthesizer-Einrichtung und den gesteuerten Oszillatoren ist bevorzugt zumindest ein Mischer angeordnet. Der Mischer mischt bevorzugt zumindest ein von der Synthesizer-Einrichtung erzeugtes Signal mit einem Taktsignal oder einem Vielfachen eines Taktsignals. So werden die Anforderungen an die Regeleinrichtung reduziert.

Die Synthesizer-Einrichtung erzeugt bevorzugt digitale Signale mit hoher Genauigkeit. Zwischen der Synthesizer- Einrichtung und dem gesteuerten Oszillator ist vorteilhafterweise zumindest ein Analog-Digital-Wandler angeordnet. Der Analog-Digital-Wandler wandelt bevorzugt zumindest ein von der Synthesizer-Einrichtung erzeugtes Signal in zumindest ein analoges Signal. Typischerweise verfügt der Analog-Digital-Wandler über eine geringere Quantisierungs-Genauigkeit als die Synthesizer- Einrichtung. Der Synthesizer-Einrichtung ist deshalb bevorzugt zumindest eine Dithering-Einrichtung nachgeschaltet. Die Dithering-Einrichtung führt dabei ein Dithering zumindest des von der Synthesizer-Einrichtung erzeugten Signals durch. So ist eine sehr genaue

Einstellung der Frequenz und Phase des AusgangsSignals möglich.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung, in der ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt ist, beispielhaft beschrieben. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein beispielhaftes Messgerät; Fig. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel eines

Blockschaltbilds des erfindungsgemäßen

Messgeräts ,

Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel eines

Blockschaltbilds des erfindungsgemäßen

Messgeräts,

Fig. 4 eine Detailansicht des ersten und zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Messgeräts, und

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens.

Zunächst wird anhand der Fig. 1 die der gegenwärtigen Erfindung zu Grunde liegende Problematik erläutert. Anhand der Fig. 2 - 4 wird anschließend der Aufbau und die Funktionsweise verschiedener Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Messgeräts gezeigt. Abschließend wird anhand von Fig. 5 die Funktionsweise eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Verfahrens dargestellt.

Identische Elemente wurden in ähnlichen Abbildungen zum Teil nicht wiederholt dargestellt und beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein beispielhaftes Messgerät. Es handelt sich dabei um einen vektoriellen 2-Tor-Netzwerkanalysator .

Bei dem dargestellten Netzwerkanalysator ist an jedem Tor Tl, T2 des Netzwerkanalysators eine separate Anregungs- /Empfangseinheit 2 _X bzw. 2 ₂ vorhanden. Jede Anregungs- /Empfangseinheit 2i bzw. 2 ₂ verfügt über einen Signalgenerator SOl bzw. SO2 , mit welchem das Messobjekt DUT mit einem Anregungssignal beaufschlagbar ist. Es kann entweder nur einer der beiden Signalgeneratoren SOl bzw. S02 aktiv sein oder es können auch beide Signalgeneratoren SOl und S02 jeweils ein Anregungssignal aussenden.

Das DUT verfügt über zumindest zwei Tore Pl und P2. Die beiden Tore Pl und P2 des Messobjekts DUT sind über eine Messleitung 3i bzw. 3 ₂ mit einem der beiden Tore Tl bzw. T2 des Netzwerkanalysators verbunden.

Die Signalgeneratoren SOl und S02 sind jeweils über ein variables Dämpfungsglied 3i bzw. 3 ₂ und jeweils einen Verstärker 4 _X bzw. 4 ₂ mit einem Signal-Verteiler (signal Splitter) 5i bzw. S ₂ verbunden. Ein Signalzweig 6i bzw. 6 ₂ steht jeweils über eine Brücke (z.B. Richtkoppler) 7i bzw. 7 ₂ mit dem zugeordneten Tor Tl bzw. T2 in Verbindung. Der andere Zweig 8i bzw. 8 ₂ ist mit einem Mischer 1Oi bzw. 1O ₂ einer ersten Empfangseinrichtung 9i bzw. 9 ₂ der jeweiligen Anregungs- /Empfangseinheit I _x bzw. 2 ₂ verbunden. Die erste Empfangseinrichtung 9i bzw. 9 ₂ empfängt somit, wenn der zugehörige Signalgenerator SOl bzw. SO2 aktiv ist, das Anregungssignal . Ferner wird dem Mischer 1Oi bzw. 1O ₂ ein Oszillatorsignal zugeführt, das von einem internen Oszillator LOl bzw. L02 der jeweiligen Anregungs- /Empfangseinheit 2 _X bzw. 2 ₂ erzeugt wird und dem Mischer 1Oi bzw. 1O ₂ über einen Signal-Verteiler (signal Splitter) Hi und H ₂ und jeweils einen Verstärker 12 _X bzw. 12 ₂ zugeführt wird.

Der gleiche Oszillator LOl bzw. L02 versorgt über den anderen Signalzweig der Signal -Verteiler Hi bzw. H ₂ und einen entsprechenden Verstärker 13 _X bzw. 13 ₂ einen Mischer 14i bzw. 14 ₂ einer zweiten Empfangseinrichtung 15i bzw. 15 ₂ der jeweiligen Anregungs- /Empfangseinheit 2i bzw. 2 ₂ . Der Mischer 14i bzw. 14 ₂ steht über einen Isolations- Verstärker 16i bzw. 16 ₂ und die Brücke I ₁ bzw. I ₂ mit dem zugeordneten Tor Tl bzw. T2 in Verbindung. Somit erhält die zweite Empfangseinrichtung IS ₁ das von dem zugehörigen Tor Tl empfangene, von dem Messobjekt zum Tor Tl reflektierte oder durch das Messobjekt DUT von dem Tor Tl zum Tor T2 transmittierte Signal. Entsprechend empfängt die zweite Empfangseinrichtung 15 ₂ der Anregungs -

/Empfangseinheit 2 ₂ das von dem Messobjekt DUT zum Tor T2 reflektierte oder durch das Messobjekt DUT vom Tor Tl zum Tor T2 transmittierte Signal. Die Mischer 10χ und 14i der ersten Anregungs -/Empfangseinheit 2χ setzen das empfangene Signal in eine erste Zwischenfrequenzlage mit der

Zwischenfrequenz fi _F1 um, während die Mischer 1O ₂ und 14 ₂ der zweiten Anregungs -/Empfangseinheit 2 ₂ das empfangene Signal in eine zweite Zwischenfrequenzlage mit der Zwischenfrequenz f _IF2 umsetzen. Dabei sind die Zwischen- frequenzen f _IF1 und fi _F2 nicht notwendigerweise identisch.

Das von den Mischern 10i bzw. 1O ₂ erzeugte

Zwischenfrequenz -Referenzsignal IF Ref 1 bzw. IF Ref 2 sowie das von den Mischern 14 _X bzw. 14 ₂ erzeugte Zwischenfrequenz -Messsignal IF Meas 1 bzw. IF Meas 2 wird einem Analog/Digital-Wandler 17 zugeführt, welcher mit einer Signalauswertungs- und Steuereinheit 18 in Verbindung steht . In dieser erfolgt eine Auswertung der Referenzsignale und der Messsignale. Die Signalauswertungs- und Steuereinheit 18 steuert ferner über Steuerleitungen 19, 20, 21 und 22 die Signalgeneratoren SOl und SO2 sowie die Oszillatoren LOl und LO2 so an, dass diese ein Signal mit vorbestimmter Frequenz f _S oi/ fixu/ fso2 bzw. t _W i und mit vorbestimmter Phase φ _S oi, ΨLOI, φso2 und (PL ₀₂ erzeugen.

Über weitere Steuerleitungen 23 und 24 steht die Auswerte- und Steuereinheit 18 mit den einstellbaren Dämpfungs- gliedern 3i und 3 ₂ in Verbindung, so dass die Signalamplitude des von den Signalgeneratoren SOl und SO2 erzeugten AnregungsSignals steuerbar ist. Da die Ist- Amplitude des AnregungsSignals über die Zwischenfrequenz- Referenzsignale IF Ref 1 und IF Ref 2 erfasst werden, kann auf diese Weise eine Regelschleife zur exakten Regelung der Anregungsamplitude gebildet werden.

Die Steuerleitungen 19 bis 23 können zu einem Bus-System 25, insbesondere einem LAN-Bus -System, zusammengefasst werden. Durch unterschiedliche Einstellung der Phasen φ _L oi _/ φ _L0 2 bzw. φsoi/ Φso2 können Laufzeitunterschiede, beispielsweise in den Messleitungen 3i und 3 ₂ ausgeglichen werden .

Der dargestellte Netzwerkanalysator verfügt über eine Phasensynchronisationseinheit 30, die von weiteren Netzwerkanalysatoren die Signale CASC_READY, CASC_SYNC, CASC_REF und CASC_CLOCK empfängt bzw. an diese aussendet. In der Steuereinheit 18 wird festgelegt, ob der jeweilige Netzwerkanalysator übergeordnet (Master) oder untergeordnet (Slave) ist. Beispielsweise kann die Bedienperson an dem jeweiligen Netzwerkanalysator eingeben, dass dieser Netzwerkanalysator das übergeordnete Haupt-Gerät (Master) sein soll. Dieser Netzwerkanalysator sendet dann das Signal CASC an die übrigen Netzwerkanalysatoren, die daraufhin wissen, dass sie die untergeordneten Netzwerkanalysatoren (Slaves) bei der anstehenden Messaufgabe sind. Außerdem wird das Signal CASC an die Phasensynchronisationseinheit 30 gesandt.

Über eine Verbindungsleitung 31 steht die Phasensynchronisationseinheit 30 mit den Signalgeneratoren SOl und SO2 sowie den lokalen Oszillatoren LOl und LO2 in Verbindung und gibt diesen ein Haupt-Referenzsignal REF vor. Mit dem Analog/Digital-Wandler 17 steht die Phasensynchronisationseinheit 30 über eine Verbindungsleitung 32 in Verbindung und übermittelt an diese das Taktsignal AD_CLOCK zur Festlegung der Abtastzeit. Das zur Erzeugung des Haupt-Referenzsignals REF benötigte Hilfs -Referenzsignal REF_IN kann entweder extern zugeführt werden oder innerhalb des Netzwerkanalysators erzeugt werden.

Die Phasensynchronisations -Einheit 30 erzeugt dabei das Haupt-Referenzsignal REF. Ist das Messgerät der gegenwärtige Master, so wird es mittels eines zusätzlichen Hilfs-Referenzsignals REF_IN derart geregelt, dass es eine stabile Frequenz und Phase aufweist. Ist das Messgerät gegenwärtig ein Slave, so wird das Haupt-Referenzsignal REF einem von dem Master übertragenen Referenzsignal angeglichen.

Die Oszillatoren SOl, SO2 , LOl, LO2 nutzen somit eine identische Referenz, um ihre Ausgangssignale zu erzeugen.

Würden die einzelnen Oszillatoren SOl, SO2, LOl, LO2 anschließend mittels fraktionalen Teilern Signale beliebiger Frequenzen erzeugen, ginge die Phasenbeziehung der Signale geht dabei jedoch verloren, da fraktionale Teiler keine zuverlässig nachvollziehbare Phase des Signals erzeugen. Die vorliegende Erfindung dient dazu, dieses Problem durch ein geeignetes Konzept der Frequenzaufbereitung zu lösen.

In Fig. 2 wird ein erstes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Messgeräts dargestellt. Die Signalerzeugungseinheit des Messgeräts ist hier dargestellt. Eine Synthesizer-Einrichtung 49a beinhaltet einen direkten digitalen Synthesizer (direkten digitalen Signalerzeuger) 50a. Sie wird von einem Interface 53 gesteuert. Das Interface ist dabei mit einem Steuereingang 51 verbunden. Der direkte digitale Synthesizer 50a verfügt dabei über ein Register 55a, eine Addiereinrichtung und eine Phasentabelle. In dem Register 55a ist zu jedem Zeitpunkt eine Bit-Folge gespeichert. Das Register 55a bildet einen Phasenakkumulator. Bei jedem Takt wird durch die Addiereinrichtung zu dem Wert in dem Register 55a der an dem Steuereingang 51 anliegende Wert addiert. Der in dem Register 55a gespeicherte Wert wird jeweils von der Phasentabelle zu einem Ausgangswert des direkten digitalen Synthesizers verarbeitet. Dies geschieht durch Auslesen jeweils eines dem Registerwert entsprechenden Werts aus der Phasentabelle.

Die Signalerzeugung mit einem direkten digitalen Synthesizer (direct digital synthesis, DDS) basiert darauf, dass in dem Register 55a des Phasenakkumulators eine Vielzahl von Phasenwerten der zu erzeugenden Wellenform abgespeichert sind. Bei der zu erzeugenden Wellenform handelt es sich bevorzugt um eine Sinuswelle. Die entsprechenden Amplitudenwerte an einer Vielzahl unterschiedlicher Stellen der Periode der SinusSchwingung sind in dem Phasenakkumulator abgelegt. Durch Auslesen dieser Werte mit einer bestimmten Taktgeschwindigkeit kann eine digitale Folge von Amplitudenwerten erzeugt werden, die dem Signalverlauf entspricht. Je nach Taktrate bei der Auslesung entsteht nach dem Digital-Analog-Wandler eine unterschiedliche Frequenz der Wellenform. Durch Variation der Stelle, an welcher mit dem Auslesen der Amplituden- Werte aus dem Phasenakkumulator begonnen wird, lässt sich die Phasenlage der Wellenform verändern.

Das Register 55a verfügt dabei über eine hohe Breite von bevorzugt zumindest 30bit, besonders bevorzugt von 48bit. Dies resultiert in einer sehr hohen Frequenzauflösung der von dem direkten digitalen Synthesizer erzeugten Signale. Durch mehrere Anzapfungen des Phasenakkumulators können mehrere Signale identischer Frequenz, jedoch unterschiedlicher Phase, erzeugt werden. Die Phasen der Signale sind dabei durch Festlegung der Anzapfungen einstellbar. So können z.B. für Gegentakt-Messungen Signale exakt identischer Frequenz jedoch um 180° versetzter Phase erzeugt werden. Der direkte digitale Synthesizer 50a ist dabei mit einer Taktleitung 85a verbunden. Bei jedem Takt erzeugt der direkte digitale Synthesizer 50a einen digitalen Ausgangswert für jede Anzapfung. Die Taktfrequenz beträgt in diesem Ausführungsbeispiel 384MHz. In diesem Ausführungsbeispiel verfügt der direkte digitale Synthesizer 50a über 2 Anzapfungen. Es werden somit zwei Ausgangssignale auf die Leitungen 121a und 121b ausgegeben.

Die Signale werden an die Dithering-Einrichtungen 52a, 52b übertragen. Ein Dithering der Signale wird durchgeführt. Dies führt zu einer Fehlerstreuung und beseitigt

Quantisierungsrauschen, welches durch die folgenden Digital -Analog-Wandler erzeugt wird. Weiterhin trägt diese Maßnahme zur Phasenrauschformung bei, was eine Verbesserung des trägernahen Phasenrauschens ermöglicht. Als Dithering wird hier eine Überlagerung des hochgenauen Ausgangssignals des direkten digitalen Synthesizers mit einem hochfrequenten, weißen Rauschen geringer Amplitude verstanden. Auch die Dithering-Einrichtungen 52a, 52b sind mit der Takt-Leitung 85a verbunden.

Auf Grund der digitalen Verarbeitung sind die Frequenzen und Phasen der unterschiedlichen Signale genau bekannt. Der direkte digitale Synthesizer 50a, das Interface 53a und die Dithering-Einrichtungen 52a, 52b sind optional auf einem FPGA realisiert. Dies vereinfacht die Entwicklung und reduziert bei kleinen Stückzahlen die Herstellungskosten .

Von den Dithering-Einrichtungen 52a, 52b werden die Signale Signalaufbereitungs-Einrichtungen 120a, 120b zugeführt. Die Signalaufbereitungs-Einrichtungen 120a, 120b wandeln die digitalen Signale der Dithering- Einrichtungen 52a, 52b in analoge Signale und mischen die Signale mit dem Taktsignal, um sie in einen anderen

Frequenzbereich zu transformieren. Auf die genaue Funktion der Signalaufbereitungs-Einrichtungen 120a, 120b wird anhand der Fig. 4 näher eingegangen.

Die Signalaufbereitungs-Einrichtungen 120a, 120b sind mit Regeleinrichtungen 86a, 86b verbunden. Die Regeleinrichtungen 86a, 86b sind mit gesteuerten Oszillatoren 64a, 64b verbunden. Die Ausgangssignale der Frequenzaufbereitungs-Einrichtungen 120a, 120b werden als Referenzsignale der Regeleinrichtungen 86a, 86b herangezogen. Die Reglereinrichtung 86a, 86b der Phase- Locked-Loop (Phasenrastende Schleife PLL) regelt die Ausgangssignale der gesteuerten Oszillatoren 64a, 64b sehr genau in ihrer Frequenz und Phase. Die Ausgangssignale der gesteuerten Oszillatoren 64a, 64b stehen dabei in einem festen Frequenzverhältnis und in einem festen Phasenverhältnis zu den jeweiligen Ausgangssignalen der Frequenzaufbereitungs-Einrichtungen 120a, 120b. Die Funktion der Regeleinrichtungen 86a, 86b, insbesondere die Frequenzerhöhung von ihrem Eingangssignal zu dem AusgangsSignal der gesteuerten Oszillatoren 64a, 64b wird dabei optional von dem Interface 53 gesteuert.

Die gesteuerten Oszillatoren 64a, 64b weisen dabei einen Frequenzbereich von 6-12GHz auf. Um auch Frequenzen unterhalb dieses Bereichs zu erzeugen, werden ihre Ausgangssignale Frequenzteilungseinrichtungen 82a, 82b zugeführt. Die Frequenzteilungseinrichtungen 82a, 82b teilen die Frequenzen der Eingangssignale und erzeugen so Signale mit beliebigen Frequenzen von 0-12GHz. Hierauf wird anhand von Fig. 4 näher eingegangen. Auch die Frequenzteilungseinrichtungen 82a, 82b werden mit dem Taktsignal versorgt.

Die weitergeleiteten Signale werden Pegelanpassungs- Einrichtungen 83a, 83b in ihren Pegeln angepasst und über die Ausgänge 81a, 81b ausgegeben. Auch hierauf wird anhand von Fig. 4 näher eingegangen.

Damit die starren Phasenverhältnisse der direkten digitalen Synthesizer im Ausgangssignal der Signalgeneratoren nicht verloren gehen, sind während der gesamten Signalverarbeitung keinerlei Komponenten eingesetzt, welche einen unvorhersehbaren Phasensprung hervorrufen können. So sind keine umschaltbaren Oszillatoren oder nichtganzzahlige Teiler vorhanden. In Fig. 3 wird ein zweites Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Messgeräts dargestellt. Das zweite Ausführungsbeispiel entspricht dabei zu großen Teilen dem ersten Ausführungsbeispiel. Die Synthesizer-Einrichtung 49c beinhaltet hier jedoch zwei getrennte direkte digitale Synthesizer 50c, 5Od mit getrennten Registern 55c, 55d. Diese werden von derselben Taktleitung 85c mit einem Taktsignal versorgt und arbeiten damit synchron. Eine Einstellung unabhängiger Frequenzen und Phasen ist so jedoch möglich. So können z.B. für komplexe frequenzumsetzende Messungen Signale unterschiedlicher Frequenzen und Phasen jedoch mit bekanntem Phasenverhältnis erzeugt werden.

Im Weiteren entspricht der Aufbau der Fig. 3 dem Aufbau aus Fig. 2. Die Leitungen 121c, 121d entsprechen den Leitungen 121a, 121b. Die Dither-Einrichtungen 52c, 52d entsprechen den Dither-Einrichtungen 52a, 52b. Die Leitungen 122c, 122d entsprechen den Leitungen 122a, 122b. Die Signalaufbereitungs-Einrichtungen 120c, 12Od entsprechen den Signalaufbereitungs-Einrichtungen 120a, 120b. Die Regeleinrichtungen 86c, 86d entsprechen den Regeleinrichtungen 86a, 86b. Die gesteuerten Oszillatoren 64c, 64d entsprechen den gesteuerten Oszillatoren 64a, 64b. Die Frequenzteilungseinrichtungen 82c, 82d entsprechen den Frequenzteilungseinrichtungen 82a, 82b. Die Pegelanpassungs-Einrichtungen 83c, 83d entsprechen den Pegelanpassungs-Einrichtungen 83a, 83b.

Fig. 4 zeigt eine Detailansicht des ersten und zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Messgeräts. Dargestellt ist ein Signalverarbeitungszweig, welcher einem einzelnen Signalausgang eines direkten digitalen Synthesizers 50a, 50c, 5Od nachgeschaltet ist. Dieser Aufbau ist identisch bei sämtlichen Leitungen 122a, 122b, 122c, 122d der Fig. 2 und Fig. 3. Das digitale AusgangsSignal der Dithering-Einrichtung wird dem Digital - Analog-Wandler 56 zugeführt. Das analoge Ausgangssignal des Digital-Analog-Wandlers 56 wird dem Mischer 57 zugeführt. Dieser mischt es mit dem Taktsignal, welches ihm über die Taktleitung 85 zugeführt wird. Es kann eine Heraufmischung oder eine Heruntermischung eingesetzt werden. In diesem Ausführungsbeispiel wird eine Heraufmischung eingesetzt. D.h. das resultierende Signal weist eine Frequenz auf, welche der Summe der Frequenz des Taktsignals und der Frequenz des Signals des jeweiligen direkten digitalen Synthesizers entspricht. Bei einer beispielhaften Taktfrequenz von 384MHz und einer beispielhaften möglichen Frequenz des Signals des direkten digitalen Synthesizers von 4OMHZ-IOOMHZ ergibt sich eine Signalfrequenz von 424-484MHz nach dem Mischer 57.

Das Ausgangssignal des Mischers 57 wird der Regeleinrichtung 86 zugeführt. Die Regeleinrichtung 86 beinhalt dabei zumindest einen ganzzahligen Frequenzteiler 58, 59. In diesem Ausführungsbeispiel werden zwei nacheinander geschaltete ganzzahlige Frequenzteiler 58, 59 eingesetzt. Weiterhin beinhaltet die Regeleinrichtung 86 einen Phasendiskriminator 60 und einen Schleifenregler 63. Das analoge Signal, welches von dem Mischer 57 erzeugt wurde, wird dem Phasendiskriminator 60 zugeführt. Dieser vergleicht die Phase des analogen Signals und eines zurückgekoppelten Signals. Der Phasendiskriminator 60 gibt als Ausgangssignal ein digitales Signal aus, welches eine vorlaufende oder nachlaufende Phase anzeigt. Der Schleifenregler 63 führt eine Tiefpassfilterung und Umsetzung des digitalen Signals des Phasendiskriminators 60 durch und steuert den spannungsgesteuerten Oszillator 64 mit einem geeigneten Regelsignal an.

Der spannungsgesteuerte Oszillator 64 erzeugt ein hochfrequentes Signal. Die Frequenz des hochfrequenten Signals wird von den ganzzahligen Teilern 58, 59 geteilt und an den Phasendiskriminator 60 als Regelgröße zurückgekoppelt . Über die Frequenz des von dem direkten digitalen Synthesizers ausgegebenen Signals und den Teilungsfaktoren des Teiler 58, 59 kann somit die genaue Frequenz des von dem spannungsgesteuerten Oszillator 64 erzeugten Signals eingestellt werden. Auf Grund einer eingeschränkten Bandbreite des Oszillators 64 sind lediglich Ausgangssignale innerhalb einer bestimmten Bandbreite möglich. Der in diesem Ausführungsbeispiel eingesetzte Oszillator 64 verfügt über eine Bandbreite von 6-12GHz.

Die Frequenzteilungseinrichtung 82 beinhaltet mehrere Signalpfade bzw. Frequenzpfade 87 - 92. Die Signalpfade 87 - 92 dienen dabei der Verarbeitung von Signalen unterschiedlicher Frequenzen. Jeder Signalpfad 87 - 92 beinhaltet einen Schalter 67, 69, 71, 74, 76, 78. Die Schalter 67, 69, 71, 74, 76, 78 aktivieren die Signalpfade 87 - 92, indem sie ihr Ausgangssignal durchleiten. Es ist stets nur genau ein Signalpfad 87 - 92 aktiv, d.h. genau ein Schalter 67, 69, 71, 74, 76, 78 geschlossen.

Der erste Signalpfad 87 beinhaltet lediglich den Schalter 67. Dieser Signalpfad 87 verarbeitet somit lediglich den unmodifizierten Frequenzbereich des spannungsgesteuerten Oszillators 64 von in diesem Ausführungsbeispiel 6GHz bis 12GHz. Der zweite Signalpfad 88 beinhaltet einen Frequenzteiler 66, welcher die Frequenzen anliegender Signale halbiert, einen Tiefpassfilter 68 und den Schalter 69. Der Frequenzteiler 66 ist ein Frequenzhalbierer und halbiert die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 64. Neben einer Halbierung der Frequenz durch den Frequenzteiler 66 sind jedoch auch beliebige andere Teilungsfaktoren denkbar.

Das Tiefpassfilter 68 filtert hochfrequente Anteile oberhalb von 6GHz . Der zweite Signalpfad könnte somit Frequenzen von 3GHz bis 6GHz verarbeiten. Um einfachere Filter einsetzen zu können, wird dieser Bereich jedoch durch Einsatz eines dritten Signalpfads 89 geteilt. D.h. der zweite Signalpfad 88 verarbeitet Signale von 4,5GHz bis 6GHz . Der dritte Signalpfad verarbeitet Signale von 3GHz bis 4,5 GHz. Der dritte Signalpfad 89 ist analog dem zweiten Signalpfad 88 aufgebaut. Das Filter 70 entspricht dem Filter 68. Der Schalter 71 entspricht dem Schalter 69.

Um noch tiefere Frequenzen verarbeiten zu können werden weitere zwei analog aufgebaute Signalpfade 90, 91 eingesetzt. Diesen ist ein weiterer Frequenzteiler 72 vorgeschaltet, welcher die Frequenzen eingehender Signale halbiert. D.h. am Ausgang dieses Frequenzteilers 72 liegen somit Signale mit ¹ A der Frequenz der Signale des spannungsgesteuerten Oszillators 64 vor. Der vierte

Signalpfad 90 beinhaltet den Tiefpassfilter 73 und den Schalter 74. Er verarbeitet Signale von 2GHz bis 3GHz. Der fünfte Signalpfad 91 beinhaltet den Tiefpassfilter 75 und den Schalter 76. Er verarbeitet Signale von 1,5GHz bis 2GHz .

Eine Verarbeitung von Signalen noch niedrigerer Frequenz würde den Einsatz weiterer Frequenzteiler erfordern. Dies würde jedoch das Komponentenrauschen erhöhen und höhere Kosten verursachen. Außerdem kann mittels einer Frequenzteilung eine Frequenz von OHz nicht erreicht werden. Deshalb wird ein einzelner zusätzlicher Frequenzpfad für den Bereich von OGHz bis 1,5GHz eingeführt. Dieser Signalpfad 92 arbeitet nicht analog den übrigen Signalpfaden 87 - 91. Stattdessen wird von einem Frequenzvervielfacher 61 die Frequenz des Taktsignals vervielfacht. In diesem Ausführungsbeispiel beträgt der Multiplikationsfaktor 8. Das resultierende Signal weist bei einer Taktfrequenz von 384MHz eine Frequenz von 3,072GHz auf. Dieses Signal wird mit dem in seiner Frequenz um den Teilungsfaktor reduzierten Signal des spannungsgesteuerten Oszillators 64 aus dem zweiten Signalpfad 88 in einem Mischer 65 heruntergemischt. Das resultierende Signal weist in diesem Beispiel einen

Frequenzbereich von OGHz bis 3GHz auf . Zur Erhöhung der spektralen Reinheit wird ein Tiefpassfilter 77 eingesetzt, welches hochfrequente Anteile über 1,5GHz filtert. Von dem Schalter 78 wird das resultierende Signal bei Bedarf durchgeschaltet.

Alternativ könnte ein weiterer Signalpfad durch direkte Nutzung des in ein analoges Signal gewandelten Signals des direkten digitalen Synthesizers eingefügt werden. So könnten sehr geringe Frequenzen mit sehr hoher Genauigkeit erzeugt werden.

Die Signalpfade 87 - 92 arbeiten parallel. D.h. lediglich die Stellung der Schalter 67, 69, 71, 74, 76, 78 entscheidet darüber, welches Signal weitergeleitet wird.

Der Pegel des Signals wird von einer

Pegelveränderungseinrichtung 79 ausgeglichen. Am Ausgang der Pegelveränderungseinrichtung 79 wird der Pegel des Signals von einer Pegelbestimmungseinrichtung 80 bestimmt und dieser an die Pegelveränderungseinrichtung 79 gegeben. Es findet eine Rückkopplung statt, welche eine Regelung des Pegels bewirkt. Der Pegel wird um bis zu +/-5dB modifiziert. Größere Änderungen des Pegels sind nicht notwendig, da die Signalpfade bereits einen weitgehend konstanten Pegelverlauf über der Frequenz aufweisen. Das in seinem Pegel angepasste Signal wird über den Signalausgang 81 ausgegebnen.

Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens zum Betrieb des Messgeräts . In einem ersten Schritt 100 werden zumindest zwei digitale Hochfrequenzsignale erzeugt. Die Erzeugung erfolgt dabei Frequenz- und Phasengenau mit einer sehr hohen Genauigkeit von z.B. 48bit. In diesem Ausführungsbeispiel beträgt die Frequenz des erzeugten Signals zwischen 40MHz und 100MHz. Die Erzeugung der Signale erfolgt dabei mittels direkter digitaler Synthese. In einem zweiten Schritt 101 wird ein Dithering durchgeführt. D.h. die digitalen Signale werden mit hochfrequentem weißen Rauschen geringer Amplitude beaufschlagt.

In einem dritten Schritt 102 werden die Signale in analoge Signale umgewandelt. Dies erfolgt mit einer deutlich geringeren Genauigkeit, z.B. 12bit, als die Erzeugung des Signals. Auf Grund des Ditherings ergeben sich jedoch im Durchschnitt die korrekte Frequenz und korrekte Phasenlage der Signale.

In einem vierten Schritt 103 werden die analogen Signale mit einem Taktsignal gemischt. Hierdurch werden sie in einen anderen Frequenzbereich transformiert. In diesem Ausführungsbeispiel beträgt die Taktfrequenz 384MHz und es wird eine Heraufmischung durchgeführt. Dies führt zu einem Frequenzbereich der resultierenden Signale von 424-484MHz.

In einem fünften Schritt 104 werden aus den analogen Signalen Signale wesentlich höherer Frequenz erzeugt.

Hierzu werden die Signale einem Phasendiskriminator einer PLL (Phase Locked Loop) zugeführt. In diesem Ausführungsbeispiel liegt die Ausgangs -Frequenz der PLL zwischen 6GHz und 12GHz. In einem sechsten Schritt 105 werden die resultierenden sehr hochfrequenten Signale durch einen ganzzahligen Teilungsfaktor geteilt. Dies kann in einem Schritt oder in mehreren Schritten erfolgen. In einem siebten Schritt 106 werden die geteilten Signale zurückgekoppelt und dienen als Regelgröße für die PLL. So kann ein Signal sehr stabiler Frequenz und Phase erzielt werden .

Der fünfte, sechste und siebte Schritt 104, 105, 106 werden ständig wiederholt. Eine dauerhafte Regelung der Frequenz der resultierenden Signale wird so erreicht. In einem achten Schritt 107 wird eine Frequenzteilung durchgeführt. Dabei werden die Frequenzen der Signale in zumindest einem Schritt geteilt. Eine Teilung in mehreren Schritten ist ebenfalls möglich. Die Signale werden dadurch in mehrere Signalpfade unterschiedlicher Frequenzbereiche aufgespalten.

In einem neunten Schritt 108 wird jeweils eines der mehreren Signale ausgewählt. Lediglich dieses jeweils eine Signal wird zur Weiterverarbeitung geleitet . Die Signale der übrigen Frequenzpfade 87 - 92 werden nicht weitergeleitet. In einem zehnten Schritt 109 werden die ausgewählten Signale einer Pegelanpassung unterzogen. Somit ist sichergestellt, dass der Pegel des Ausgangssignals unabhängig von seiner Frequenz ist.

Die Erfindung ist nicht auf das dargestellte Ausführungsbeispiel beschränkt. Wie bereits erwähnt, kann eine größere Anzahl von Signalen ausgehend von mehreren direkten digitalen Synthesizern erzeugt werden. Auch der Einsatz einer abweichenden Regelung der Hochfrequenz ist denkbar. Darüber hinaus sind alternative Ausgestaltungen der Frequenzpfade der Frequenzteilungseinrichtung möglich. Alle vorstehend beschriebenen Merkmale oder in den Figuren gezeigten Merkmale sind im Rahmen der Erfindung beliebig vorteilhaft miteinander kombinierbar.