(実施の形態1)
 以下、実施の形態1のシンセサイザについて 説明する。図1は、本発明の実施の形態1にお� ��るシンセサイザのブロック図である。

 図1において、シンセサイザ1は、シリコ� �からなるMEMS振動子14と、このMEMS振動子14を� �気的に駆動するためのドライバアンプ15とを 有する基準発振器2を備える。さらに、シン� �サイザ1は、基準発振器2から出力された基準 発振信号を基に発振信号を生成しこれを周波 数変換器18に入力するシンセサイザ部16を備� �る。このシンセサイザ部16は、例えば、基準 発振信号を分周する第1の分周器3と、この第1 の分周器3からの出力信号と第2の分周器6から の出力信号とを比較する比較器4と、この比� �器4から出力された比較結果を示す信号に基� ��いて、発振信号を周波数変換器18に入力す� �発振器5とを備える。なお、発振器5としては 、例えば、電圧制御発振器VCO(Voltage Controlled� �Oscilator)などが用いられ、直流電圧に対応し� ��、周波数が変化する発振器である。さらに� ��ンセサイザ部16は、発振器5の他の出力側に� ��続されて制御部7からの制御に基づいて分周 数を変化させて分周後の信号を比較器4に入� �する第2の分周器6を備える。なお、シンセサ イザ部16は、例えば、比較器4と発振器5との� �に接続されて比較器4の出力を電流成分に変� ��するチャージポンプ10や、そのチャージポ� �プ10の出力のうち、直流近傍の成分のみ取り 出すループフィルタ9等を備えていても良い� �このループフィルタ9は、コンデンサによる� ��較器4からの電流(電荷)の充電部分と、低周� ��を通過させる低域通過フィルタを備える。

 さらに、シンセサイザ1は、温度を検出す る温度センサ8の出力信号に基づいて第2の分� ��器6へ適当な整数分周数Mや分数分周数Nの制� ��信号を送り、第2の分周器6の分周数を変化� �せる制御部7を備える。また、メモリ17には� �温度に応じた分周数などが記憶され、制御� �7は、このメモリ17から読み出した分周数で� �2の分周器6を制御する。もちろん、制御部7� �、チャネル切替要求信号に基づいても、第2� ��分周器6の分周数を変化させている。

 第2の分周器6は、分周数Mが入力される整� ��部分と、分周数Nが入力される分数部分とに より構成される。第2の分周器6は、これらの� ��周数を切り替えることにより、発振器5から の出力周波数を変化させる。なお、分数分周 はアキュムレータ11にある加算値を加えてい� ��ことにより達成され、アキュムレータ11が� �ーバーフローを起こした場合に1を出力し、� ��の1が足し算器12で整数分周数Mに加算され、 可変分周器13の分周数がM+1となる。この分周� ��M、及び、M+1を交互に切り替えることにより 、分数分周数の制御を実現している。

 なお、ここで説明した分周器は、分数分� ��器と呼ばれる分周器であり、細かな周波数� ��御が可能である。しかし、変化させる周波� ��範囲や分周数などに従って、整数分周器な� ��他の分周器を用いても良い。また、分数分� ��器としても、ここで説明した以外のものを� ��いても良い。要は、発振器5の周波数を切り 替えられるような構成回路であればどのよう な構成でも良い。また、ここでは、基準発振 器の周波数変動量を検知する手段として、温 度センサ8を用いている。しかし、これに限� �ものではなく、基準発振器の周波数変動量� �、直接、或いは、間接的に検知できれば良� �、結果として、シンセサイザ1の出力周波数� ��所定の値になるようにすれば良い。

 図2は本発明の実施の形態1のシンセサイ� �を搭載した受信装置のブロック図である。� �実施の形態1で用いた受信装置22は、国内の� �ジタルテレビ放送(ISDB-T)の受信システムに、 本実施の形態1のシンセサイザ1を搭載したも� ��である。

 ここで、ISDB-Tに関して説明する。ISDB-Tに� ��、直交周波数分割多重方式OFDM(Orthogonal Frequ ency Division Multiplexing)が用いられている。そ� ��受信帯域幅は約5.6MHzであり、それが、13の� �波数セグメントに分割されている。家庭用� �テレビでは、そのうちの12セグメント(フル� �グ)が利用され、携帯電話などのモバイル用� ��のテレビでは、そのうちの1セグメント(ワ� �セグ)が利用されている。また、OFDMでは、マ ルチキャリア方式が採用されており、例えば 、ワンセグ方式のモード3では、約1kHzのキャ� ��ア間隔で、キャリアが、433本、並んで、一� ��の受信チャンネルを構成している。

 シンセサイザ1は、RF-IC20に内蔵されてい� �。図2において、アンテナ23で受信されたテ� �ビ信号は、妨害波を除去する第1の周波数フ� ��ルタ24を通過する。例えば、携帯電話に搭� �されたテレビ受信装置なら、携帯電話自身� �発する信号が、テレビ受信装置に対して、� �も強力な妨害波となり、これを除去するた� �の周波数フィルタが配置される。次に、第1� ��周波数フィルタ24からの出力信号は、信号� �増幅するための低雑音アンプ25を通過し、さ らに、妨害波を除去するための第2の周波数� �ィルタ26を通過する。第2の周波数フィルタ26 では、第1の周波数フィルタ24で完全に除去で きなかった妨害波や、強度が、比較的、弱い ような別の妨害波を除去する。

 次に、第2の周波数フィルタ26からの出力� ��号は、アンバランス信号をバランス信号に� ��換するバラン27を通過し、RF-IC20のフロント� ��ンド部29に入力される。フロントエンド部29 で、さらに、低雑音アンプで増幅されるなど した信号は、周波数変換器18に入力された後� ��シンセサイザ1の出力である発振信号と合成 され、中間周波数(IF:Intermidiate Frequency)に変� �される。なお、MEMS振動子14を駆動するドラ� �バ回路部や、負荷容量は図示していない。

 中間周波数IFに変換された信号は、BB-IC(Ba se Band IC)21、つまり、復調ICへ入力される。� ��調側では、デインターリーブや、誤り訂正� ��号のデコードなどの信号処理を行い、デー� ��復調される。ここで、デインターリーブと� ��、バースト誤りを軽減するため、変調時に� ��データの並び替えを行うインターリーブを� ��除することである。また、日本国内向けのI SDB-Tや、海外のDVB-Hなどのシステムでは、誤� �訂正符号として、ビタビ符号と、リードソ� �モン符号が採用されている。

 復調部に入ってきた信号は、まず、ビタ� ��符号のデコードが行われる。この後、リー� ��ソロモン符号のデコードが行われる。その� ��、エラーのほとんどない、いわゆる、エラ� ��フリーの状態(例えば、BER=1×10^-11以下、な� �「^」は、べき乗を表す記号とし、10が底で� �-11が指数を表す)を得るためには、ビタビ符� ��のデコード後のBERがある値以下の状態(例え ば、BER=2×10^-4以下)となっていることが必要� �なる。なお、BER(Bit Error Rate)はビット誤り� �を意味し、周波数変換器18からの出力信号、 つまり、受信信号の品質を知る上での尺度と なる。ここで示した「エラーフリー」の受信 品質の状態の例、BER=1×10^-11以下という値は� �1日受信を続けた状態で、ビット誤りの発生� ��数個以下という状態を実現する閾値であり� ��最も厳しい条件の閾値である。また、「画� ��認識エラー無し」という受信品質の状態も� ��義でき、これは、テレビ視聴を実際に行う� ��で、画像劣化が目視確認できないレベルで� ��る。実用的には、このレベルがより現実的� ��あり、この場合も、ビタビ符号のデコード� ��のBERがある値以下の状態(例えば、BER=3×10^-3 )となっている必要がある。さらに、初期の� �ータの「同期」が取れるか否かで、受信信� �の品質を定義することも出来る。ここで言� �初期のデータの「同期」とは、インターリ� �ブされた符号を元の配列に戻すデインター� �ーブや、誤り訂正符号のデコードを行う前� �取るべき同期を指す。なお、これらの受信� �号の品質の具体的な例に関しては、後述の� �明に記載する。

 以上の処理で、受信からデータ復調まで� ��処理が完了する。なお、本実施の形態1では 、BB-IC21を主たる構成回路とする復調部を、� �信装置22に内包して説明した。しかし、これ に限るものではなく、復調部を含まない部分 を受信装置22としても良い。実際に、家庭用� ��テレビ受信装置や、携帯電話用のテレビ受� ��装置でも、復調部を含まない部分を受信装� ��としている場合もある。この場合、受信装� ��の外部に復調部を別途有することになる。

 図3は本発明の実施の形態1の受信装置を� �載した電子機器のブロック図である。図3に� ��いて、画像などを表示するディスプレイ、� ��まり、表示部は図示していない。図2で説明 した受信装置22の出力側に、さらに、MPEGデコ ーダ28が接続されている。復調部においてリ� ��ドソロモン符号のデコードまで終了したデ� ��タは、MPEG-TS信号としてMPEGデコーダ28へ入力 される。MPEGデコーダ28では、画像信号を再生 して、画像として表示する。

 次に、本実施の形態1のシンセサイザの動 作、及び、その動作を実現するための構成に 関して説明する。

 図4は、周波数調整単位δfcontを切替えた� �合の図1に示す発振器5の瞬間的な出力スペク トルを示す図である。なお、δfcontは、絶対� �を示しており、実際には、プラス側に調整� �る場合はプラスの符号が、マイナス側に調� �する場合は、マイナスの符号がつく。以下� �すべて、プラス側の表示で説明を行うが、� �述する所定値Fに関しても、同様とする。例� ��ば、所定値Fが60Hzの場合は、所定値Fの絶対� ��が60Hzということである。また、本実施の形 態1では、発振器5の出力が直接、発振信号と� ��っている。

 図4において、縦軸は出力強度で、対数表 示となっている。横軸は、周波数である。中 心部分のAで示しているピークが本来の発振� �号のピークで、その他のサブピーク、例え� �、Bの部分は、スプリアスと呼ばれる、本来� ��不要な電力である。このスプリアス部分が� ��いと、周波数変換器18により、局部発振出� �を受信信号と乗算した後の出力信号の品質� �劣化し、結果として、受信性能を劣化させ� �原因となる。

 このスプリアスなどのノイズ成分と本来� ��所望信号(図4では、発振信号)成分との単位� ��波数あたりの電力比を、位相雑音と呼ぶ。� ��の位相雑音性能が悪いと、周波数変換器18� �ある周波数ミキサからの出力信号において� �希望信号(キャリア)と、ノイズ成分の比であ るC/N(Carrier Noise Ratio)も悪化してしまう。さ� ��には、受信側、つまり、図1でのIF出力を受� ��る復調部などの後段部でのエラーも増えて� ��まう。例えば、デジタル通信であれば、受� ��信号のエラーの比率であるBER(Bit Error Rate)� ��悪化させる結果となる。テレビの場合、こ� ��ようなBERの悪化は、受信映像に乱れを生じ� ��せる。また、最悪の場合は、受信できない� ��いう事態に陥ることもある。このような、C /NやBERなどは、受信信号の品質を知る上での� ��度となる。

 従来の一般的なシンセサイザでは、可変� ��周器13を頻繁に切り換えることがなかった� �め、スプリアス等のノイズは問題とならな� �った。しかしながら、MEMS振動子などの周波� ��温度特性の悪い振動子を基準発振器として� ��いる場合には、可変分周器13を頻繁に切り� �える必要があるため、図4に示すスプリアス� ��のノイズ成分の低減が重要である。

 図5A、5BはOFDMを用いたテレビシステムの� �合の受信信号の周波数スペクトルを示す図� �る。OFDMはマルチキャリア方式であり、情報� ��のった複数のキャリアから構成されている� ��図5A、5Bでは、5本のみ示しているが、実際� �、1000本以上のキャリアの集合から信号が構� ��されることが多い。位相雑音を便宜上わか� ��やすく示すために、ここでは実際の信号、� ��び、スプリアスの先頭値部分を線でつない� ��図を示している。

 図5Aにおいて、キャリアA2に着目すると、 スペクトルの広がりは小さく隣接キャリアA1� ��A3への影響は少ない。これはシンセサイザ� �位相ノイズの良い状態を示している。しか� �ながら、発振信号の位相雑音が悪くなると� �図5Bに示すように、キャリアA2の位相雑音が� ��隣接キャリアA1、A3へ影響してしまう。この ことが、受信信号のC/N劣化を引き起こす。発 振信号の位相雑音が大きい、つまり、図4の� �うな状態であるということは、周波数変換� �18によって、受信信号と乗算される受信信号 にも影響し、結果として、図5Bのような状況� ��引き起こす。

 このように、シンセサイザや発振器の位� ��雑音性能は、受信装置や電子機器のシステ� ��全体に大きな影響を与える。図4に示したよ うに、切替えの瞬間的な位相雑音の劣化であ っても、信号の品質を落とし、一時的な受信 劣化、受信不能状態を引き起こし、画像の途 切れや乱れを生じさせてしまう。

 図6A~6Dは周波数調整単位δfcontを変化させ� ��場合におけるVCOの瞬間的な出力スペクトル� ��示す図である。図6A~6Dにおいて、縦軸は、� �力強度で、対数表示となっている。横軸は� �周波数である。

 図6A、6B、6C、6Dの周波数調整単位δfcontは� ��順にδfa、δfb、δfc、δfdであり、δfa<δfb< ;δfc<δfdの関係がある。すなわち、周波数� �整単位δfcontが、大きくなるにしたがって、� ��プリアスレベルが増大し、位相雑音が増加� ��ている。この結果は、周波数の調整量と、� ��相雑音レベルに相関があることを示してい� ��。

 本実施の形態1では、この結果を鑑み、分 周数を変化させる際、一度に、変化させる周 波数の量、つまり周波数調整単位δfcontを、� �力信号の品質劣化が少ないレベルに抑える� �とを特徴としている。ここで言う、出力信� �の品質とは、周波数変換器18以降、つまり、 シンセサイザ1の出力と、受信信号が合成さ� �た後の信号の品質を指している。これは、� �発明は、シンセサイザの位相雑音の劣化が� �信信号へ与える影響に着目しているためで� �る。また、出力信号の品質を判断するパラ� �ータを設定し(C/N、BER等)、想定する受信品質 (エラーフリー、画像認識エラー無し等)に合� ��せて、品質限界閾値(BER=2×10^-4等)を設定す� �。その品質限界閾値よりも良好になるよう� �、δfcontを所定値F以内にし、受信特性の劣化 を想定した受信品質が得られるレベルまで、 抑えている。

 出力信号の品質となるパラメータの設定� ��、数値化できる尺度がより好ましく、例え� ��、前述のようなC/NやBER等が用いられる。C/N� ��モニターは、周波数変換器18の直後に接続� �れていても良いが、その後の回路ブロック� �中のどの部分に接続されていても、同様の� �果が得られる。

 図7は本発明の実施の形態1の電子機器の� �のブロック図である。図7において、C/Nのモ� ��ターが周波数変換器18の直後に接続された� �合、制御ライン32が付加される。また、その 他の回路ブロックでC/Nのモニターを行う場合 に関しては、例えば、デジタル復調する前の コンスタレーションの状態において、そのず れ(EVM:Error Vector Magnitude)から、C/Nを算出する 等の方法などが挙げられる。本実施の形態1� �は、これを用いており、図7で示すように制� ��ライン33が付加される(BB-IC内の詳細回路ブ� �ック表示なし)。

 C/Nは、デジタル変調方式などを規定する� ��とで、受信感度と結び付けられ、出力信号� ��品質となるパラメータを受信感度とするこ� ��も可能である。また、BERは、ビタビ符号の� ��コード後のBERや、リードソロモン符号のデ� ��ード後のBER等がある。誤り率には、BER以外� ��、フレーム誤り率やパケット誤り率なども� ��り、そちらを出力信号の品質となるパラメ� ��タとして用いても良い。

 以上説明した場合でも、同様に、図7で示 す制御ライン33が付加される。なお、BB-IC21内 部には演算回路などの回路が具備されている ため、出力信号の品質となるパラメータ(例� �ば、C/N、BER)の使用時の値の算出が容易に行� ��、判定制御ライン33を付加する構成の方が� �り好ましい。

 図8は周波数調整単位δfcontを変えていっ� �場合のBERの変化を示す図である。図8におい� ��、縦軸がビタビ符号のデコード後のBERで、� ��発明では、この値を、出力信号の品質を評� ��するパラメータ、つまり、品質限界閾値を� ��定するパラメータとして、利用している。� ��た、横軸が周波数調整単位δfcontである。ま た、図8のBERの測定値は、劣悪な受信環境を� �定した受信装置の最小感度点付近における� �定値を示す。すなわち、最終の誤り訂正デ� �ードが終了した段階(前述の例では、リード� ��ロモン符号のデコード後)で、エラーフリー の状態で受信するのに最低限必要な受信信号 電力付近での測定値を示す。

 図8に示すように、温度制御を行わない周 波数調整単位δfcontが0の場合に、ビタビ符号� ��デコード後のBER=1×10^-4となるように、設定� ��ている。本来、エラーフリーを実現するBER� ��2×10^-4である。初期のBERを1×10^-4としたのは 、基準発振器として、水晶発振器を用いた場 合でも、種々のばらつき、変動などによって 、1×10^-4程度の劣化が見込まれ、この値を初� ��値と設定することで、最終的に、劣化が起� ��っても、エラーフリーの状態が実現できる� ��うにするためである。

 まず第1に、最終の誤り訂正デコード終了 後(上記のリードソロモン符号のデコード後)� ��エラーフリーとなるように、品質限界閾値� ��設定した場合に関して、説明する。

 図8において、破線で示しているBER=2×10^-4 のラインが、品質限界閾値である。ここでは 、品質限界閾値を誤り率限界閾値として定義 している。このラインと交差する周波数fa1が 、周波数調整単位δfcontの限界となる所定値F� ��ある。つまり、δfcont≦F=fa1とすることで、� ��号品質を損なわず、エラーフリーの受信品� ��が保てる。

 なお、デジタル変調方式にもよるが、概� ��て、前述の1×10^-4の劣化は、最小入力感度� �いう0.1dB程度にあたる。別の品質限界閾値と して、例えば、最小入力感度が、初期から0.1 dB劣化する値としても、ほぼ同等の効果が得� ��れる。また、C/Nでも同様のことが言え、初� ��から、0.1dB劣化した値を品質限界閾値とし� �も良い。ここで言う初期値の決定は、δfcont= 0の時の値を用いれば良い。

 以上説明した品質限界閾値を用いる構成� ��することで、ほぼ完全に、信号品質への影� ��ない状態が実現できる。これは、この条件( BER=2×10^-4)が、最も厳しいデジタル変調方式� �場合でも、ほとんどビット誤りが起こらな� �状態を実現できるためである。なお、この� �とは、テレビシステムだけでなく、携帯電� �の通話システム、データ通信システム等の� �ジタル変調を用いた他のシステムに関して� �言え、同様の構成により、同等の効果が得� �れる。

 第2に、テレビ視聴を実際に行う上で、画 像劣化が目視確認できないレベルで、品質限 界閾値を設定した場合に関して説明する。こ れは、「画像認識エラー無し」の受信品質の 状態である。実用的には、このレベルがより 現実的で、好ましい品質限界閾値となる。

 図8におけるBER=3×10^-3の破線が、品質限界 閾値であり、誤り率限界閾値として定義して いる。このラインと交差する周波数fb1が、周 波数調整単位δfcontの限界となる所定値Fであ� ��。つまり、δfcont≦F=fb1とすることで、テレ� ��視聴上の信号品質を損なわず、画像認識エ� ��ー無し受信品質が保てる。なお、概して、B ERの1×10^-4から3×10^-3までの劣化は、最小入力 感度でいう1~1.2dB程度にあたる。別の品質限� �閾値として、例えば、最小入力感度が、初� �から1dB劣化する値としても、ほぼ同等の効� �が得られる。また、C/Nでも同様のことが言� �、初期から、1dB劣化する値を品質限界閾値� �しても良い。なお、この状態は、概して、� �ケットエラーフリーの状態と一致し、これ� �品質限界閾値としても、同様の効果が得ら� �る。

 このことは、テレビシステムだけでなく� ��携帯電話の通話システム等のビット誤りが� ��る程度許容されるデジタル変調システムに� ��して言える。それぞれのシステムにおいて� ��許容される出力信号の品質から、品質限界� ��を規定して、δfcontの限界となる所定値Fを� �定すれば、同様の構成により、同等の効果� �得られる。なお、携帯電話の通話システム� �では、ほぼ同等の品質限界閾値を用いて、� �ぼ同等の効果が得られる。これは、人間の� �と、耳の認識力と、誤り率の関係が大きく� �異ならないためである。また、データ通信� �どの、誤りの許容が厳しいシステムにおい� �も、誤ったデータを再度送信してもらう再� �要求機能などを併用することにより、この� �質限界閾値を用いることも可能となる。

 第3に、テレビ視聴を実際に行う上で、画 像劣化を許容し、画像確認できる程度で、視 聴を行うことができるレベルで、品質限界閾 値を設定した場合に関して説明する。この品 質限界閾値は、同期の確立が出来るかどうか で判断される。ここでいう同期は、データの 同期であり、この後、デインターリーブ、誤 り訂正符号のデコードが行われる。従って、 この同期が確立するか否かが、その後の復調 へ大きな影響を与え、受信品質を決定する上 でも大きな影響を与える閾値となる。

 図8におけるfc1は、この同期確立の限界と なる所定値Fであり、δfcont≦F=fc1とすること� �、同期確立は達成され、その後の、デイン� �ーリーブ、及び、誤り訂正符号のデコード� �よって、誤り率の改善がなされ、ある程度� �信号品質を有する信号が得られる。天気予� �、ニュースなどの情報を得るためだけのテ� �ビ視聴、スポーツなどの経過を知りたいよ� �な目的のテレビ視聴の場合、この品質限界� �値でも、十分な効果が得られる。

 このことは、テレビシステムだけでなく� ��携帯電話の通話システム等のデジタル変調� ��用いた他のシステムに関しても言え、同様� ��構成により、同等の効果が得られる。本品� ��限界閾値の設定のポイントは、低レベルの� ��信品質状態でも、受信するメリットが得ら� ��る際に用いるということで、温度変動の激� ��い劣悪な通話環境などで、連絡のみでも行� ��たい、要件のみでも伝えたいといった場合� ��非常に効果的である。これは、人間の耳、� ��自体に誤り訂正能力があり、誤った、或い� ��、聞こえない箇所が合っても、補正して理� ��することが可能であるためである。

 次に、具体的な数値に関して、説明する� ��例えば、日本国内のISDB-Tのワンセグ放送の� ��ード3において、本実施の形態1を適用する� �、限界となる所定値Fは、fa1=60Hz、fb1=130Hz、fc 1=160Hzとなる。これは、最小感度点付近にお� �ては、δfcontを160Hz以下に抑えれば、テレビ� �聴が可能となることを意味する。なお、モ� �ド3におけるマルチキャリアのキャリア間隔� ��約1kHzであり、モード3はワンセグ放送の中� �位相雑音の影響を最も受けやすいモードで� �る。従って、品質限界閾値、限界となる所� �値Fを適用することにより、他のモードでも� ��等以上の効果が得られる。なお、海外、例� ��ば、欧州での規格であるDVB-TやDVB-Hでも、同 様のOFDM方式が採用されている。いずれの場� �も、最小のキャリア間隔は1kHzであり、前述� ��たように同等以上の効果が得られる。

 なお、日本国内の家庭用のデジタルテレ� ��(フルセグ)や、欧州等での規格であるDVB-T(Di gital Video Broadcasting-Terrestrial)では、より多値 化されたデジタル変調方式(64QAM)が採用され� �いる。この場合、fa1は、20~30Hzの値となる。� ��た、実際運用されている例は少ないが、ワ� ��セグ方式でも、16QAMのデジタル変調方式を� �った場合は、fa1は40~50Hz程度となる。なお、� ��ンセグでは、デジタル変調方式として、QPSK が一般に用いられ、これは、欧州のモバイル 用の規格であるDVB-H(Digital Video Broadcasting-Hand held)も同様である。また、一部の海外のケー� ��ルテレビ等で使用されている256QAM方式では� ��fa1は、10~15Hzの値となる。

 以上、3つの限界閾値の条件下での周波数 調整単位δfcontの所定値Fに関して、説明を行� ��た。このようなことは、特に、周波数温度� ��性の悪い基準発振器を用いる際に、大きな� ��果を発揮する。周波数温度特性が悪いと、� ��度に対する周波数変動が大きく起こり、分� ��数による周波数の調整も大きく行う必要が� ��じる。何も意図せずに、調整を行ってしま� ��と、出力信号の品質を大幅に劣化させてし� ��う。本実施の形態1のように、出力信号の品 質を規定するパラメータを決め、その品質限 界閾値を決め、さらに、周波数調整単位δfcon tの所定値Fを決定することで、受信品質を確� ��できる。その際に、特に、最終的に必要な� ��信品質を考慮して、どの所定値Fを選ぶかを 決めれば、最適な受信が達成できる。

 以上は、最小感度点付近の受信状態が非� ��に悪い場合に関しての考察である。受信状� ��が良い場合には、さらに、δfcontを大きくし ても良い。

 図9は異なる受信環境において周波数調整 単位δfcontを変えていった場合のBERの変化を� �す図である。すなわち、3種類の受信環境下� ��のδfcontとBERの関係を示している。図9にお� �て、受信環境の劣悪の度合いは、受信環境1� ��受信環境2、受信環境3の順に低くなる(受信� ��境が良くなる)。

 受信環境は電波の受信状態が良好か否か� ��決まることが多い。電波の受信状態が良い� ��合は、受信信号強度が高く、ノイズとの比� ��大きく取れる、つまり、C/Nの高い受信波を� ��信できる。従って、δfcontを大きくして、位 相雑音が劣化した場合でも、初期の受信信号 のC/Nが高いため、許容されるδfcontが上がる� �つまり、エラーフリーの状態が得られる品� �限界閾値に関しては、fa1<fa2<fa3の関係が 成り立つ。また、画像視聴上、ノイズが目視 出来ないレベルの状態が得られる品質限界閾 値に関しては、fb1<fb2<fb3の関係が成り立� ��。さらに、画像確認が出来るレベルの状態� ��得られる品質限界閾値に関しては、fc1<fc2 <fc3の関係が成り立つ。

 以上のことより、限界となるδfcontの所定 値Fは、受信状態によって変化する。周波数� �換器からの出力信号の希望波の強度、もし� �は、信号品質に基づいて、決定する構成と� �ることで、より大きなδfcontとすることがで� ��る。その結果、大きな基準周波数変動にも� ��えうるシンセサイザ、とこれを用いた受信� ��置及び電子機器を提供することが可能とな� ��。

 なお、BERを計測するためには、ある一定� ��間を要する。従って、より瞬時に判断した� ��場合は、C/Nをモニターする方がより好まし� ��。また、受信した信号のC/Nがある程度高い� ��態では、BERは、エラーフリーの状態しか示� ��ないため、C/Nをモニターする方がより好ま� ��い。

 BERをモニターする場合には、例えば、δfc ontを上昇させながら、BERの変化を計測し、誤 り率限界閾値付近以下になるように、δfcont� �設定する。つまり、周波数調整単位δfcontを� ��化させながら、それに伴って、変化する信� ��品質に基づいて、信号品質限界閾値を超え� ��いようなδfcontの所定値Fを決定し、その決� �された所定値F以内で、周波数調整を行う。

 以上説明した本実施の形態1の構成では、 BB-IC21より出力された制御ライン33を用いて制 御を行っていた。BER自体の演算がBB-IC21内で� �われているためである。BERの値がMPEGデコー� ��28へ送られる場合は、MPEGデコーダ28から制� �ラインを持ってくる構成でも良い。希望信� �の品質を決定するパラメータを何にするか� �、どこの回路ブロックから制御ラインを持� �てくるかを選択すれば良い。

 なお、このような制御ライン33を設けて� �C/NやBERをモニターしなくても、本実施の形� �1の効果は得られる。例えば、受信のシステ� ��が固定されていれば、初期に、所定値Fを決 定しておき、周波数調整単位をそれに合わせ て、周波数調整すれば良い。ワンセグでQPSK� �は、fa1の所定値Fを60Hzとしておけば、常に、 エラーフリーの条件が満たせる。また、家庭 用のデジタルテレビにも使いたい場合は、fa1 を20Hzとしておけば良い。

 本実施の形態1では、基準発振器2を構成� �るMEMS振動子14として、シリコン振動子など� �MEMS振動子を用いている。その理由に関して� ��説明する前に、周波数温度特性に関して、� ��明を行う。

 一般に、基準温度をT0、現在の温度をT、� ��準温度での共振周波数をf、温度がT0からTに 変化した際の共振周波数変化量をδTとすると 、T0からTまで温度が変化した際の周波数の変 動率δf/fは、(式1)で表される。

 ここで、α、β、γをそれぞれ1次、2次、3� ��の周波数温度係数と呼ぶ。これらの温度係� ��が小さい振動子は、周波数温度特性が良い� ��以下に、シリコン振動子などのMEMS振動子を 用いて、本発明の効果を説明する。

 まず第1に、MEMS振動子の周波数温度特性� �、水晶振動子に比べて悪いということが挙� �られる。例えば、水晶振動子は、その周波� �温度係数が、1次が0で、2次、3次の温度係数� ��小さい振動子である。一般に、温度係数は� ��1次、2次、3次となるに従って小さくなり、� ��つ、使用温度範囲における周波数温度特性� ��占める影響も小さくなる。よって、1次の温 度係数が0であるということは、その振動子� �周波数温度特性が非常に良好であることを� �している。水晶の各温度係数は、水晶イン� �ット(水晶の引き上げ後の固まり)から、水晶 板を切り出す際のカット角度によって変わる 。その良好な周波数温度特性から、最も広く 使用されている水晶振動子に、ATカット水晶� ��動子がある。これは、例えば、使用温度範� ��(-30~85℃)において、周波数の変動率が、±20~ ±100ppm程度となる。この周波数の変動率の幅� ��、カット角度の微小な違いによって生じる� ��

 MEMS振動子の一つであるシリコン振動子は 、水晶とは違い、周波数温度特性が良くない 。1次の温度係数が大きく、-30ppm/℃である。� ��用する温度範囲において、この1次の温度係 数が支配的であるため、以下では、2次、3次� ��温度係数を無視して、周波数の変動率を考� ��る。シリコン振動子の周波数の変動率は、� ��用する全温度範囲で考えると、±1725ppmと水� ��振動子よりも10倍以上大きな値となってし� �う。

 本実施の形態1で使用しているシンセサイ ザ1では、温度変化などによって、基準発振� �がずれた場合に、その周波数をシンセサイ� �1の第2の分周器6の分周数を変えることによ� �、シンセサイザ1が出力する周波数をほぼ一� ��値にする。或いは、後段において、影響の� ��ない程度の周波数にする。

 ここで、基準発振器2の温度に対する周波 数変動が大きいと、周波数の補正幅を大きく 取らなければならない。周波数調整単位δfcon tを所定値Fにしなければ、シンセサイザ1の出 力の位相雑音性能を劣化させることになる。 詳細は後述するが、簡単に、日本国内のISDB-T のワンセグ放送のモード3での例を説明する� �

 シリコン振動子では、1℃/secの温度変化� �起こった場合、30ppmの周波数変動が起こり、 500MHzの発振信号周波数を想定すると、15kHzの� ��波数変動が発生する。周波数制御間隔が仮� ��、100msecと設定されていると、周波数調整単 位δfcontは1.5kHzとなり、受信が出来ない状況� �引き起こすことになる。これが、水晶であ� �ば、1ppm/℃の変動で済み、周波数調整単位δf contは50Hzとなり、エラーフリーのレベルを実� ��することができる。このように、温度特性� ��悪い振動子を搭載した基準発振器を用いる� ��ど、本発明の効果を顕著に奏する。

 また、周波数温度特性が悪いと、変動が� ��きいため、周波数をダイナミックに変化さ� ��る必要がある。その反面、高い周波数精度� ��要求されることから、周波数を細かく変化� ��せる必要もある。両者を共に実現させる必� ��があるため、選択できる周波数補正方法に� ��限りが出てきて、どうしても本実施の形態1 で説明したようなデジタル的な変化を伴うも のになってしまう。このような変化は、前述 のような位相雑音性能への影響を引き起こす 。つまり、デジタル的な周波数変化に起因し た位相の不連続を引き起こすような周波数温 度補償方法を用いた構成では、位相雑音が大 きくなり、受信装置のC/Nが劣化し、良好な受 信特性が得られない。従って、携帯電話やテ レビシステムなどの位相雑音性能の要求され るシステムにおいて、従来例で示したような 構成において、MEMS振動子を用いて基準発振� �を構成すると、その使用が困難であった。

 第2に、MEMS振動子を使ったMEMS発振器の位� ��雑音性能が、水晶発振器に比べて悪いとい� ��ことが挙げられる。水晶振動子を用いた水� ��発振器は、位相雑音性能においても優れて� ��るため、周波数補償による位相雑音の劣化� ��起こった場合でも、シンセサイザ全体とし� ��の必要性能を保てる可能性がある。一方、M EMS発振器の場合、その構造、材料、使用する 振動モードなどにもよるが、水晶発振器ほど の位相雑音性能を有しない場合が多い。また 、たとえ位相雑音性能が良かったとしても、 周波数を変化させる量が大きいので、目的の 周波数にたどり着くまでに、時間を要する。 一方、周波数変化を早く制御しようとすると 、周波数のオーバーシュート(位相の不連続� �大きくなる)があり、結果として、シンセサ� ��ザ全体としての位相雑音性能を悪化させて� ��まう。

 なお、MEMS振動子としては、例えば、シリコ ンなどの半導体をベースにしたものや、AlN、 ZnO、PZTと言った薄膜圧電材料をベースとした FBAR(Film Bulk Acoustic Resonator)と呼ばれるもの� �、SiO ₂ などのその他の薄膜材料をベースとしたもの が挙げられる。また、弾性表面波を用いたSAW (Surface Acoustic Wave)振動子や、異なる物質の� �界を伝播する境界波などを用いた振動子もME MS振動子の一例である。これらの振動子のう� ��で、ATカット水晶振動子と同程度の周波数� �度特性を持つものは、ほとんどなく、また� �そのほとんどが、1次の温度係数を有する(無 視できない)ものである。

 例えば、AlNを用いたFBARでは、厚み縦振動 (印加電界と同一方向に振動)を用いた振動子� ��、-25ppm/℃、ZnOでは、-60ppm/℃程度となる。� �た、SAWを用いた振動子でも、基材に36°yカッ トのタンタル酸リチウムを用いたものでは、 周波数温度特性が-35ppm/℃程度、基材に64°yカ ットのニオブ酸リチウムを用いたものでは、 -72ppm/℃程度となる。

 これらのMEMS振動子は、水晶振動子より小 型にできるものが多い。また、MEMS振動子は� �導体ICと一体化することができるものが多い 。特に、シリコン振動子は、半導体の多くが シリコン基板上に形成されることから、IC形� ��と一括して、作り込めるなどの多くのメリ� ��トを有する。また、AlN、ZnOなども半導体基� ��上に作り込めるため、一体化の効果は大き� ��。

 なお、SAWや境界波を用いた振動子や、FBAR を用いる場合、小型化を行うには、より高周 波の共振周波数となるように振動子を構成し た方がより好ましい。その場合、PLL(Phase Lock ed Loop)を構成しない構成が良い場合もある。 その構成例は、SAW振動子で構成された基準発 振器の後に、第2の分周器を持ってきて、そ� �第2の分周器を調整し、周波数を調整するよ� ��な構成である。別の構成例は、SAW振動子で� ��成された基準発振器の負荷容量として、ス� ��ッチ機能を有するコンデンサを複数用いて� ��スイッチを切り替えることにより、負荷容� ��を離散的に切り替えて、周波数調整を行う� ��うな構成例である。以上の構成例でも、デ� ��タル的な周波数の変化を伴うために、本発� ��の効果を顕著に奏することになる。

 以上説明したシリコン振動子などのMEMS技 術を用いたMEMS振動子は、小型、低コスト化� �大きなメリットがある。しかしながら、周� �数温度特性が悪く、温度補償制御を行って� �、周波数精度や位相雑音性能が求められる� �レビや携帯電話といったシステムには用い� �ことが困難であった。また、その他の電子� �器用のタイミングクロックなどの用途にお� �ても、周波数精度や位相雑音性能の要求が� �しいものには、使用することが困難であっ� �。なお、位相雑音性能を時間軸で評価した� �合、この位相雑音はジッタに相当する。タ� �ミングクロックの分野では、位相雑音性能� �評価する変わりに、このジッタ性能を評価� �、この性能について高いレベルが求められ� �場合、使用することが困難であった。なお� �このジッタの評価は、ジッタ時間を直接測� �したり、アイパターンと言われるデジタル� �号の重ね合わせ波形により評価したりする� �

 以上の理由により、MEMS振動子、特に、シ リコン振動子の利用は、前述した大きなメリ ットがあるにも関わらず、ごく一部での利用 に限られていた。

 ここで、本実施の形態1の構成とすること で、以上のような場合でも、受信品質を悪化 させずに、MEMS振動子を用いたシンセサイザ� �、これを用いた受信装置、及び電子機器を� �現することができる。以下、その実施の形� �に関して、より具体的、定量的に、使用環� �を想定して、説明する。

 まず、第1に、室内での環境下においての 温度の変化は、0.1℃/sec程度が想定される。� �の場合、周波数の変動は、3ppm/sec程度となる 。500MHzのローカル周波数を想定すると、1500Hz /secの変動に相当する。ここで、ワンセグ放� �のモード3での受信を例に考えてみる。画像� ��目視確認できるノイズがほとんどない実用� ��の許容レベルを想定すると、δfcont≦130Hzを� ��たす必要がある。

 図10A、10Bは、受信装置の周波数調整を示� ��図である。すなわち、f0であった周波数が� �ある瞬間f1にδfshiftだけ変動した場合に、周� ��数調整を行った際の周波数の推移状況を示� ��。

 図10Aは通常の受信装置の回路構成で周波� ��調整を行なった際の周波数の推移状況を示� ��図である。図10Aにおいて、制御部は調整開� ��と同時に一気にf0まで戻している。ここで� �δfshiftを1500Hzであると仮定すると、周波数調 整単位δfcont=1500Hzであるために、フレーム同� ��はずれが発生し、画像がほとんど出力され� ��い状況となる。

 図10Bは本実施の形態1における受信装置の 回路構成で周波数調整を行なった際の周波数 の推移状況を示す図である。図10Bにおいて、 制御部は12回に分けてf0まで戻している。δfsh iftを1500Hzであると仮定すると、周波数調整量 を12回に分割しているため、周波数調整単位� �fcont=125Hzで、テレビ視聴は可能な状態となる 。

 なお、水晶振動子はシリコン振動子より� ��、温度特性が一桁以上良いため、もし水晶� ��動子を用いた場合は、0.1℃/sec程度の温度変 動では、周波数の変動が実用上の許容レベル 130Hz以下となる。従って、本実施の形態1を示 す図10Bにおいては、シリコン振動子などの周 波数温度特性の悪い振動子を用いたときにこ そ、顕著な効果を得られることになる。なお 、この例では、1秒間に、12回周波数調整を行 うため、1回当たりの周波数調整を83msec以下� �行えば良い。

 第2に、携帯電話用のテレビ、ノートPC、� ��バイルテレビなど、モバイル用途の電子機� ��を想定する。室内から室外へ入ってくる、� ��いは、自動車内にて、テレビを視聴してい� ��際に、車外に出たり、ドアを開けたりした� ��合、携帯電話の周囲は1~2℃/sec等の大きな温 度変化が予想される。この場合は、周波数の 変動は、30~60ppm/sec程度となる。500MHzのローカ ル周波数を想定すると、15000~30000Hz/secの変動� ��相当する。同様に、ワンセグ放送のモード3 での受信を想定すると、1秒間で、116~232回に� ��けて周波数を調整する必要があり、1回当た りの調整を8.6~4.3msec程度で行えばよい。

 このように、急激な温度変化により急激� ��周波数がずれた場合でも、許容できるδfcont を考慮して、一度に、所定の周波数に戻さず に、複数回に分割して、所定の周波数に近づ ける方が良い。これは、調整時間の制約、例 えば、最小の調整時間が10msecなどの制約があ り、周波数を近づけるのに時間がかかったと しても、δfcontを考慮して、複数回に分割し� �周波数を戻す方が、より受信性能へ与える� �影響は少ない場合もあるからである。また� �前述したような周囲環境による温度変化の� �度は、電子機器の有する熱容量によっても� �わる。特に、携帯電話などの小型の電子機� �は熱容量が小さく、環境温度に対して、よ� �敏感に温度が変化するので、本実施の形態1� ��用いることで、顕著な効果が得られる。な� ��、室内用の電子機器でも、電源投入直後や� ��室内の冷暖房機器を投入した直後など、こ� ��ような温度変化が発生する状況は想定でき� ��。

 第3に、温度変化がより急激な場合、例え ば、寒冷地で、自動車内や室内から外に出た 場合、或いは、逆の場合、また、電子機器の 電源投入直後など環境下を想定する。この場 合、調整時間間隔を極端に小さくして、調整 回数を増加する必要がある。しかし、システ ム上の制約により、それが困難になる場合が ある。つまり、可能な周波数の最小調整時間 内での周波数変動量(或いは、変化させるべ� �周波数)が、周波数調整単位δfcontの所定値F� �りも大きい場合である。この時の周波数変� �の条件を許容範囲外と定義する。

 例えば、周波数調整単位δfcontが160Hzであ� ��、システム上、可能な最小調整時間が50msec� ��ある場合に、49msecで、200Hzの周波数変動を� �じた場合である。この条件下では、ある期� �の受信を犠牲にして、周波数調整を行う。� �まり、ある一定期間、画像に混入するノイ� �や、画像の乱れを許容したり、或いは、極� �な場合、受信自体を行わなくしたりする。

 図11は本実施の形態1における受信装置の� ��路構成で別の周波数調整を行なった際の周� ��数の推移状況を示す図である。図11におい� �、ある瞬間、基準発振器2が温度により変動� ��た結果、シンセサイザの出力周波数がf0か� �f1まで大きく変化する。次の調整のタイミン グで、制御部はf1からf2まで周波数を一気に� �整する。この期間は、テレビ受信や復調が� �能となるが、その後、また、所定のδfcontに� ��づいて、制御部は周波数を戻していく。制� ��部が周波数をf1からf2へ戻す間の時間は、テ レビ視聴ができないが、その他の大部分の時 間は、視聴可能となる。通常、この期間は、 1sec以下、例えば、前述した例では、8.6msecと� ��常に小さいため、頻繁にこのような温度変� ��が起こる場合を除けば、実用上問題ないレ� ��ルでの視聴が可能となる。

 なお、3番目に説明したこの例では、一定 期間周波数調整単位δfcontを所定値Fより大き� ��する必要があり、その一定期間に限れば、� ��発明の特徴である「δfcontを所定値F以内に� �る」ことによる効果が得られない。しかし� �がら、受信時の大部分は、本発明の特徴を� �いている。この制御方法は、少ない一定期� �のみを犠牲にして、本発明の特徴を最大限� �活用する方法である。

 なお、制御部がf1からf2へ周波数を戻す間 の時間が、同期の取れる信号品質で規定され るδfcontであれば、より好ましい。例えば、� �述した例では、δfcont≦160Hzであれば、より� �ましい。この場合、画像受信が不能となる� �間帯は存在しない。

 また、このように制御部がf1からf2へ大き く周波数を調整するタイミングは、データ受 信上の問題のない期間、或いは、問題の小さ い期間であれば、より好ましい。例えば、ISD B-Tのシステムでは、受信信号中にガードイン ターバル信号が入っている。この信号は、元 来、マルチパス対策で設けられていて、遅延 波を考慮して、マルチパスによるシンボル間 干渉を避けるために挿入されている。このガ ードインターバル信号は、例えば、有効シン ボル期間の信号の一部のコピーの場合が多い 。ガードインターバル信号はデータ自体では なく、この信号の受信期間(以下、ガードイ� �ターバル期間という)中に制御部がシンセサ� ��ザ部の周波数調整単位を所定値Fより大きく しても、受信品質に大きく影響はしない。な お、このガードインターバル期間の検出は、 BB-IC21で行われており、符号の相関出力を検� �して、その検出信号を用いて、ガードイン� �ーバル期間を知ることが可能である。そう� �て検知されたガードインターバル期間に、� �御部が周波数調整を行えば良い。

 また、海外のモバイルテレビ用のシステ� ��であるDVB-Hでは、タイムスライシングと言� �技術が用いられている。これは、省電力化� �狙って、時分割信号を受信するシステムで� �る。つまり、希望信号を受信している期間� �、していない期間が存在し、希望信号を受� �していない期間を狙って、制御部はシンセ� �イザ部の周波数調整単位を所定値Fより大き� ��する制御を行えば良い。この制御は、携帯� ��話の時分割システム、例えば、TDMA(Time Divis ion Multiple Access)や、送受信の時間切替えTDD(T ime Division Duplex)などにも適用できる。

 以上は、急激な温度変化が起こる環境下� ��想定した説明であったが、システム上の制� ��で、調整間隔を小さくできない場合も、以� ��説明した実施の形態1により、同様の効果が ある。また、この制御方法は、熱容量の小さ い小型の電子機器に対して、よりいっそうの 効果を奏する。また、電源投入直後の温度変 化を想定する場合は、電源を入れた瞬間から テレビを視聴することが少ない初期の時間に 、制御部がシンセサイザ部の周波数調整単位 を所定値Fより大きくする制御を行い、周波� �を大きくシフトさせてしまえば良い。初期� �期間としては、例えば、数十msec~数百msecが� �ましい。また、チャンネル切替を行った際� �、温度による周波数変動ではないが、初期� �周波数が合っていないということが想定さ� �、その場合も本発明の制御を行うことによ� �、同様の効果を得ることができる。

 以上、シンセサイザが基準発振器を備え� ��構成に関して、説明を行った。しかし、シ� ��セサイザの外部から基準発振信号を供給し� ��もらっても良い。本実施の形態1のシンセサ イザは、位相雑音の劣化のない周波数補正機 能を有するため、シンセサイザの外部から信 号をもらう場合でも、特に、精度の高い信号 供給の必要がない。この場合、シンセサイザ は内部に基準発振器を持たないため、小型化 、低コスト化に有利となる。

 また、本実施の形態1では、振動子として は、MEMS振動子に関して説明を行ったが、こ� �に限るものではない。本実施の形態1の特徴� ��一つは、周波数温度特性に左右されずに、� ��動子を選択できるということである。その� ��の圧電単結晶を用いた振動子やセラミック� ��動子などを用いてもよい。

 以上説明した実施の形態1では、発振器5� �出力をシンセサイザ1の出力とした。しかし� ��発振器5の後に、分周器を入れて、シンセサ イザ1の出力としても良い。これにより、発� �器5の発振周波数を高くすることができ、発� ��器5のサイズを小さくすることが可能となる 。

 なお、図1において、発振器5の周波数が� �ぼ一定値となるように、第2の分周器6の制御 を行った。しかし、それに限るものではなく 、システム全体で、受信性能がでるように調 整を加えれば良い。例えば、周波数変換器18� ��後段に、さらに、第2周波数変換器を設けて 、その前後の回路ブロックに周波数調整機構 を設けて、第2の周波数変換器の出力が一定� �周波数になるように調整を行っても良い。

 (実施の形態2)
 次に、本発明のシンセサイザを使用したテ� ��ビ受信装置の実施の形態に関して説明する� ��

 図12は本発明の実施の形態2における受信� ��置のブロック図である。図12において、本� �明のシンセサイザ1は温度センサ8を含めて同 一のRF-IC20に一括に形成され、ベース基板19に 実装されている。また、基準発振器の構成要 素としてMEMS振動子14が用いられ、ベース基板 19の上に実装されている。基準発振器の構成� ��素としてMEMS振動子14を用いることで、テレ� ��受信装置22の小型化を実現することができ� �。

 例えば、同等コストの水晶振動子が、2.5� �2.0mmのサイズであるのに対し、MEMS振動子で� �、0.5×0.5mm~0.3mm×0.3mmのサイズで構成できる。 また、高さも半分以下となる。携帯電話に搭 載するような小型のテレビ受信用モジュール では、サイズが、9×9mm~8×8mmと小型になって� �るため、このサイズ効果は非常に大きいも� �となる。

 ベース基板19には、アンテナ23が受信した 受信信号が入力される第1の周波数フィルタ24 と、第1の周波数フィルタ24の出力信号が入力 されるLNA(Low Noise Amplifier)25と、LNA25の出力信 号が入力される第2の周波数フィルタ26と、第 2の周波数フィルタ26の出力信号が入力される バラン27が実装されている。そして、バラン2 7の出力信号はRF-IC20に入力される。なお、本� ��明では、シンセサイザ部をRF-IC内に形成し� �こと例に関して、説明を行ったが、BB-IC側へ 形成しても良い。

 図12では、MEMS振動子14をRF-IC20内へ取り込� ��でいる。このように、MEMS振動子14と温度セ� ��サ8が同一のICチップ(RF-IC20)内に内蔵される� ��とにより、実際のMEMS振動子の温度をより正 確に検知することが可能となり、MEMS発振器� �発振周波数の調整精度を向上させることが� �きる。例えば、急激な温度変化が起こった� �でも、温度伝導の遅延がほぼ無い状態で温� �検知が可能となり、それによる受信劣化を� �き起こさなくなる。また、RF-IC20にMEMS振動子 を内蔵しているため、MEMS自身のサイズ効果� �加え、実装時の隣接部品間のスペースも不� �となる。つまり、個別に実装する場合の部� �間のスペース、例えば、MEMS振動子14の四辺� �々、0.2mm程度のスペースが削減でき、より大 きな小型化効果がある。

 また、図示していないが、RF-IC20内のフロ ントエンド部29を最適化することにより、LNA2 5、第2の周波数フィルタ26、バラン27などを取 り除いた構成も実現可能で、その場合、更な る小型化が可能となる。この場合も、フロン トエンド部29内に設けられるLNAのゲインを大� ��くするなどの工夫が必要となり、発熱が大� ��くなると考えられる。従って、MEMS振動子を 温度センサと同じIC内に取り込むことによる� ��果が、さらに期待できる。

 図13は本発明の実施の形態2における受信� ��置の別のブロック図である。図13において� �図12のRF-IC20とBB-IC21とは、一つの受信IC31とし て構成されている。BB-IC21は、復調部30に集約 されている。両方の機能を持つ受信IC31は、� �信装置のほとんどの機能が一つのICに集約さ れており、大幅な小型化ができると共に、製 造効率を向上させることが出来る。

 また、ベース基板19上の部品点数の減少� �つながるため、ベース基板19の層数を小さく することができ、受信装置22の薄型化につな� ��る。また、層数が減ることで、ベース基板1 9のコストも低くなり、また、部品点数の減� �により、製造コストも低くなり、全体とし� �、受信装置、電子機器のコストを低くでき� �。

 また、機能の集約と同時に、温度センサ8 とMEMS振動子14を一つのIC内に形成した構成に� ��いて本発明の構成にすることにより、発熱� ��減効果を顕著に得ることができる。

 また、モバイル用途の受信装置では、受� ��状態の良し悪しを見ながら、電力制御など� ��行う場合もあり、温度の変化がシステム上� ��しくなる場合もある。また、DVB-Hなどのシ� �テムでは、タイムスライシングを行ってい� �ため、常に、温度の変化が大きい状態が発� �する。このような場合にも、本発明の構成� �することにより、本発明の効果をさらに顕� �に得ることができる。

 なお、以上はPLL(Phase Locked Loop)を用いた� ��度補償型シンセサイザに関して説明を行っ� ��が、DLL(Delay Locked Loop)を用いても良い。ま� ��、ループを構成しないDDS(Direct Digital Synthes izer)などでも良い。

 DDSの例としては、予め、メモリに記憶さ� ��た信号情報をD/A(Digital/Analog)変換して、種々 の周波数の信号を生成する方法などが挙げら れる。また、基準発振器2(図1参照)の後に、� �接分周器を接続し、周波数を調整するよう� �構成にしても、同様の効果は得られる。そ� �構成例は、基準発振器の後に、第2の分周器� ��配置し、その第2の分周器を調整し、周波数 を調整するような構成である。また、基準発 振器の負荷インピーダンスを調整するような 構成でも良い。その構成例は、基準発振器の 負荷容量として、スイッチ機能を有するコン デンサを複数用いて、そのスイッチを切り替 えることにより、負荷容量を離散的に切り替 えて、周波数調整を行うような構成例である 。

 以上、種々の温度補償型シンセサイザに� ��して説明したが、要は、周波数がデジタル� ��に切り替わり、位相の不連続が発生し、位� ��雑音が悪化するような周波数調整機構を有� ��るものであれば、本発明の効果を顕著に得� ��ことができる。

 なお、以上の実施の形態2で説明した温度 センサとしては、一般的に用いられている半 導体を流れる電流の温度特性を利用したよう な半導体ベースのものや、サーミスタなどが 挙げられるが、これに限るものではない。例 えば、温度特性の異なる振動子を2つ用意し� �その周波数差から、間接的に温度をセンシ� �グすることも可能である。或いは、別のク� �ックや周波数情報を有する信号との比較や� �算により、その差分を検知して、温度に起� �する基準周波数のずれをセンシングしても� �い。別のクロックとしては、希望波となる� �信信号そのものや、GPS(Global Positioning System) 用の信号、或いは、電子機器なら、他の回路 ブロックから、供給してもらった信号などが 挙げられる。

 例えば、周波数変換器18の出力側に周波� �誤差検出部を付加することにより、受信周� �数と局部発振出力の周波数差異を検出して� �その検出結果に基づいて、局部発振出力の� �波数を調整してもよい。MEMS振動子の場合、� ��度による周波数変動が大きいため、この差� ��がほとんどMEMS発振器の周波数変動に相当す るとしても良い。周波数差異検出部の機構と しては、FMで用いるような周波数弁別器や、� ��ジタル回路で構成される周波数カウンタな� ��が挙げられる。また、受信信号内の既知信� ��などから、周波数差異を検出して、温度情� ��を抽出するような機構としても良い。要は� ��受信信号とシンセサイザ出力の周波数差異� ��、周波数や位相の検波を行うで、抽出でき� ��機構とすれば良い。

 このような温度センサの代替機構を設け� ��ことで、温度センサとMEMS振動子の物理的な 位置、熱容量などによる温度伝達遅延の影響 や、温度センサの温度検出精度の影響を軽減 できる。

 以上説明したように、温度情報を直接、� ��いは間接に検知できる手段であれば良い。� ��た、半導体ICへの一体化というメリットを� �えると、温度センサは、半導体ベースのも� �がより好ましい。

 (実施の形態3)
 図14は本発明の実施の形態3におけるシンセ� ��イザのブロック図である。図14において、� �実施の形態3におけるシンセサイザ201は、電� ��機器の使用状態が変化した時などにシンセ� ��イザ201の温度変化が大きくなり、より大き� ��周波数を制御しなければならない場合の不� ��合を軽減するものである。例えば、電子機� ��の電源がオフの状態からオンの状態へ変化� ��た瞬間に、基準発振器の温度変化は瞬間的� ��大きくなる。大きな温度変化に対しては、� ��変分周器を急激に制御して、周波数を調整� ��る必要がある。しかし、所定値Fを越えると 、BERが悪化するなどの不具合が生じる。また 、電子機器の使用状態が変化した直後では、 温度センサ(或いは、別の温度検出機構)と基� ��発振器とに温度差が生じてしまう。この場� ��、温度センサの出力値に基づいて周波数の� ��整を行うと、実質的な周波数ずれを引き起� ��し、BERを悪化させてしまう。

 そこで、本実施の形態3のシンセサイザ201 では、電子機器の使用状態が変化した場合の シンセサイザの発振周波数が、所望の発振周 波数からずれることを抑制する構成としてい る。

 すなわち、本実施の形態3のシンセサイザ は、電子機器の使用状態に対して、予め、分 周器の分周比が決められているため、電子機 器の使用状態が変化した直後、温度検出部か らの温度情報を用いずに、分周器の分周比を 変更することができる。これにより、電子機 器の使用状態が変化した直後に、所望の発振 周波数にすることが可能なシンセサイザを提 供できる。

 また、本実施の形態3のシンセサイザを局 部発振器として用いた場合、受信信号と、シ ンセサイザの周波数のずれが、受信装置が許 容できる周波数ずれδFopt以内となるように、 温度検出部からの温度情報を用いず、分周器 の分周比を変更する。これにより、電子機器 の使用状態が変化した場合でも、受信性能の 劣化が少ない受信装置、電子機器を提供する ことが可能となる。

 図14において、シンセサイザ201は、MEMS発� ��器202から出力された基準発振信号(fREF1=10MHz) が入力される第1の分周器203と、第1の分周器2 03で分周後(fREF2=5MHz)の信号が入力される比較� ��204と、比較器204の出力信号に基づいて発振� ��号を出力する電圧制御発振器205と、電圧制� ��発振器205の発振信号の一部が入力される第2 の分周器206と、温度検出部208からの温度デー タを基に第2の分周器206の分周比を制御する� �御部207とを有する。第2の分周器206の出力信� ��は比較器204へ入力される。比較器204は、第2 の分周器206からの入力信号と第1の分周器203� �らの入力信号とを比較して、この比較結果� �示す信号を電圧制御発振器205に出力する。

 上記における「比較器204の出力信号に基� ��いて」とは、少なくとも比較器204の出力結� ��を間接、或いは、直接受けてと言う意味で� ��る。従って、間に別の回路ブロックを介し� ��、その出力を電圧制御発振器205が受けても� ��い。

 本実施の形態3では、比較器204の出力をチ ャージポンプ209により電流成分に変換する。 チャージポンプ209の出力信号をループフィル タ210へ入力し、ループフィルタ210において直 流近傍の成分のみ取り出して、電圧制御発振 器205へ供給する。また、ループフィルタ210は 、コンデンサによる比較器204からの電流(電� �)の充電部分と、低周波を通過させる低域通� ��フィルタで構成されている。

 制御部207は、温度を検出する温度検出部2 08の出力信号に基づいて、第2の分周器206へ適 当な整数分周数M、および分数分周数Nの制御� ��号を送り、第2の分周器206の分周比を変化さ せる。つまり、第2の分周器206は、分周数Mが� ��力される整数部分と、分周数Nが入力される 分数部分により構成される。また、シンセサ イザ201を搭載した電子機器が受信する周波数 チャネルを変更する場合、電子機器はチャネ ル切替信号を制御部207に送信し、チャネル切 替信号を受信した制御部207は、切替後のチャ ネルに基づいた分周比へ第2の分周器206の分� �比を変更する。

 なお、MEMS発振器202が有するMEMS振動子211� �、例えば、シリコン、或いは、その化合物� �主材料として構成される。例えば、シリコ� �で構成された振動子の場合、温度特性が、1� ��の周波数温度係数で、-30ppm/℃程度と非常に 大きいため、ATカット水晶振動子などを用い� ��場合と比べ、前述したような温度制御を頻� ��に行う必要がある。なお、周波数温度係数� ��ついては、実施の形態1に示した通りである (式1)。また、シンセサイザ201を搭載する受信 装置(後述、図15)は、シンセサイザ201と、こ� �シンセサイザ201の出力側に接続された信号� �理部とを備える。信号処理部は、例えば、� �ンテナ(図示せず)が受信した受信信号とシン セサイザ201からの発振信号とを混合し、周波 数変換した後、この信号を復調する作業を行 う。

 なお、シンセサイザ201を搭載する電子機� ��(図示せず)は、上記受信装置と、この受信� �置における信号処理部の出力側に接続され� �表示部(図示せず)とを備える。

 図15は本発明の実施の形態3におけるシン� ��サイザを用いた受信装置のブロック図であ� ��。図15において、シンセサイザ201は、温度� �出部208を含めて同一の半導体IC212に形成され 、ベース基板213に実装されている。また、基 準発振器の構成要素としてMEMS振動子211が用� �られ、ベース基板213の上に実装されている� �MEMS振動子211を用いることで、受信装置の小� ��化を実現することができる。例えば、水晶� ��動子は2.5×2.0mmのサイズであるが、MEMS振動� �211を用いた振動子は1.0×1.0mm~0.3mm×0.3mmのサイ ズで構成できる。また、高さについても、MEM S振動子211を用いた振動子は、水晶振動子の� �分以下となる。これは、例えば、MEMS振動子2 11がシリコンで構成される場合、RIE(Reactive Io n Etching)やフォトリソグラフィー等の半導体� ��ロセスで形成できるためである。また、前� ��したMEMS振動子のサイズは、代表例であり、 従来の水晶などの圧電単結晶などを用いる場 合に比べ、より小型に作成できる可能性を有 している。また、携帯電話に搭載するような 小型のテレビ用受信装置のサイズは9×9mm~8×8m mと小型であるため、上記のサイズ効果は非� �に大きいものとなる。

 ベース基板213には、アンテナ214が受信し� ��受信信号が入力される第1フィルタ215と、第 1フィルタ215の出力信号が入力されるLNA(Low No ise Amplifier)216と、LNA216の出力信号が入力され る第2フィルタ217と、第2フィルタ217の出力信� ��が入力されるバラン218とが実装されている� ��そして、バラン218の出力信号は半導体IC212� �入力される。

 ここで、温度検出部208とMEMS振動子211とは 、それらの配置される位置関係によって、温 度差が生じてしまう。温度差発生の原因とし ては、位置関係の他に、MEMS振動子211や、半� �体IC212、ベース基板213などの熱伝導率の差な どが挙げられる。熱の伝わる速度によって、 温度差が生じてしまうからである。また、こ の温度差は、急激な温度変化が起こった際に 、特に大きくなりやすい。この場合、温度検 出部208で検出した温度とMEMS振動子211との実� �の温度が異なってしまい、温度補正時に、� �違った周波数に補正してしまう。それによ� �て、シンセサイザ201の発振周波数が所望の� �、つまり、受信する信号の周波数からずれ� �受信劣化が引きおこされる。特に、周波数� �度特性が良くない、つまり、周波数温度係� �の大きいMEMS振動子を用いたシンセサイザの� ��合には、温度差による周波数の補正誤差も� ��きく、受信特性の劣化が顕著に表れる。

 そこで、電子機器の使用状態が変わった� ��間にMEMS振動子211の周囲温度が急激に変化す る場合、本実施の形態3の受信装置の有する� �ンセサイザ201は、予めこの使用状態に対応� �た分周比データを保有している。そして、� �子機器がこのような使用状態になったとき� �は、制御部207は、使用状態に対応した分周� �データを参照して、第2の分周器206の分周比� ��変更する。つまり、本実施の形態3の受信装 置の有するシンセサイザ201は、電子機器の使 用状態が変化した瞬間においては、温度検出 部208から得られる温度データを参照せずに、 第2の分周器206の分周比を変更する。これに� �り、MEMS振動子211と温度検出部208の間の温度� ��に起因したシンセサイザ201の発振周波数の� ��れを抑制することができる。これは、量産� ��の電子機器であれば、当然、部品の配置、� ��材の種類は同じ(熱伝導率が同じ)で、また� �熱発生の要素である電流値なども、使用状� �を規定することで一意に決定できることに� �り達成される。

 本発明の実施の形態3における受信装置を 有する電子機器として、例えば、携帯電話を 考えた場合の使用状態の一例を(表1)に示す。

 (表1)において、使用状態のケース1は、携 帯電話の電源がオフの状態からオンの状態に なった場合である。このケース1の場合、携� �電話内の各ICに一斉に電流が流れ始めるため 、本実施の形態3の受信装置の周囲の温度が� �激に上昇することが想定される。使用状態� �ケース2では、携帯電話の待ち受け状態から� ��話状態に変化した場合である。

 この(表1)におけるケース2の場合、RF回路� ��送信側回路の1つであるパワーアンプに大き な電流が急に流れ始めることになり、受信装 置の周囲の温度が急激に上昇することが想定 される。

 (表1)において、使用状態のケース3は、携 帯電話の待ち受け状態からテレビ受信機能を オンさせた場合である。このケース3の場合� �テレビ信号の受信に必要なRF回路やベースバ ンド回路等に一斉に電流が流れ始め、受信装 置の周囲の温度が急激に上昇することが想定 される。

 (表1)において、使用状態のケース4は、携 帯電話の通話状態から待ち受け状態に変化し た場合であり、使用状態のケース5は、携帯� �話のテレビ受信機能がオンの状態から待ち� �け状態に変化した場合である。共に、それ� �で携帯電話内の必要部品に流れていた比較� �大きな電流が急激に流れなくなるため、受� �装置の周囲の温度が急激に下降することが� �定される。

 (表1)において、使用状態のケース6は、携 帯電話の電源オフ状態から携帯電話の電源と テレビ受信機能とを同時にオンさせた場合で ある。このケース6の場合、携帯電話の電源� �オフの状態から携帯電話内の各IC等に一斉に 電流が流れ始めることになり、受信装置の周 囲の温度が急激に上昇することが想定される 。

 上記のケース1~6において、使用状態の変� ��により受信装置の周囲温度が急激に変化す� ��ため、受信装置内で、物理的位置の異なるM EMS振動子211と温度検出部208との間に温度差が 生じてしまう。

 図16は本発明の実施の形態3における受信� ��置内のMEMS振動子と温度検出部の温度変化特 性図である。図16において、(表1)のケース6の 場合における、MEMS振動子211と温度検出部208� �温度変化を示す。MEMS振動子211の方が温度検� ��部208よりも熱源となるデバイスに近い位置� ��配置されている場合、或いは、熱容量の関� ��で環境温度に対する追従が良い(周囲温度に 合わせて、温度が変化しやすい)場合を示し� �いる。

 図16において、横軸に時間を取り、縦軸� �はMEMS振動子211と温度検出部208のそれぞれの� ��度を取っている。携帯電話の使用状態は、� ��間t0の瞬間に、(表1)のケース6に示したよう� ��変化している。これにより、本実施の形態3 の受信装置の周囲の温度は急激に上昇する。 その結果、MEMS振動子211と温度検出部208自体� �温度も上がり始める。ただ、MEMS振動子211と� ��度検出部208とは、前述した位置関係、熱容� ��により、時間に対する温度プロファイルが� ��なる。図16では、MEMS振動子211の温度は、温� ��検出部208の温度よりも急激に上昇している� ��そして、MEMS振動子211と温度検出部208との温 度は、一定時間Tの間は大きく異なる。この� �果、温度検出部208の温度データを基に第2の� ��周器206の分周比を調整すると、所望の発振� ��波数が得られなくなる。これを防止するた� ��、本実施の形態3の受信装置の有するシンセ サイザ201は、電子機器の使用状態と、これに 対応した第2の分周器の分周比の値とのデー� �ベースを保有している。このデータベース� �一例を(表2)に示す。

 (表2)における左端の列の「ケース」は、( 表1)の使用状態の変化を表している。

 (表1)および(表2)に示したデータベースは� ��例えば、制御部207が有しているメモリ部に� ��録された構成としてもよい。要するに、制� ��部207がアクセスできるメモリ部に(表1)およ� ��(表2)のデータベースが記録されていればよ� ��。

 制御部207は、電子機器の使用状態の変化� ��あった瞬間に、電子機器からその使用状態� ��ついての情報を取得し、変化前と変化後と� ��使用状態からメモリ部に記録されているデ� ��タベースの内、どの使用状態変化のケース� ��一致するか検索する。そして、制御部207は� ��一致したケースに対応した第2の分周器206の 分周比データを取得し、第2の分周器206の分� �比を変更する。これにより、電子機器の使� �状態が変化した瞬間は、温度検出部208の温� �データを用いずに第2の分周器206の分周比を� ��適な値に変更できる。よって、温度検出部2 08とMEMS振動子211との温度差に起因した発振周 波数の差異を小さくすることができる。

 また、ここで、(表1)のケース1から6で想� �している最終到達温度をそれぞれ、T1からT6� ��すると、T1、T2、T3、T6>T4、T5となるのは、 明白である。1次の周波数温度係数が-30ppm/℃� ��シリコンで構成されたMEMS振動子を用いた場 合、温度係数が負であるために、温度が高い と、MEMS振動子の共振周波数は低くなる。従� �て、第2の分周器6の分周数を大きく設定する 必要があるため、N1、N2、N3、N6>N4、N5の関� �となる。

 また、ケース1、3、6についても、本実施� ��形態3の場合、各ケースでの温度が、T1<T3& lt;T6の関係があり、第2の分周器6の分周数に� �しても、N1<N3<N6の関係が成り立つ。

 なお、図16において、一定時間Tの決め方� ��しては、MEMS振動子211と温度検出部208の温度 差δTempが、所定温度差δToptに収まる時間に設 定する。ここで、δTempによって、受信システ ムが影響を受けない程度に、所定温度差δTopt は設定されることが好ましい。言い換えれば 、δTempによって、MEMS振動子211の共振周波数(M EMS発振器202の発振周波数)が変動し、その変� �によって、シンセサイザ201の局部発振出力� �周波数が、本来的な受信信号と同一の周波� �値から変動し、受信信号の周波数との間に� �波数の差δFが発生してしまう。それによっ� �、受信状態が悪化しないように、所定温度� �δToptは設定されることが好ましい。

 ここで、受信状態が悪化するといった不� ��合の例としては、テレビ受信の場合には、� ��像にノイズが発生することや、データの同� ��が取れず、受信自体ができないことなどの� ��態が挙げられる。また、このδToptに対応す� ��周波数の差δFopt(δTemp=δToptの時のδF)も受信� ��ステム構成(請求の範囲における「信号処理 部」の構成を言う)によって依存する値とな� �。

 δF≦δFoptの範囲に、周波数の差δFを抑え� ��ことによって、所定の受信性能を維持でき� ��ことになる。本実施の形態3では、この条件 を満たすように、種々の受信状態のケース(� �えば、表1)において、第2の分周器の分周比� �調整する(例えば、表2)ことが、さらに好ま� �い。

 なお、日本国内用のテレビシステムであ� ��ISDB-Tでの構成例では、例えば、δFoptを±25kHz とすることができる。キャリア周波数を770MHz とすると、±25kHzは、±32.5ppmの変動に相当す� �。ここで、シリコンで構成されたMEMS振動子� ��考えると、-30ppm/℃の1次の周波数温度係数� �あることから、±32.5ppmの周波数変動は、温� �変動としては±1.1℃程度の変動に相当する。 この範囲内になるように、δToptを設定すれば 良い。なお、ここで、δToptを絶対値として、 定義すれば、符号を考慮することなく使用で きる。

 なお、ここで、δFopt=±25kHzとしたが、こ� �値に限るものではない。この値は、システ� �設計時に決定される事項であり、個々のシ� �テムに合わせて決めれば良い。

 また、(表1)に示したのは、使用状態の一� ��であり、これ以外の使用状態の変化に対し� ��本実施の形態3の受信装置の有するシンセサ イザを適用しても、同様の効果が得られる。 また、(表1)においては、電子機器の具体的使 用状態を記載した表を用いた。しかし、実際 的には、それぞれの使用状態に対して番号等 を割り当てて、管理してもよい。

 例えば、携帯電話の電源オフの状態を番� ��「1」で、携帯電話の電源オンの状態を番号 「2」で管理し、電子機器から制御部207に電� �機器の使用状態を知らせる場合も、この番� �を用いることとしてもよい。

 図17は本発明の実施の形態3における受信� ��置の有するシンセサイザの第2の分周器の分 周比の時間変化を示す図である。図17におい� ��、横軸に時間を取り、縦軸に第2の分周器206 の分周比を取っている。時間t0までは携帯電� ��は電源オフ状態であり、時間t0の瞬間、携� �電話は電源オン及びテレビ受信機能オン状� �に変化した例を示している。時間t0の瞬間、 携帯電話の使用状態が変化し、それに応じて 、第2の分周器206の分周比は瞬時に分周比Aへ� ��更されている。これにより、温度検出部208� ��MEMS振動子211との温度差に起因したシンセサ イザ201の発振周波数の差異を抑制することが できる。

 なお、時間t0の瞬間、制御部207が予め決� �られていた分周比Aへ第2の分周器206の分周比 を変更した後は、温度検出部208から得られる 温度データを基に、制御部207は第2の分周器20 6の分周比を変更する。ただし、これは、時� �t0以降で、温度検出部208とMEMS振動子211の温� �差がほぼなくなる一定時間(図17における一� �時間T)経過後に実行される。これにより、電 子機器の使用状態が変化した後、一定時間T� �過後のシンセサイザ201の発振周波数の精度� �向上する。

 なお、テレビ信号の復調作業は、一定時� ��T経過中に開始しても良い。本実施の形態3� �受信装置の有するシンセサイザ201は、携帯� �話の使用状態の変化直後においても精度の� �い発振周波数を出力できるためである。ま� �、テレビ信号の復調作業開始までの時間を� �時間にする必要が無いのであれば、テレビ� �号の復調作業は、一定時間T経過後に開始し� ��も良い。

 なお、時間t0から一定時間T経過後で、温� ��検出部208から得られる温度情報を基に制御� ��207が第2の分周器206の分周比を変化させてい る期間において、選択された第2の分周器206� �分周比データを記録しておき、その記録デ� �タを参考にして、次回、携帯電話の使用状� �が待ち受け状態から通話状態へ変化した時� �用いる第2の分周器206の分周比を修正する構� ��としてもよい。実際的には、電子機器の使� ��状態に対応した第2の分周器206の分周比の値 は予め設定し、メモリ部等に記録しておく。 しかし、電子機器の実使用状態において、こ の予め設定されていた分周比の値が、理想的 な分周比の値からずれている場合も想定され る。このような場合に、上記のような構成を シンセサイザに持たせておけば、事後的に、 第2の分周器206の分周比を理想値に修正する� �とができる。この結果、本実施の形態3の受� ��装置の有するシンセサイザ201は、実使用状� ��において、高精度な発振周波数を実現する� ��とができる。

 分周比の修正方法の一例としては、例え� ��、携帯電話の使用状態が待ち受け状態から� ��話状態へ変化してから一定時間T経過した後 の期間において、記録された複数の分周比デ ータの平均値を計算することが考えられる。 制御部207は、この平均値を次回の待ち受け状 態から通話状態への変化時に分周比として使 用する。なお、平均値の算出に用いる分周比 データは、一定期間T経過後から所定期間の� �の分周比データのみを使用することとして� �よい。使用状態が変化し、一定期間T経過し� ��直後の分周比データを使用することが、使� ��状態変化時に使用する分周比データを修正� ��る上では、最も信頼性が高いためである。� ��た、分周比の修正に用いるデータ数を所定� ��間内のものに限定することにより、記録す� ��必要のあるデータ数を減らすことができる� ��め、メモリ部のサイズを小さくすることが� ��きる。

 図18は本発明の実施の形態3における受信� ��置の有する他のシンセサイザの第2の分周器 の分周比の時間変化を示す図である。図18に� ��いて、横軸に時間を取り、縦軸に第2の分周 器206の分周比を取っている。時間t0までは携� ��電話は待ち受け状態であり、時間t0の瞬間� �携帯電話は通話状態に変化した例を示して� �る。時間t0の瞬間、携帯電話の使用状態が変 化し、それに応じて、第2の分周器206の分周� �は瞬時に分周比Bへ変更される。次に、時間t 1の瞬間、第2の分周器206の分周比は瞬時に分� ��比Cへ変更される。次に、時間t2の瞬間、第2 の分周器206の分周比は瞬時に分周比Dへ変更� �れる。次に、時間t3の瞬間、第2の分周器206� �分周比は瞬時に分周比Dへ変更される。

 このように、温度検出部208とMEMS振動子211 との間に温度差が生じている一定時間Tの間� �MEMS振動子211の温度変化が、図17の場合と比� �て緩やかな場合には、図18に示したように、 分周比の値をステップ状に変更してもよい。 このような構成とすることで、シンセサイザ 201の発振周波数の精度を向上させることがで きる。

 上記の構成を実現する具体的な方法とし� ��は、一例として、予め、電子機器の使用状� ��に対応した第2の分周器206の分周比データと 、分周比変更のタイミングデータとをメモリ 部に記録しておく方法が考えられる。(表3)に 、このデータベースの一例を示す。

 (表3)における左端の列の「ケース」は、( 表1)の使用状態の変化を表している。(表3)の� ��ータベースは、制御部207がアクセス可能な� ��モリ部に記録されている。

 制御部207は、(表3)の分周比変化のタイミ� ��グデータを参照し、最適なタイミングで第2 の分周器206の分周比を変更する。これにより 、発振周波数の精度の高いシンセサイザを実 現できる。

 なお、電子機器の使用状態に対して予め� ��められている第2の分周器206の分周比の値は 、温度検出部208の温度情報に基づいて修正さ れてもよい。具体的には、図17または図18の� �間t0(電子機器の使用状態が変化する時間)の� ��前の温度センサ8から得られる温度データを 基に、電子機器の使用状態に対して予め決め られている第2の分周器206の分周比の値を修� �することを意味している。これは、電子機� �の使用状態変化後のMEMS振動子211の温度変化� ��ロファイルが、使用状態変化前のMEMS振動子 211の温度により異なることが予想されるため である。故に、電子機器の使用状態が変化す る直前に温度センサ8から得られた温度デー� �を基に、予め決められている第2の分周器206� ��分周比の値が修正されることで、発振周波� ��の精度の高いシンセサイザを実現すること� ��可能となる。

 具体的な修正方法としては、電子機器内� ��各部品の熱抵抗等を勘案して導出した修正� ��(近似式)を用いる方法等が考えられる。

 また、電子機器の使用状態が変化する直� ��の温度データを使用する他の手段としては� ��(表4)に示すような、各温度に対して予め分� ��比データをメモリ部に記録しておく方法も� ��えられる。

 (表4)における左端の列の「ケース」は、( 表1)の使用状態の変化を表している。

 (表4)のデータベースは、制御部207がアク� ��ス可能なメモリ部に記録しておく。そして� ��制御部207は電子機器から状態変化に対応し� ��信号を受信した後、この状態変化を示す信� ��を受信する直前の温度データを基に、(表4)� ��データベースより第2の分周器206の分周比デ ータを読み出し、それに基づいて、第2の分� �器206の分周比を変化させる。これにより、� �振周波数の精度の高いシンセサイザを実現� �ることができる。

 なお、本実施の形態3受信装置の有するシ ンセサイザ201は、出力したい各発振周波数に 対して、例えば、(表2)から(表4)のようなデー タベースを保有しておいてもよい。これによ り、複数の発振周波数においても精度の高い シンセサイザを実現することができる。

 以上、説明した本発明の実施の形態3にお ける受信装置では、電圧制御発振器205の出力 をシンセサイザ201の出力としたが、電圧制御 発振器205の後に、分周器を入れて、シンセサ イザ201の出力としても良い。これにより、電 圧制御発振器205の発振周波数を高くすること ができ、電圧制御発振器205のサイズを小さく することが可能となる。

 また、温度検出部208としては、例えば、� ��導体を流れる電流の温度特性を利用した半� ��体トランジスタをベースとしたものや、サ� ��ミスタと呼ばれる温度に対して抵抗値が変� ��する特性を利用したものや、熱起電力を利� ��する熱電対を利用したものなどが挙げられ� ��。

 なお、本発明の実施の形態3における受信 装置の構成は、周波数温度特性が良くない振 動子に対して、特に大きな効果を発揮する。 これは、周波数温度特性が悪いほど、図15に� ��けるMEMS振動子211と温度検出部208との実際の 温度差によるシンセサイザの発振周波数の差 異が大きくなってしまうためである。

 この周波数温度特性は、(式1)で表される� ��め、本実施の形態3の受信装置において、MEM S振動子を用いた構成では、より一般的な水� �振動子を用いた構成よりも、特に、大きな� �果がある。

 また、本実施の形態3では、MEMS振動子とし� �、半導体材料を基材としたシリコン振動子� �用いて、説明した。しかし、MEMS振動子の他� ��例としては、同じ半導体材料であるポリシ� ��コン振動子を用いたものが挙げられる。ま� ��、AlN、ZnO、PZTと言った薄膜圧電材料をベー� ��としたFBAR(Film Bulk Acoustic Resonator)と呼ばれ るものやSiO ₂ などのその他の薄膜材料をベースとしたもの が挙げられる。また、弾性表面波を用いたSAW (Surface Acoustic Wave)振動子や、異なる物質の� �界を伝播する境界波などを用いた振動子も� �の一例である。これらの振動子のうちで、AT カット水晶振動子と同程度の周波数温度特性 を持つものは、ほとんどなく、また、そのほ とんどが、1次の温度係数を有する(無視でき� ��い)ものである。

 例えば、AlNを用いたFBARは、厚み縦振動(� �加電界と同一方向に振動)を用いた振動子で� ��-25ppm/℃の温度係数を有し、ZnOは、-60ppm/℃� �度の温度係数を有する。また、SAWを用いた� �動子でも、基材に36°yカットのタンタル酸リ チウムを用いたものは、-35ppm/℃程度、基材� �64°yカットのニオブ酸リチウムを用いたもの は、-72ppm/℃程度の温度係数を有する。

 なお、本実施の形態3では、第1シンセサ� �ザ部として、PLL(Phase Locked Loop)を用いた温� �補償型シンセサイザに関して説明を行った� �、DLL(Delay Locked Loop)や、ADPLL(All Digital PLL)� �用いても良い。また、ループを構成しないDD S(Direct Digital Synthesizer)などでも良い。

 DDSの例としては、予め、メモリに記憶さ� ��た信号情報をD/A(Digital/Analog)変換して、種々 の周波数の信号を生成する方法などが挙げら れる。また、基準発振器の後に、直接分周器 を接続し、周波数を調整するような構成にし てもよい。その構成例は、基準発振器202の後 に、第2の分周器206を配置し、その第2の分周� ��を調整し、周波数を調整するような構成で� ��る。

 また、基準発振器の負荷インピーダンス� ��調整するような構成でも良い。その構成例� ��、基準発振器の負荷容量として、スイッチ� ��能を有するコンデンサを複数用いて、その� ��イッチを切り替えることにより、負荷容量� ��離散的に切り替えて、周波数調整を行うよ� ��な構成例である。

 以上、種々の温度補償型シンセサイザに� ��して説明したが、要は、所定の周波数調整� ��での周波数調整が達成できる温度補償方法� ��あれば良い。

 なお、本実施の形態3の効果として、PLLな どの位相や周波数のロックループを用いた場 合、ロックまでの収束時間を短くできる。PLL を例に説明する。

 PLLの動作は、まず、周波数引き込みがな� ��れ(周波数ロック動作)、その後、位相の引� �込みがなされる(位相ロック動作)。これは、 図14の比較器204で、第1の分周器203と、第2の� �周器206の信号を比較することにより、行わ� �る。通常、この2つの信号の周波数が大きく� ��なっている場合、周波数ロックされるまで� ��、時間がかかってしまうという難点がある� ��しかし、本実施の形態3の場合、電子機器の 使用状態に合わせて、第2の分周器を事前に� �定するため、初期の周波数の差を小さくす� �ことができ、周波数ロック、位相ロックに� �する時間を短くすることができる。これに� �り、より早く、良好な受信状態を確立する� �とが可能となる。

 なお、本実施の形態3では、δFopt=±25kHzと� ��て、説明を行い、これが設計時に決定され� ��ものであり、この値に限るものではないと� ��う説明を行ったが、以下に、詳細に説明す� ��。

 日本のデジタルテレビ放送方式(ISDB-T)は� �直交周波数分割多重方式OFDMが用いられてい� ��。その受信帯域幅は約5.6MHzであり、それが� ��13の周波数セグメントに分割されている。� �庭用のテレビでは、そのうちの12セグメント (フルセグ)が利用され、携帯電話などのモバ� ��ル用途のテレビでは、そのうちの1セグメン ト(ワンセグ)が利用されている。また、マル� ��キャリア方式が採用されており、例えば、� ��ード3では、約1kHzのキャリア間隔で、キャ� �アが、433本、並んで、一つの受信チャンネ� �を構成している。これらのキャリアに同期� �の既知信号を予め埋め込み、周波数を補正� �ることにより、この周波数の差異δFを実質� �になくしてしまうということが可能となる� �これにより、既知信号が埋め込まれたキャ� �アの間隔の半分まで、周波数が補正できる� �とになる。但し、補正可能な周波数を大き� �しすぎると、補正に時間がかかってしまっ� �り、回路に負担がかかったりといった不具� �もあることから、それらとのトレードオフ� �よって、設計時に決定される。本実施の形� �3に適用する場合は、それらから決定された� ��正可能な周波数である、本実施の形態3でい うδFoptに合わせて、δToptを所定温度差として やれば良い。なお、本実施の形態3では、こ� �らを勘案して、δFopt=±25kHzとしている。

 ここで、温度検出部は、半導体ベースや� ��サーミスタ等の温度センサであっても良い� ��、別の温度検出機構であっても良い。また� ��温度検出部と、MEMS発振器の物理的な位置の 違いを補正する効果は、直接温度を測定する ような検出機構の方が、さらに大きくなる。 また、受信周波数と局部発振出力の周波数差 異を検出して、その検出結果に基づいて、局 部発振出力の周波数を調整するなどの間接的 な温度検出方法の場合は、検出までのタイム ラグを勘案して、タイムテーブルを作ること で、本実施の形態3の効果が大きくなる。こ� �でいうタイムラグとは、例えば、周波数差� �を検出するまでの信号処理に要する時間な� �を指し、実際に、温度がずれてから周波数� �整に入るまでの時間を指す。

 (実施の形態4)
 実施の形態1で説明した構成により、BERの劣 化は大幅に軽減できる効果を有するが、本実 施の形態4を併用することで、この効果をさ� �に高めることができる。

 実施の形態1の図4で説明したように、可� �分周器13を制御することで、スプリアスが発 生し、信号のC/Nを悪化させ、BERを劣化させる 。この主なスプリアスの間隔は、制御の時間 間隔の逆数であった。つまり、均一な時間間 隔で制御信号を送信し、周囲温度変化に起因 した発振周波数のずれの補正を行っている。 しかし、均一な時間間隔で制御信号を送信す ることに起因して、同じ周波数の位置にスペ クトルが集中し、結果的に、位相雑音が大き くなり、受信機のC/Nが劣化し、良好な受信特 性が実現できなくなることがわかった。本実 施の形態4では、この制御信号を送信する時� �間隔に着目している。

 本実施の形態4のシンセサイザは、制御部 から制御信号が不均一な時間間隔で送信され るため、均一な時間間隔で送信した場合のよ うに発振周波数に対してある特定の周波数分 だけ離れた周波数にノイズが集中して発生す ることを抑えることができる。これにより、 良好な受信特性を有する受信機を実現可能な シンセサイザを提供できる。

 図19は本発明の実施の形態4におけるシン� ��サイザのブロック図である。図19において� �シンセサイザ401は、MEMS発振器402から出力さ� ��た基準発振信号(fREF1=10MHz)が第1の分周器403� �分周された後(fREF2=5MHz)、比較器404へ入力さ� �る。比較器404の出力信号に基づいて、電圧� �御発振器405は発振信号を出力し、その一方� �第2の分周器406へ入力される。ここで、「比� ��器404に基づいて」というのは、少なくとも� ��較器404の出力結果を間接、或いは、直接受� ��てと言う意味である。よって、間に別の回� ��ブロックを介して、その出力を電圧制御発� ��器405が受けてもよい。本実施の形態4では、 比較器404の出力をチャージポンプ409により、 電流成分に変換する。さらに、そのチャージ ポンプ409の出力をループフィルタ410で受けて 、直流近傍の成分のみ取り出して、電圧制御 発振器405へ供給している。また、ループフィ ルタ410は、コンデンサによる比較器404からの 電流(電荷)の充電部分と低周波を通過させる� ��域通過フィルタとで構成されている。

 次に、第2の分周器406は、制御部407からの 制御信号に基づいて電圧制御発振器405の発振 信号を分周し、比較器404へ出力する。比較器 404では、第2の分周器406からの入力信号と前� �した第1の分周器403からの入力信号とを比較� ��て、この比較結果を示す信号を電圧制御発� ��器405に出力する。以上の繰り返しにより、� ��ンセサイザ401は動作する。

 温度検出部408は、周囲の温度を検知し、� ��の温度データをアナログ量からデジタル量� ��変換し、制御部407に送信する。制御部407は� ��温度を検出する温度検出部408の出力信号に� ��づいて第2の分周器406へ適当な整数分周数M� �分数分周数Nの制御信号を送り、第2の分周器 406の分周比を変化させる。つまり、第2の分� �器406は、分周数Mが入力される整数部分と、� ��周数Nが入力される分数部分により構成され る。制御部407は、温度を検出する温度検出部 408の温度信号に基づいて第2の分周器406の分� �比を不均一な時間間隔で変化させる。

 図20Aはシンセサイザにおける分周比を制� ��する時間間隔が等間隔である場合のシンセ� ��イザの出力信号のスペクトラムを示す図で� ��る。図20Aにおいて、縦軸は、スペクトル強� ��で、横軸は、周波数であり、一定期間の平� ��の周波数スペクトルを示している。

 シンセサイザにおける分周比を制御する� ��間間隔を等間隔にすると、電圧制御発振器4 05の出力信号の位相雑音が悪化してしまう。� ��こでは、均一な時間間隔、例えば、20msecお� ��に、周波数の制御を行った際の、シンセサ� ��ザ出力のスペクトルの様子を説明する。図2 0Aで着目すべきは、本来のキャリア信号以外� ��スプリアス部分の周波数であり、これは、� ��心に位置するキャリア信号から、上下に、� ��定周波数、つまり、1/Tp=50Hz間隔で、位置し� ��いる。この50Hzは、制御周期20msecに対応する 周波数、つまり、1/(20×10^-3)に相当する。

 本発明者らは、この結果に着目し、分周� ��の制御間隔を均一でない時間間隔で制御す� ��ことにより、スプリアスレベルを下げるこ� ��ができるということを見出した。

 図20Bは本発明の実施の形態4におけるシン セサイザの出力信号のスペクトラムを示す図 である。縦軸は、スペクトル強度で、横軸は 、周波数であり、一定期間の平均の周波数ス ペクトルを示している。

 図20Bにおいて、制御の間隔を不均一にし� ��場合のシンセサイザ出力のスペクトルの様� ��を示している。ここでは、制御する時間間� ��Tは、乱数を生成することによって決定され ており、ほぼランダムになっている。これに より、一定間隔で現れるスプリアス(例えば� �50Hz間隔)のレベルが下がり、位相雑音も軽減 される。

 次に、より簡便に、時間間隔を切替えて� ��ある周期で繰り返すことで、位相雑音が下� ��られる例に関して、説明する。

 図21は本発明の実施の形態4におけるシン� ��サイザの制御部が第2の分周器に制御信号を 送信するタイミングチャートである。図21に� ��いて、温度検出部408が制御部407に温度信号� ��送信する間隔は、T1で均一である。このタ� �ミングで、毎回、制御部407が第2の分周器に� ��御信号を送信すると、T1の時間間隔で電圧� �御発振器の発振周波数は変化することにな� �。その結果、この発振周波数に対して1/T1の� ��波数間隔でスプリアスが発生し、位相雑音� ��能を悪化させる。このスプリアスの発生を� ��圧するため、本発明の実施の形態4における シンセサイザでは、制御部407が第2の分周器40 6へ不均一な時間間隔で制御信号を送信する� �

 図21の下側のタイムチャートにおいて、� �初、時間間隔T1で2回、制御信号が送信され� �。その後、時間間隔がT2、T3、T4、T1と不均一 に変化し、全体としても非周期的である。そ の結果、第2の分周器406の切り替え制御に伴� �スプリアスの発生を低減することができ、� �相雑音性能の悪化を軽減することができる� �この場合、時間間隔T1、T2、T3、T4に相当する 周波数1/T1、1/T2、1/T3、1/T4に対応する周波数� �隔にスプリアスを分散させることで、位相� �音を低減している。

 また、請求の範囲に記載した「不均一な� ��間間隔」とは、図21に示したように、制御� �号を送信する時間間隔が少なくとも一部で� �なっていることを指している。

 図22は本発明の実施の形態4におけるシン� ��サイザの制御部が第2の分周器に制御信号を 送信する他のタイミングチャートである。図 22において、制御信号の送信間隔は不均一な� ��間間隔となっているが、全体として、T4の� �間間隔で制御信号が送信されており、非周� �的な時間間隔で制御信号が送信されていな� �。よって、図22のタイムチャートに従い制御 信号を送信した場合、図21のタイムチャート� ��従って制御信号を送信した場合よりもノイ� ��が発生することが予想される。但し、従来� ��シンセサイザのように、図22の温度検出部40 8から制御部407に、温度信号が送信される度� �、制御部407から制御信号が送信された場合� �比較すると、発生するスプリアスは低減さ� �ることになる。これも、前述したように、� �プリアスを分散させる効果によるためであ� �。ただ、理想的には、より不均一な時間間� �であると共に、非周期的の時間間隔で制御� �号を送信した方が、スプリアスは低減され� �ため、乱数などを用いて発生させた時間間� �を用いて制御する方が、より好ましい。

 乱数の発生は、シミュレーションなどで� ��いられるモンテカルロ法や、或いは、M系例 (最大周期系列)などを用いても良い。後者は� ��擬似雑音符号などとしても知られ、シフト� ��ジスタと排他的論理和(XOR)、足し算器など� �論理回路で簡単に構成することが可能であ� �。

 図23は本発明の実施の形態4におけるシン� ��サイザに適用される乱数発生装置を示す図� ��ある。図23において、7段のシフトレジスタ1 ~7に対して、第7のレジスタの出力と、第1の� �ジスタの出力の排他的論理和(XOR)を取り、入 力段にフィードバックしている。クロックの 入力ごとに、シフトレジスタをシフトし、内 容を書き換える。制御の間隔の数値として用 いるのは、例えば、各々のシフトレジスタ1~7 の値を用いる方法や、出力をあるビット数保 持しておき、その数値を用いる方法等がある 。

 例えば、ある瞬間のシフトレジスタ1~7の� ��が、1、1、1、1、1、1、1であれば(図中の時� �t1)、次のクロックで、0、1、1、1、1、1、1と� ��る(図中の時間t2)。次々にクロックが来るた びに、シフトレジスタの内容は書き変わり、 そのたびに、乱数が発生する(t3、t4・・・・� ��)。ある瞬間のシフトレジスタの値をSとす� �と、初期のt1ではS=1111111(2進数表記)である。 クロック入力のたびに、再演算されるSの値� �そのまま、制御の間隔として用いてもよい� �、間隔の大小に差がありすぎると判断され� �場合には、Sの関数として、制御間隔Tを再定 義してもよい。

 例えば、制御間隔T=f(S)=T0+a×Sなどで定義� �てもよい。この場合、周期T0が残るので、T0� ��体をSの関数とすれば、さらにランダム性は 増すことになる。

 以上説明した乱数を、制御の間隔として� ��いることで、よりいっそう、位相雑音性能� ��悪化を軽減することができる。なお、前述� ��例では、乱数は2^7-1回のクロックで、元の� �に戻る。つまり、周期となる回数は2^7-1とな る。

 次に、図21および図22の「制御部→第2の� �周器」のタイムチャートにおいて、制御信� �を送信するか否かの判断基準の一例を示す� �

 制御部407はメモリを有しており、メモリ� ��は、離散的な温度データと、それに1対1で� �応した分周比データが記録されている。メ� �リに記録されたデータの一例を(表5)に示す� �

 (表5)においては、温度データは0.1度刻み� ��記録されている。ここで、温度検出部408よ� ��、周囲温度は20.3度であるとの温度信号を制 御部407が受信した場合、制御部407はメモリの (表5)を参照し、第2の分周器406に送信すべき� �周比が15932であることを確認する。そして、 制御部407は分周比を15932に変更するための制� ��信号を第2の分周器406へ送信する。

 次に、制御部407が、温度検出部408から周� ��温度が20.33度である旨の温度信号を受信し� �場合、再度、制御部407はメモリの(表1)を参� �する。しかし、温度データは0.1度刻みであ� �ため、20.33度に相当する分周比データは記録 されていない。また、記録されている温度デ ータである「20.3度」と「20.4度」で比較した� ��合、20.33度は「20.3度」に近いため、「20.3度 」の分周比データ「15932」を採用する。しか� ��、前回、制御部407から第2の分周器406へは分 周比「15932」に変更するための制御信号を第2 の分周器406へ送信しているため、第2の分周� �の分周数は15932に既にセットされている。よ って、今回は、制御信号を送信する必要はな いと判断できる。

 以上の判断基準により、現実の温度変化� ��基準にして、制御信号の送信の有無を判断� ��ることにより、簡易的に制御信号の送信間� ��を不均一なものにすることは可能である。� ��れは、自然界の温度変化自体のランダム性� ��有するということを使った例である。

 上記の簡易的な方法では、制御信号の送� ��間隔の不均一性が低くなる危険性があるた� ��、この点を改良した方法を以下に示す。

 制御信号の送信間隔の不均一性を向上さ� ��るため、メモリに記録されたデータの内容� ��改良を図る。メモリの内容について、(表6)� ��具体的に示す。

 (表6)において、データNo.300~303までは、温 度データが0.1度刻みとなっているが、データ No.303以降は、温度データの間隔が不均一にな るように設定されている。これにより、上記 の簡易な判断基準により制御信号の送信の有 無を判断した場合にも、制御信号の送信間隔 の不均一性が低くなることを防止することが 可能となる。また、基準発振器402の温度特性 において、感度の低い温度範囲においては、 データNo.303以降のように温度データを間引い た方が、頻繁に制御信号を送信する必要が減 る。これにより、スプリアスの発生する頻度 自体を減らすことができるので、トータルで 見た場合の位相雑音が悪化する時間をより短 くすることが可能である。

 図24は本発明の実施の形態4におけるシン� ��サイザの制御部が第2の分周器に制御信号を 送信する別のタイミングチャートである。図 24を用いて、制御信号の送信間隔の不均一性� ��さらに向上させる方法を示す。

 図24において、制御部407は、温度検出部40 8から温度信号を受信してから第2の分周器406� ��制御信号を送信するまでに、任意の遅延時� ��を入れている。この遅延時間の長さは、制� ��信号を送信する毎に変更されるため、制御� ��号の送信間隔の不均一性は向上されること� ��なる。なお、制御部407が遅延時間の長さを� ��定する方法としては、前述したような乱数� ��生やM系例などの擬似雑音符号の足し算値を 使用する方法が考えられる。

 また、制御信号の送信間隔の不均一性を� ��上させる別の方法としては、過去の任意回� ��分の制御信号の送信間隔をメモリに記録し� ��おく方法が考えられる。制御部407が制御信� ��を送信する際は、メモリより過去の任意回� ��分の制御信号の送信間隔を読み出し、それ� ��送信間隔と異なる間隔で制御信号を送信す� ��こととなる。これにより、制御信号の送信� ��隔を非常に不均一なものにすることが可能� ��なる。

 図25は本発明の実施の形態4におけるシン� ��サイザの制御部が第2の分周器に制御信号を 送信する別のタイミングチャートである。図 25において、温度検出部408からの温度信号が� ��間間隔T1で制御部407へ送信され、前回、制� �部407より制御信号が送信された時間t1よりT2= 2×T1だけ時間が経過したt2において、新たに� �御部407より制御信号が送信されている。こ� �場合、時間t1から時間間隔T1だけ経過した状� ��では温度変化が小さく、基準発振器402の周� ��数変化量が小さかったため、制御部407は制� ��信号を送信しなかった。ゆえに、温度検出� ��408が制御部407へ温度信号を送信する時間間� ��を、T1より長くしても良いことが予想され� �。よって、時間t2以降、温度信号の送信間隔 をT3=T1×1.4に変更することにした。これによ� �、温度変化が少ない場合に、温度検出部408� �不要に温度信号を制御部407へ送信すること� �防ぐことができる。時間間隔T1の1.4倍とした が、これは1より大きい数字の倍数であれば� �同様の効果が得られる。

 時間t2以降は、時間間隔T3(=T1×1.4)で、温� �検出部408から温度信号が送信される。そし� �、時間t2から1回目の温度信号の送信時であ� �時間t3において、制御部407より制御信号が送 信されている。これは、時間間隔T3の間に、� ��たな分周比データを送信する必要が生じる� ��どの温度変化が生じたことを意味している� ��ゆえに、この温度変化の状態に対して、時� ��間隔T3では、温度のサンプリング間隔が長� �ぎる可能性も予想される。よって、時間t3以 降、温度検出部408は時間間隔T4=T3×0.5で温度� �号を送信している。これにより、大きな温� �変化が生じても、柔軟にその状況に対応す� �ことができ、シンセサイザ401の発振周波数� �ずれを最小減に抑えることができる。なお� �時間間隔T4をT3の0.5倍としたが、これは0より 大きく1より小さい数字の倍数であれば、同� �の効果が得られる。

 時間t3以降は、時間間隔T4で、温度検出部 408から制御部へ送信される。そして、時間t3� ��ら4回目の温度信号の送信時である時間t4に� ��いて、制御部407より制御信号が送信されて� ��る。結果的に、時間t3からt4までの時間間隔 においては、温度変化の状態が緩やかであっ たため、時間間隔T4以上の時間間隔で周囲温� ��をサンプリングしても良いことが予想され� ��。ゆえに、時間t4以降、時間間隔T6=T4×3.4で� ��度信号を送信している。

 このように、前回、制御信号を送信して� ��ら、今回、制御信号を送信するまでの期間� ��、制御部407が温度検出部408より温度信号を� ��信した回数に応じて、倍数mの値を決定して も良い。また、倍数mや倍数kの値は、制御信� ��を送信する度に変更しても良い。これによ� ��、制御信号の送信間隔の不均一性をさらに� ��上させることができる。なお、倍数mと倍数 kは、(式2)の関係を満たした方が良い。

 (式2)の関係を満たさない(1/m)=kの場合を例 にとり、(式2)を満たすことによるメリットを 説明する。

 図25において、(1/m)=kの関係を満たして時� ��間隔を決定した場合、時間間隔T1と時間間� �T4と時間間隔T7は等しい時間間隔となる。ま� ��、時間間隔T3と時間間隔T6は等しい時間間隔 となる。ゆえに、全体的に周期性を有した時 間間隔となる可能性が生じてしまう。(式2)の 関係を満たして、時間間隔を決定すれば、こ のような危険性を防止することができる。

 図26は本発明の実施の形態4におけるシン� ��サイザの制御部が第2の分周器に制御信号を 送信する他のタイミングチャートである。図 26に示したタイミングチャートについても、� ��度検出部408からの温度信号の送信間隔を不� ��一にするものである。

 温度検出部408から制御部407へ温度信号が� ��信される時間間隔は、温度検出部408が検知� ��た前回の温度と今回の温度との差が既定値� ��り小さい場合には、次回の時間間隔は前回� ��時間間隔より長くなるように設定されてい� ��。また、温度検出部408が検知した前回の温� ��と今回の温度との差が既定値より大きい場� ��には、次回の時間間隔は前回の時間間隔よ� ��短くなるように設定されている。

 図26においては、前回の温度と今回の温� �との差の既定値が0.25度に設定された場合の� ��である。時間間隔を長くする割合、短くす� ��割合は、温度信号を送信するたびに変更さ� ��ることとしてもよい。これにより、温度信� ��の送信間隔の不均一性を向上させることが� ��き、その結果、制御信号の送信間隔の不均� ��性を向上させることが可能となる。また、� ��度信号が送信されるたびに制御信号を送信� ��る方式としたが、図21、図22、図24に示した� ��うに、制御信号を送信する回数を間引く等� ��てもよい。これにより、制御信号の送信間� ��の不均一性を向上させることが可能となる� ��

 なお、前回の温度と今回の温度との差の� ��定値は、基準発振器402の温度特性を基準に� ��温度領域毎に随時変更しても良い。これに� ��り、基準発振器402の温度に対する周波数変� ��の大きい温度領域では既定値を小さくし、� ��準発振器402の温度に対する周波数変化の小� ��い温度領域では既定値を大きく設定でき、� ��要に制御信号を送信することを防止できる� ��

 また、温度信号を送信するたびに、既定� ��を変更しても良い。これにより、温度信号� ��送信間隔の不均一性を向上させることがで� ��、その結果、制御信号の送信間隔の不均一� ��を向上させることが可能となる。

 なお、シンセサイザ401を有するシンセサ� ��ザモジュール(図示せず)は、シンセサイザ40 1と、MEMS(Micro-Electro-Mechanical Systems)素子から� �る振動子により構成された基準発振器402と� �有し、この基準発振器402の出力信号が第1の� ��周器403を介して比較器404に入力される。MEMS 素子は、例えば、シリコン、或いは、その化 合物を主材料として構成される。

 例えば、シリコン振動子の場合、温度特� ��が、-30ppm/℃程度と非常に大きいため、ATカ� ��ト水晶振動子などを用いた場合と比べ、前� ��したような温度制御を頻繁に行う必要があ� ��。従って、位相雑音の悪化も頻度、量とも� ��きくなり、前述の制御間隔を不均一にする� ��とによる効果は大きくなる。

 また、シンセサイザ401を搭載する受信装� ��(図示せず)は、シンセサイザ401と、このシ� �セサイザ401からの発振信号に基づいて受信� �号の周波数を変換する混合器411(図19参照)と� ��備える。この場合、シンセサイザ401は、受� ��信号を異なる周波数に変換するための、局� ��発振器として用いられる。つまり、受信信� ��の周波数選択の基準となる発振器として用� ��られるため、前述のような位相雑音の悪化� ��、システム全体へ影響することになる。

 例えば、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multi plexing)などのマルチキャリアシステムでは、� ��接するキャリアに、スプリアスが重畳する� ��以上のことから、受信装置として用いられ� ��場合は、位相雑音の悪化の効果は、システ� ��全体に波及することになる。

 なお、シンセサイザ401を搭載する電子機� ��(図示せず)は、上記受信装置における混合� �411の出力側に接続された信号処理部(図示せ� ��)と、この信号処理部の出力側に接続された 表示部とを備える。この場合、例えば、シン セサイザ401の出力を、直接、或いは、周波数 を変えるなどして、間接的に、別のブロック にも用いる場合は、当然、同様の効果が得ら れる。

 また、テレビ受像機、携帯電話機の場合� ��は、耐妨害特性の向上にもつながる。さら� ��、スプリアスが、別のシステムにノイズと� ��て混入し、ミキシングされて、まったく異� ��る周波数帯域の信号となり、別システムへ� ��響するなどと言った不具合を軽減すること� ��できる。シンセサイザ部の信号は、高周波� ��路ブロックの中では、比較的、高電力の信� ��であるため、スプリアスは、他への影響を� ��え、極力小さくしておくことが望ましい。� ��れは、シンセサイザを単独で用いる場合と� ��べ、電気機器として使う場合、つまり、複� ��システムが共存する機器として用いる場合� ��、特に顕著であり、本発明の効果、影響が� ��きくなる。

 以上説明したように、制御間隔に不均一� ��(ランダム性)を持たせることにより、シン� �サイザの位相雑音の悪化を軽減することが� �能となる。また、極力、制御回数を少なく� �ることで、位相雑音が悪化する時間を短く� �ることができる。

 (実施の形態5)
 以下、実施の形態5の発振器モジュールにつ いて、図27を用いて説明する。図27は本発明� �実施の形態5における発振器モジュールのブ� ��ック図である。図27において、発振器モジ� �ール412は、温度検出部408と、周波数可変発� �器413とにより構成される。さらに、周波数� �変発振器413は、ドライバアンプ414と、ドラ� �バアンプ414に接続された振動子415と、この� �動子415に接続されたスイッチ部416と、この� �イッチ部416とグランドの間に接続されたリ� �クタンス部417で構成される。

 制御部407は、温度検出部408の温度信号に� ��づいて、周波数可変発振器413の発振周波数� ��離散的に変化させる。具体的には、制御部4 07から送信される制御信号は、スイッチ部416� ��入力され、温度変化により周波数変化を補� ��するために最適なスイッチの状態変更が成� ��れる。「発振周波数を離散的に変化させる� ��とは、第1の周波数から第2の周波数へデジ� �ル的に変化させることを指しており、バリ� �ャップなどの印加電圧のみを用いて、アナ� �グ的に周波数を変更していくことは指して� �ない。アナログ的に周波数を変化させた場� �には、位相の不連続が発生せず、位相雑音� �発生しにくいためである。例えば、スイッ� �部416がなく、直接、リアクタンス部417に振� �子415が接続されており、リアクタンス部417� �バリキャップであり、バリキャップに印加� �る電圧をアナログ的に変化させるような構� �の場合は、本実施の形態5に当てはまらない� ��但し、バリキャップの電圧をデジタル的に� ��例えば、0.5V、1V、1.5Vなどから選ばれる離散 量で制御する場合は、本実施の形態5に当て� �まり、その効果が得られることになる。

 図27に示した発振器モジュールにおいて� �制御部407による周波数可変発振器413の制御� �不均一な時間間隔で行われる。これにより� �実施の形態4で説明した本発明のシンセサイ� ��の場合と同様に、スイッチ部416の制御に伴� ��ノイズの発生が抑圧される。制御部407によ� ��周波数可変発振器413への制御信号の時間間� ��の決定方法は、実施の形態4の図21から図26� �示した方法と同様である。これにより、位� �雑音の少ない発振器モジュールを実現する� �とができる。

 (実施の形態6)
 図28は本発明の実施の形態6における電子機� ��のブロック図である。図28において、シン� �サイザは温度検出部408を含めて同一の半導� �IC418に一括に形成され、ベース基板419に実装 されている。また、基準発振器の構成要素と してMEMS振動子421が用いられ、ベース基板419� �上に実装されている。基準発振器の構成要� �としてMEMS振動子421を用いることで、テレビ� ��信用モジュール422の小型化を実現すること� ��できる。

 例えば、水晶振動子では2.5×2.0mmのサイズ が必要だが、MEMS振動子では1.0×1.0mm~0.3mm×0.3mm のサイズで構成できる。また、高さも半分以 下となる。これは、MEMS振動子421が、例えば� �シリコン振動子で構成される場合、半導体� �ロセス、例えば、RIE(Reactive Ion Etching)など� �加工プロセスや、フォトリソグラフィープ� �セスで、形成できるためである。また、前� �のサイズは、代表例であり、従来の水晶な� �の圧電単結晶などを用いる場合に比べ、よ� �小型に作成できる可能性を有している。ま� �、携帯電話に搭載するような小型のテレビ� �信用モジュールでは、サイズが、9×9mm~8×8mm� ��小型になっているため、以上のサイズ効果� ��非常に大きいものとなる。つまり、振動子� ��イズによる受信モジュールのサイズへの影� ��を軽減できる。

 ベース基板419には、アンテナ423が受信し� ��受信信号が入力される第1フィルタ424と、第 1フィルタ424の出力信号が入力されるLNA(Low No ise Amplifier)425と、LNA425の出力信号が入力され る第2フィルタ426と、第2フィルタ426の出力信� ��が入力されるバラン427が実装されている。� ��して、バラン427の出力信号は半導体IC418に� �力される。

 図29、図30は本発明の実施の形態6におけ� �電子機器の他のブロック図である。図29では 、MEMS振動子421をIC内へ取り込んでいる。また 、図30では、前述したLNA425は、半導体IC418の� �部に取り込み、第2フィルタ426、バラン427は� ��ICを構成する際に不要になるようなシステ� �構成としている。

 このように、MEMS振動子と温度検出部が同 一のICチップ内に内蔵されることにより、実� ��のMEMS振動子の温度をより正確に検知するこ とが可能となり、MEMS発振器の発振周波数の� �整精度を向上させることができる。

 例えば、急激な温度変化が起こった際で� ��、温度伝導の遅延がほぼ無い状態で温度検� ��が可能となり、それによる受信劣化を引き� ��こさなくなる。また、特に、図30の構成で� �、1つの半導体IC418内に外部の構成要素も形� �できるため、大幅な小型化ができると共に� �製造効率を向上させることができる。また� �アンプなどの発熱部品が、内部に取り込ま� �たため、図29の構成に比べ、より温度検出部 408をMEMS振動子421と同一のICチップ内に搭載す る効果が大きくなる。

 なお、以上説明した本発明の実施の形態6 では、図19に示すように電圧制御発振器405の� ��力をシンセサイザ401の出力としたが、電圧� ��御発振器405の後に、分周器を入れて、シン� ��サイザ401の出力としても良い。これにより� ��電圧制御発振器405の発振周波数を高くする� ��とができ、電圧制御発振器405のサイズを小� ��くすることが可能となる。

 また、図30においては、MEMS振動子421を用� ��たが、前述した小型化の効果を考慮する必� ��が無ければ、水晶振動子を用いてもよく、� ��た、その他の圧電単結晶を用いた振動子や� ��ラミック振動子、FBAR(Film Bulk Acoustic Resonat or)等の薄膜を用いた振動子を用いても良い。 また、一般にこのような振動子には、バルク 波の振動モードが用いられるが、弾性表面波 の振動モードを用いたSAW振動子などを用いて もよい。これらの振動子の選択は、本発明の シンセサイザの使用用途に応じて行えばよい 。

 なお、以上、説明した温度検出部として� ��、一般的に用いられている半導体を流れる� ��流の温度特性を利用したような半導体トラ� ��ジスタをベースとしたセンサや、サーミス� ��と呼ばれる温度に対して、抵抗値が変化す� ��特性を利用したものや、熱起電力を利用す� ��熱電対を利用したものなどが挙げられるが� ��これに限るものではない。

 例えば、温度特性の異なる振動子を2つ用 意し、その周波数差から、温度を間接的に、 センシングしたり、或いは、別のクロックや 周波数情報を有する信号との比較や乗算によ り、その差分を検知して、周波数ズレをセン シングしたりしても良い。別のクロックとし ては、希望波となる受信信号そのものや、GPS (Global Positioning System)用の信号、或いは、電� ��機器なら、他の回路ブロックから、供給し� ��もらった信号などが挙げられる。要は、温� ��情報を、間接、或いは、直接、検知できる� ��段であれば良い。

 また、受信装置、あるいは、電子機器の� ��合、受信信号と、シンセサイザ出力の差分� ��検知して、その差異から、周波数のズレを� ��知し、その周波数のズレから、温度を間接� ��に検出しても良い。

 例えば、受信信号とシンセサイザ出力を� ��波数混合器(ミキサー)へ入力する。この周� �数混合器からは、受信信号と、シンセサイ� �出力の和、及び、差の周波数が出力される� �シンセサイザの出力周波数が所望の狙った� �となっている場合には、この差の周波数は� �定値となるが、違った場合、差の周波数が� �なった値となる。この差の周波数を検知す� �ことで、間接に温度情報を検知することが� �能となる。半導体トランジスタをベースと� �た温度検出部などの直接的に温度検知を行� �センサの場合、その精度は、高々0.1℃程度� �あるが、差の周波数を検知する方法では、� �リコン振動子を用いた場合で、これよりも2� ��程度の精度の温度検出が可能となる。シリ� ��ン振動子の温度特性は-30ppm/℃であり、差の 周波数を検知する方法では、0.01~0.1ppm程度の� ��波数ずれの検知が可能である。ここで、0.01 ~0.1ppmは、シンセサイザ出力に対しての比で� �る。例えば、0.05ppmのずれは、温度で言うと� ��0.0017℃に相当する。

 なお、直接的に温度検知を行うセンサと� ��差の周波数を検知するような間接的に温度� ��知を行うセンサの両方を併用しても良い。

 例えば、初期の同期が確立する前は、直� ��的に温度検知を行うセンサを用い、確立後� ��、後者を用いるなどの方法を用いても良い� ��要は、システム、用途に応じて、使い分け� ��ばよい。

 なお、図28から図30は、本発明のシンセサ イザを使用した例として説明したが、本発明 の発振器モジュールを使用した場合も同様で ある。