(実施の形態1)
 図1は本発明の実施の形態1におけるシンセ� �イザ119を備えた受信装置119Aのブロック図で� ��る。シンセサイザ119は、振動子を有する基� ��発振器102から出力された基準発振信号SREF1� �基に局部発振信号を生成するシンセサイザ� �101と、シンセサイザ部101から出力された局� �発振信号SL1に基づいて基準発振信号SREF1の周 波数変動を検出する周波数変動検出器108と、 メモリ117と、周波数変動検出器108が検出した 周波数変動に基づいてメモリ117を参照し局部 発振信号SL1の周波数fL1を調整する周波数調整 部107とを備える。

 受信装置119Aは、シンセサイザ119に基準発 振信号SREF1を入力する基準発振器102と、シン� ��サイザ119から出力された局部発振信号SL1を� ��いて受信信号SRを周波数変換する周波数変� �器118とを備える。

 シンセサイザ部101は、基準発振器102からの� ��準発振信号SREF1を所定の分周数R1で分周する 分周器103を備える。分周器103は、周波数fREF1� ��有する基準発振信号SREF1を下記の周波数fREF2 :
fREF2=fREF1×(1/R1)
を有する基準発振信号SREF2に変換する。シン� ��サイザ部101は、局部発振信号SL1を出力する� ��振器105と、局部発振信号SL1の周波数fL1を分� ��数R2で分周して分周信号SD1を発生する分周� �106と、分周器106の分周数R2を制御する周波数 調整部107とをさらに備える。発振器105は電圧 制御発振器(VCO)からなる。シンセサイザ部101� ��、分周器103が出力する基準発振信号SREF2と� �周器106が出力する分周信号SD1とを比較して� �比較結果に応じた信号を出力する比較器104� �備える。比較器104は、基準発振信号SREF2を分 周信号SD2の位相を比較してもよく、周波数を 比較してもよく、位相と周波数とを比較して もよく、遅延量を比較してもよい。実施の形 態1では、比較器104は、基準発振信号SREF2を分 周信号SD2の位相と周波数とを比較する位相周 波数比較器である。シンセサイザ部101は、比 較器104の出力に接続されたチャージポンプ110 と、チャージポンプの出力に接続されたルー プフィルタ109とを備える。チャージポンプ110 は電流源とスイッチで構成することができる 。ループフィルタ109は、例えばローパスフィ ルタである。

 分周器106は、周波数調整部107の出力に接� ��されたアキュムレータ111と、アキュムレー� ��111の出力と周波数調整部107の出力とを加算� ��て分周数R2を出力する加算器112と、局部発� �信号SL1を分周数R2で分周する可変分周器113と を備える。長時間で平均すると可変分周器113 の分周数R2は分数となる。

 基準発振器102は、振動子114と、振動子114� ��駆動するドライバ回路115と、周波数fREF1を� �整し動作を安定させる負荷容量116とを備え� �。振動子114は、マイクロエレクトロメカニ� �ルシステム(MEMS)技術で微細加工された半導� �材料よりなるMEMS振動子であり、実施の形態1 ではシリコンよりなる。

 シンセサイザ119では、分周器106の分周数R 2を温度に応じて非常に細かく制御している� �このような細かい調整が必要な理由に関し� �、日本のデジタルテレビ放送方式であるISDB- T規格に基づいて説明する。

 ISDB-T規格では、直交周波数分割多重(OFDM)� ��式が用いられている。ISDB-T規格での受信帯� ��幅は約5.6MHzであり、その受信帯域幅は13の� �グメントに分割されている。家庭用のテレ� �では、そのうちの12セグメント(以下フルセ� �メントと言う)が利用され、携帯電話などの� ��バイル用途のテレビでは、そのうちの1セグ メントが利用されている。OFDM方式ではマル� �キャリア方式が採用されている。図2Aは、OFD M方式での1つの受信チャンネルのキャリアの� ��波数分布を示す。図2Aにおいて、横軸はキ� �リアの周波数を示し、縦軸はそのキャリア� �電力強度を示す。例えば、ワンセグ方式のMo de3方式では約1kHzの周波数間隔で433本のキャ� �アが並んで1つの受信チャンネルを構成して� ��る。従って、隣接するキャリアを識別して� ��信信号SRを検波して復調するためには1kHz以� ��の精度が必要である。通常、受信信号SRは� �部発振信号SL1と乗算されて周波数変換され� �例えば、受信信号SRより低い560kHz等の中間周 波数を有する中間周波信号に変換される。受 信信号SRと中間周波信号の周波数の差異がキ� ��リアの周波数間隔1kHz以下である必要がある 。すなわち、それぞれのキャリアを受信する ための局部発振信号の周波数の差異である周 波数差異をキャリアの周波数間隔以内に抑え る必要があり、局部発振信号SL1の周波数fL1を 周波数間隔の範囲で調整する必要がある。こ の周波数差異の1kHz以内との条件を以下「キ� �リア識別の周波数差異条件」と呼ぶ。

 日本において、デジタルテレビ放送で用い� ��れる信号帯域はUHF帯(470MHz~770MHz)である。例� ��ば、その帯域の最高周波数の770MHzで前記キ� ��リア識別の周波数差異条件に必要な周波数� ��整分解能1kHz(以下、所定の周波数調整分解� �と呼ぶ)を実現するには以下の周波数調整分� ��能比:
(所定の周波数分解能比)=(周波数調整分解能)/ (最高キャリア周波数)
が求められ、上記の条件下では、所定の周波 数分解能比は1.3ppm(=1kHz/770MHz)となる。図33に� �す従来のシンセサイザ201ではMEMS技術で作製� ��れた振動子でこのような小さい分解能比を� ��現することは困難である。

 次に、実施の形態1によるシンセサイザ119 の動作に関して説明する。基準発振器102から の周波数fREF1を有する基準発振信号SREF1は分� �器103により分周数R1で分周され、分周器103が 周波数fREF2(=fREF1/R1)を有する基準発振信号SREF2 を比較器104に送る。発振器105は、比較器104か ら出力された信号に基づいて局部発振信号SL1 を出力する。実施の形態1では、チャージポ� �プ110は比較器104が出力する信号を電流に変� �する。ループフィルタ109はその電流の直流� �傍の成分を取り出して発振器105へ供給する� �発振器105はその成分に応じた周波数fL1を有� �る局部発振信号SL1を発生する。ループフィ� �タ109はチャージポンプ110が出力する電流で� �放電されるコンデンサC109を有し、コンデン� ��C109はその電流を積分した値に比例した電圧 を発生する。ループフィルタ109はその電圧の 高周波数成分をカットして直流を含む低周波 数成分のみを有する電圧を発振器105に出力す る。発振器105はその電圧に応じた周波数fL1の 局部発振信号SL1を出力する電圧制御発振器(VC O)である。

 分周器106は、周波数調整部107で制御され� ��分周数R2で局部発振信号SL1を分周して得た� �周信号SD1を比較器104へ出力する。周波数調� �部107は、周波数変動検出器108が出力する信� �により、温度に対する基準発振器102の周波� �fREF1の変動を補正するように、分周数R2を制� ��する。周波数調整部107は、周波数fREF1の変� �を補正するためのみならず、受信するチャ� �ネルを切替える際に局部発振信号SL1の周波� �fL1を変更するためにも分周数R2を制御しても よい。比較器104は、分周器106は基準発振信号 SREF2と分周信号SD1とを比較して、この比較結� ��に応じた信号をチャージポンプ110に出力す� ��。実施の形態1では、比較器104は信号SREF2、S D1の位相と周波数の双方を比較する位相周波� ��比較器であり、したがって、信号SREF2、SD1� �位相差が2×π以上である場合でも、正負の符 号が逆転しない信号を出力することができる 。

 以下、分周器106の動作について詳述する� ��

 周波数調整部107は分周器106での分周数R2� �変化させる。分周器106は分周数R2を変えるこ とにより発振器105が出力する局部発振信号SL1 の周波数fL1の変動を抑える。これにより、基 準発振器102の周波数FREF1が温度等の周囲条件� ��より変動しても、シンセサイザ119は局部発� ��信号SL1の周波数fL1を安定化することができ� ��。周波数調整部107は、整数分周数Mと分数分 周数Nとを分周器106に出力する。分数分周数N� ��、整数を示す整数分周数Mで表すことのでき ない1より小さい数を示す。アキュムレータ11 1は分数分周数Nを加算してオーバーフローが� ��生した場合に1を出力し、オーバーフローが 発生していない場合には0を出力する。加算� �112は、整数分周数Mに、アキュムレータ111か� ��出力された0又は1を加算し、可変分周器113� �分周数R2をM又はM+1とする。この分周数M、及� ��、M+1を交互に切り替えることにより、分周� ��R2を実質的に分数にすることができる。例� �ば、アキュムレータ111が計算する数がkビッ� ��である場合、分周数R2と局部発振信号SL1の� �波数fL1はそれぞれ以下の式1と式2で表される 。

 R2=M+N/2 ^k  …(式1)
 fL1=(M+N/2 ^k )×fREF2=(M+N/2 ^k ) …(式2)
 アキュムレータ111のビット数kを大きくする ことにより、より細かく周波数fL1を調整する ことができる。ビット数kは周波数fL1の最小� �整範囲が上記の所定周波数調整分解能以下� �なるように設定される。

 しかし、周波数調整分解能を細かくして� ��、温度を検出する温度センサの精度によっ� ��、使用できる振動子114の種類が制約される� ��図33に示す従来のシンセサイザ201では温度� �ンサ208の検出した温度により分周器207の分� �比が決定される。したがって、温度センサ20 8の温度の検出分解能や検出精度によって、� �波数調整分解能の絶対値や精度が決まる。� �に、温度の検出精度は、分周比の値の信頼� �に関わる重要なものである。

 温度センサ208としては、半導体を流れる� ��流の温度特性を利用した半導体ベースのセ� ��サやサーミスタ等の素子が一般的に用いら� ��る。以下に、このような素子を温度センサ2 08に用いた場合に必要となる振動子の周波数� ��度特性について説明する。図2Bは、±0.5℃、 ±0.1℃、±0.05℃の温度精度をそれぞれ有する� ��子を温度センサ208に用いた場合に必要とさ� ��る振動子の1次の温度係数の絶対値を示す。

 半導体ベースの素子は、小型、低価格、I C内蔵化などの多くのメリットを有するが、± 0.5℃程度の精度を有することが多い。この素 子は無調整の素子のうち最も高い精度を有す る。温度センサ208の温度精度が±0.5℃である� ��合には、±0.5℃の温度の変動に対して調整� �た分周比を信頼できない。つまり、±0.5℃だ け温度が変動したときの局部発振信号の周波 数の変動幅が所定の周波数調整分解能を超え る場合には、調整した分周比の信頼性は低い 。

 振動子の周波数温度特性について説明す� ��。温度が基準温度T0から温度Tに変化した際� ��振動子の共振周波数fの変化量δfと周波数変 動率δf/fは以下の式3で表される。

 δf/f=α×(T-T0)+β×(T-T0) ² +γ×(T-T0) ³  …(式3)
 ここでα、β、γはそれぞれ1次の温度係数、 2次の温度係数、3次の温度係数である。1次の 温度係数αは1℃だけ温度が変化した際の周波 数の変化の初期周波数に対する比である。±0 .5℃の温度精度は、真の温度の値からプラス� ��には0.5℃の誤差、マイナス側にも0.5℃の誤� ��が存在する可能性があることを意味である� ��例えば、温度の真値が25℃の場合、±0.5℃の 温度精度を有する温度センサの検出した値は 24.5℃から25.5℃までの範囲の値になる可能性� ��ある。ここで、温度の真値からのずれは最� ��で0.5℃である。温度精度を絶対値で表示す� ��ために、プラス側の温度精度のみを考慮す� ��。振動子の発振周波数の1次の温度係数α(ppm /℃)が温度に対する周波数の変化に支配的で� ��ると仮定すると以下の式3が成り立つ必要が ある。

 (プラス側の温度精度)×|α|≦(所定の周波数� ��整分解能)…(式4)
 プラス側の温度精度は0.5(ppm/℃)なので、式4 は、
|α|≦(所定の周波数調整分解能比)/0.5 …(式4A )
と変形できる。

 キャリアを識別するための周波数差異条� ��を満たすための所定の周波数調整分解能比� ��1.3なので、振動子は2.6ppm/℃(=1.3/0.5)の絶対� �の周波数温度特性を有する必要がある。

 温度センサ206として、個体ばらつきを個� ��に調整して最適化を行った半導体ベースの� ��子を用いた場合には、温度センサ208の温度� ��度は±0.1℃程度に向上させることができる� �したがって式4Aより、振動子の周波数温度特 性の絶対値は13ppm/℃(=1.3/0.1)以下である必要� �ある。

 温度センサ208としてサーミスタを用いる� ��±0.05℃程度の精度が得られる。式4Aより、� �の場合には、振動子の周波数温度特性の絶� �値は1.3/0.05=26ppm/℃(=1.3/0.05)以下である必要が ある。

 水晶振動子の1次温度係数αは0であり、2� �温度係数と3次の温度係数は非常に小さい。� ��般的に、2次の温度係数βは1次の温度係数α� ��り小さく、2次の温度係数βは1次の温度係数 αより小さい。したがって、温度係数βや温� �係数γは周波数温度特性に1次の温度係数αよ りも与える影響は小さい。したがって、1次� �温度係数αが0である水晶振動子の周波数温� �特性は非常に良好であり、温度による共振� �波数の変動が非常に小さい。

 水晶振動子の温度係数は、水晶の引き上� ��後の固まりである水晶インゴットから水晶� ��を切り出す際のカット角度によって変わる� ��その良好な周波数温度特性から最も広く使� ��されている水晶振動子としてATカット水晶� �動子がある。ATカット水晶振動子は、例えば 、使用温度範囲(-40~85℃)において、±20~±100ppm 程度の周波数変動率を有する。周波数変動率 の幅はカット角度の微小な違いによって生じ る。

 図33に示す従来のシンセサイザ201とATカッ ト水晶振動子を有する基準発振器202を有する 回路を作製して評価した。この振動子は-40℃ ~85℃の使用温度範囲において±20ppm程度の非� �に良好な周波数温度特性を有する。テレビ� �携帯電話などの電子機器においては、この� �度の特性を有する振動子が一般的に用いら� �る。ATカット水晶振動子の1次温度係数αは0� �あり、その周波数温度特性は、室温付近で� �その傾きが小さく、高温や低温ではその傾� �が大きくなる。使用温度範囲での周波数温� �特性を平均して、この振動子の擬似的な1次� ��温度係数αPを求めることができ、擬似的な� ��度係数αPは0.32ppm/℃(=40ppm/125℃)であった。

 MEMS技術で作製されたシリコンよりなるシ リコン振動子の1次の温度係数αは-30ppm/℃と� �きい。上記の使用温度範囲において、周波� �温度特性は1次の温度係数αが支配的である� �で、以下、2次の温度係数βと3次の温度係数� �を無視して周波数の変動率を説明する。

 水晶振動子の擬似的な1次の温度係数αPは 0.32ppm/℃であり図2Bに示す条件を満たす。シ� �コン振動子の1次の温度係数αは-30ppm/℃であ� ��図2Bに示す条件を満たすことが困難となる� �

 次に、シリコン振動子においてキャリア� ��識別する周波数差異条件を満たすために、� ��度センサ208に必要な精度について説明する� ��式4を変形することにより以下の式5を得る� �

 (プラス側の温度精度)≦(所定の周波数調整� ��解能比)/|α| …(式5)
 所定の周波数調整分解能比の絶対値は1.3ppm� ��下である必要があり、|α|=30ppm/℃であるの� �、温度センサ208の温度精度は±0.043℃以下で� ��る必要がある。

 図1に示すシンセサイザ119では、従来の温 度センサ208ではなく、周波数変動検出器108が 受信信号SRの既知の周波数fcとシンセサイザ� �101から出力される局部発振信号SL1の周波数fL 1との差異を検出し、検出した差異から温度� �値を得て周波数調整部107に送る。振動子114� �周波数温度特性が分かっていれば、得られ� �温度に基づいて周波数調整部107は分周器106� �分周数R2を制御することが可能となる。メモ リ117は、周波数の差異から得られる温度の値 と分周数R2の値を予め記憶している。周波数� ��整部107は周波数変動検出器108から送られた� ��波数の差異に応じてメモリ117から温度の値� ��読み出し、分周器106の分周数R2を設定する� �

 なお、周波数変動検出器108が出力する周� ��数の差異を温度の値に変換せず、直接的に� ��周数R2を算出してもよい。アキュムレータ11 1のビット数kと基準発振信号SREF2の周波数fREF2 により、周波数を調整する最小幅δdivは以下� ��式で表される。

 δdiv=fREF2/2 ^k
 周波数変動検出器108が出力する周波数の差� ��δFと最小幅δdivにより、周波数の差異δFを0� ��するためには、周波数調整部107は分周器106� ��分周数R2を補正数δF/δdivだけ大きくするよ� �に制御する。この制御を実現するために、� �モリ117は差異δFの複数の値と、差異δFの複� �の値にそれぞれ対応する補正数δF/δdivとを� �憶してもよい。この場合には周波数調整部10 7はメモリ117から差異δFの値に対応する補正� �δF/δdivの値により分周数R2を決定する。もし くは、周波数調整部107は差異δFから補正数δF /δdivを算出して分周数R2を制御してもよい。� ��お、ここで、アキュムレータのビット数をk ビットとすると、アキュムレータの最大値は 2 ^k となり、δdiv=fREF2/2 ^k となる。

 温度の検出について詳細に説明する。図3 は図1に示すシンセサイザ119の動作を示すブ� �ック図である。周波数fcを有する受信信号SR� ��、シンセサイザ部101が出力した周波数fL1を� ��する局部発振信号SL1と周波数変換器118で乗� ��され、周波数変換器118は周波数|fL1-fc|、|fL1+ fc|の2つの信号を発生する。周波数変換器118� �2つの信号のうちローパスフィルタ機能によ� ��周波数|fL1+fc|を有する信号を除去して周波� �|fL1-fc|の信号のみを出力する。以下の式に示 すように、実際の受信信号SRの周波数fcは差� �δfc1だけ、本来の周波数fc0よりもずれている 場合がある。

 fc=fc0+δfc1
 また、局部発振信号SL1の周波数fL1は、本来� ��周波数fc0と振動子114の周波数温度特性に起� ��する周波数変動δftとにより以下の式で表さ れる。

 fL1=fc0+δft
 したがって、周波数変換器118が出力する信� ��の周波数は正確には、
|fL1-fc|=δft-δfc1
となる。ここで、δft≫δfc1であるので
|fL1-fc|=δft
とみなすことができる。つまり、周波数|fL-fc |は実質的には振動子114の温度による周波数� �動δftを検出しており、したがって、周波数� ��動検出器108は温度センサとして機能する。

 なお、実際の受信信号SRと本来の周波数fc 0との差異δfc1が発生する要因として、放送局 でのキャリアを生成するシンセサイザに入力 される基準発振信号の初期の周波数ばらつき が挙げられる。放送局では、通常、基準発振 信号を生成する基準発振器の振動子として、 初期調整された水晶振動子を用いる。この水 晶発振子の初期の周波数ばらつきは±2ppm程度 に抑えられている。キャリアが770MHzを有する 場合にはこのばらつきすなわち差異δfc1は±1. 5kHzとなる。これに対して、振動子114の周波� �変動δftは-40℃~85℃の全使用温度範囲では以� ��の式で表される。

 δft=fc×{85-(-40)}×30(ppm/℃)
=fc×3750(ppm)
 受信信号SRの周波数fcが770MHzの場合には周波 数変動δftは2888kHzとなる。5℃の温度変化でも 周波数変動δftの周波数fcに対する割合は150ppm で、周波数変動δftは115.5kHzとなり、1.5kHzのδf c1よりも非常に大きい。

 なお、放送局での差異δfc1は時間や温度� �よっては殆ど変動しないので、δft≫δfc1の� �係が成り立たない場合でも、局部発振信号SL 1の周波数fL1を受信の初期に補正することに� �りδfc1≒0とすることができる。

 周波数変動検出器108は入力された信号の� ��波数の変化を電圧の変化として出力する周� ��数弁別器や、周波数を直接カウントする周� ��数カウンタなどの周波数を検出する回路を� ��いて構成できる。この場合には、周波数が� ��い周波数に変換されているので、周波数変� ��検出器108はキャリア周波数(例えば、770MHz)� �関係なく、周波数の差異δfを高精度にかつ� �易に検出できる。

 ここで、周波数変動検出器108が周波数の� ��異δfを検出する精度について説明する。周� ��数変動検出器108が周波数カウンタで構成さ� ��ている場合には、信号の波形の立ち上がり� ��立ち下がりを検出して数えて周波数を検出� ��る。周波数が下がると、検出の精度は上が� ��。図4A~図4Cは周波数を検出する信号の波形� �示す。図4Aと図4Bに示す信号の周波数は100Hz� �あり、図4Cに示す信号の周波数は33Hzである� �周波数変動検出器108は所定の期間ごと、例� �ば図4A~図4Cでは5msecごとに信号のレベルを検� ��する。図4Aに示すように、時点TP1で信号の� �ベルがハイレベルであり、次の時点TP2でレ� �ルがローレベルに変わっていれば、周波数� �動検出器108は時点TP1から時点TP2までの期間� �信号が立ち下がっていることを検出できる� �図4Bに示すように、時点TP1、TP2では共に信号 のレベルがローレベルである場合には、周波 数変動検出器108はこの信号の周波数を正しく 検出できない。図4Cに示すように、信号の周� ��数が33Hzと低い場合には、時点TP1で信号のレ ベルがローレベルであり、次の時点TP2でレベ ルがハイレベルに変わっているので、周波数 変動検出器108は時点TP1から時点TP2までの期間 に信号が立ち上がっていることを検出できる 。このように、周波数が低いほうが、信号の 立ち上がりや立ち下がりを容易に検出できる 。なお、期間P1を短くすることで、周波数カ� ��ンタで構成された周波数変動検出器108が検� ��できる周波数を高くすることができる。し� ��し、一般に、期間P1を短くして動作周波数� �上げると、周波数変動検出器108の回路規模� �消費電流が大きくなる。したがって、振動� �114の周波数の変動の大きさに応じて期間P1を 決定する。立ち上がりや立ち下がりを検出す る周波数カウンタは、例えば、排他的論理和 やフリップフロップなどを使ったラッチ回路 で構成することができる。

 実施の形態1では、受信信号SRの周波数fc� �単一周波数であるが、ISDB-T規格やW-CDMA方式� �テレビシステム、携帯電話システムでは、� �信信号SRの周波数はある帯域に広がっている 。この場合、例えば、周波数fcはその帯域の� ��心の中心周波数である。

 実施の形態1によるシンセサイザ119では、 周波数変動検出器108は受信信号の周波数fcと� ��部発振信号SL1の周波数fL1の差異を検出する� ��とで、温度の値を検出する。実施の形態1に よるシンセサイザ119では受信信号の代わりに 、別の既知の信号の周波数と周波数fL1との差 異を検出することで同様の効果が得られる。 例えば、受信装置119A内の別のシステムで用� �られている既知の信号の周波数と周波数fL1� �の差異を検出してもよい。また、受信信号� �実際の所望データを含んだ希望信号である� �要もない。例えば、全地球測位システム(GPS) 用の信号を受信して受信信号として用いても 良い。

 実施の形態1による受信装置119Aは、周波� �変換器118が出力する信号を復調する復調部11 9Bと、復調部119Bで復調された信号を復号する 復号部119Cと、復号部119Cで復号された信号を� ��示する表示部119Dをさらに備えてもよい。周 波数変動検出器108は、復調部119Bに、或いは� �復調部119Bと復号部119Cの双方に含まれてもよ い。特に、図4A~図4Cに示すデジタル的な処理� ��法で周波数を検出する場合は、周波数変動� ��出器108が復調部119Bに含まれることで、受信 装置119Aの小型化を図ることが可能となる。

 (実施の形態2)
 図5は、本発明の実施の形態2による受信装� �119Eのブロック図である。図6は、実施の形態 2による他の受信装置119Fのブロック図である� ��図5と図6において、図1に示すシンセサイザ1 19と同じ部分には同じ参照番号を付し、その� ��明を省略する。図5に示す受信装置119Eは、� �ースバンド信号を復調する復調部120を備え� �。図6に示す受信装置119Fは、図5に示す受信� �置119Eに、MPEGデコーダ124と表示部124Aをさら� �備える。

 実施の形態1では、キャリア識別の周波数 差異条件に関して説明を行ったが、幾種類の 他の周波数差異条件もあり、それぞれに所定 の周波数調整分解能、或いは周波数調整分解 能比が対応している。

 他の周波数差異条件としては、表示部124A に表示される画像の質により定められる条件 がある。周波数調整分解能が300Hz以内であれ� ��、画像の劣化が目視確認できない。以下、� ��の条件を、「画像受信の周波数差異条件」� ��呼び、必要な周波数調整分解能比は0.4ppm以� ��に相当する。

 なお、復調の受信品質の指標として受信� ��号SRのビット誤り率(BER)がある。復調部120で 、リードソロモン符号のデコードまで終了し たデータはMPEG-TS信号としてMPEGデコーダ124へ� ��力される。MPEGデコーダ124ではその信号から 画像信号を復号して表示部124Aに送り、表示� �124Aは画像信号を画像として表示する。

 ここで、誤り訂正符号のデコードなどの復� ��の動作に関して、説明する。復調部120では� ��デインターリーブや、誤り訂正符号のデコ� ��ドなどの信号処理を行う。デインターリー� ��とは、バースト誤りを軽減するために変調� ��に骨子されたデータの並び替えであるイン� ��ーリーブを解除することである。一般に、� ��続した誤りは訂正するのが困難であるので� ��インターリーブ及びデインターリーブの一� ��の処理により、一定期間連続したバースト� ��りをランダムな誤りに変換でき、誤り訂正� ��改善できる誤り率を上昇させることができ� ��。また、国内向けのISDB-Tや、海外のDVB-Hな� �のシステムでは、誤り訂正符号として、ビ� �ビ符号と、リードソロモン符号が採用され� �いる。復調部120に入ってきた信号には、ま� �、ビタビ符号のデコードが行われる。この� �、リードソロモン符号のデコードが行われ� �。最終的に、エラーのほとんどない、いわ� �る、エラーフリーの状態を得るためには、� �タビ符号のデコード後のBERがある値、例え� �、2×10 ^-4 以下となっていることが必要となる。ここで 示した「エラーフリー」の受信品質の状態、 BERの1×10 ^-11 以下の値は、1日受信を続けた状態で、ビッ� �誤りの発生が数個以下という状態を実現す� �。

 なお、図5や図6に示す受信装置119E、119Fは 受信した高周波を直接、直流近傍まで変換す るダイレクト・コンバージョンのタイプであ る。つまり、周波数変換器118は受信信号をベ ースバンド信号に変換する。周波数変換器118 と復調部120の間に別の回路ブロックを備えて もよい。例えば、ISDB-T規格では、受信信号SR� ��中間周波数の信号に変換され、さらに別の� ��波数変換器により、ベースバンド信号に変� ��される。

 図7にBERを示す。図7において、縦軸はBERを� �し、横軸は周波数の差異δfを示す。図7では� ��δf=0にて、BERが感度点付近となっている。� �なわち、δf=0にて、ビタビ符号のデコード後 のBERが2×10 ^-4 となっている。感度点とは、エラーフリーの 状態が得られる最低限必要な受信信号電力で ある最小入力感度レベル程度の受信波しか受 信できていない状態に相当し、受信環境とし てはかなり劣悪である。画像のノイズが目視 できない状態では、ビタビ符号のデコード後 のBERが3×10 ^-3 となっている必要があり、このときの差異δf は差異δfcd1と差異-δfcd1である。差異δfcd1は15 0Hzである。つまり、差異δfは
-150Hz≦δf≦150Hz
となり、所定の周波数調整分解能は300Hzとな� ��。

 図8はBERとは別の受信品質の指標であるキ ャリア/ノイズ(C/N)比を示す。C/N比は、受信信 号のうちの希望信号(キャリア)の電力のノイ� ��の電力に対する比である。図8において、縦 軸はC/N比を示し、横軸は周波数差異δfを示す 。図6において、δf=0にて感度点となる場合の 差異δfとC/N比の関係を示す。周波数差異δfが 大きくなるとC/N比が小さくなり受信品質が悪 くなる。周波数差異δfが差異δfcd1より大きく なると、画像にノイズが観測される閾値S1よ� ��もC/N比は小さくなる。閾値S1は、δf=0の時の C/N比であるS0から約1dBだけ小さい。実施の形� ��1、2による受信装置119A、119E、119Fでは周波� �変換器118が仏力する信号で局部発振信号SL1� �周波数fL1の変動を検出するので、図8に示すC /N比は周波数変換器118より後ろでの信号のC/N� ��である。C/N比は、例えば、デジタル復調す� ��前のコンスタレーションの状態におけるエ� ��ーベクトル振幅(EVM)から算出することがで� �る。ここで、差異δf、δfcd1は絶対値を示す� �

 また、さらに他の周波数差異条件としては� ��復調された信号のエラーが実質的にゼロで� ��るエラーフリーの状態が得られる「エラー� ��リーの周波数差異条件」がある。この条件� ��は、周波数調整分解能が100Hzである。すな� �ち、±50Hzの範囲内で、受信信号SRの周波数fc� ��、局部発振信号SL1の周波数fcが一致した場� �にエラーフリーの状態を実現できる。この� �件は0.24ppm程度の周波数調整分解能比に相当� ��る。図9Aは、この条件を実現するBERを示す� �図9Aにおいて、縦軸はBERを示し、横軸は差異 δfを示す。図9Aでは、δf=0のときに、ビタビ� �号のデコード後のBERが1×10 ^-4 となるように設定されている。本来、エラー フリー状態を実現するBERは2×10 ^-4 であるが、通常のシンセサイザではBERは1×10 ^-4 程度のばらつきを有するので、受信品質がば らついても2×10 ^-4 のBERを得るために、δf=0のときのBERを1×10 ^-4 に設定している。図9Aにおいて、BERが2×10 ^-4 のときの差異δfである閾値-δfef1、δfef1と差� �δfが
-δfef1≦δf≦δfef1
を満たすと、エラーフリーを実現できる。実 施の形態2ではδfef1は50Hzであり、したがって� ��定の周波数分解能は100Hzとなる。なお、BER� �1×10 ^-4 の増加は最小入力感度の0.1dB程度の低下に相� ��する。例えば、最小入力感度が初期から0.1d Bだけ低下する際の差異δfは、δfef1、-δfef1と� ��ぼ一致する。また、C/N比が初期から0.1dB低� �する際の差異δfは、δfcd1、-δfcd1とほぼ一致� ��る。したがって、受信品質を示す指標であ� ��BER、C/N比、最小入力感度は互いに相関を有� ��、したがって、いずれを基にして受信品質� ��評価してもよい。「エラーフリーの周波数� ��異条件」を満たすことで、ほぼ完全に、誤� ��が受信性能へ影響しない状態が実現できる� ��なお、このことは、テレビシステムだけで� ��く、携帯電話の通話システム、データ通信� ��ステム等のデジタル変調を用いた他のシス� ��ムに関しても同様であり、同等の効果が得� ��れる。

 図9Bは、周波数差異条件を満たすために� �要な振動子114の1次温度係数を示す。1次温度 係数は実施の形態1と同様に式4で算出してい� ��。

 水晶振動子は、0.32ppm/℃の擬似的な1次の� ��度係数αPを有するので、すべての温度セン� ��で画像受信の周波数差異条件を満たす。ま� ��、水晶発振子は、±0.1℃以下の温度精度を� �する温度センサでエラーフリーの周波数差� �条件を満たす。しかしながら、シリコンよ� �なるMEMS振動子は、その1次の温度係数αは-30p pm/℃であるので、±0.05℃の温度精度を有する 温度センサでも画像受信の周波数差異条件も エラーフリーの周波数差異条件も満たすこと ができない。

 シリコンよりなるMEMS振動子では、式5に� �り、「画像受信の周波数差異条件」を満た� �ためには±0.013℃以下の精度の温度センサが� ��要である。また、その振動子では、エラー� ��リーの周波数差異条件を満たすためには±0. 004℃以下の精度の温度センサが必要となる。 半導体ベースのトランジスタや、サーミスタ などの温度センサはこのような高い精度を有 することは困難であり、したがって、これら の条件を満たすことができない。実施の形態 1、2による受信装置119A、119E、119Fはシリコン� ��りなるMEMS振動子である振動子114を用いても これらの条件を満たすことができる。

 なお、所定の周波数調整分解能100Hz(=2×δf ef1)は、QPSK方式のデジタル変調方式のワンセ� ��放送に適用される。所定の周波数調整分解� ��はデジタル変調方式によって変わる。図10� �、ワンセグ放送のQPSK方式、ワンセグ放送の1 6QAM方式、フルセグ放送の64QAM方式でビット誤 り率を示す。16QAM方式では、所定の周波数調� ��分解能は80Hz程度(=2×δfef2)となる。64QAM方式� ��は、所定の周波数調整分解能は50Hz程度(=2×� �fef3)となる。これらの値により、温度センサ の条件を算出することができる。したがって 、特に断らない限り、ワンセグ放送のQPSK方� �に関して受信装置の動作を説明する。なお� �「画像受信の周波数差異条件」での所定の� �波数調整分解能(2×δfcd1)に関しても同様に、 QPSK方式で受信装置の動作を説明する。

 なお、温度センサは実用上では半導体ベ� ��スのものを用いることが一般的である。サ� ��ミスタは比較的大きいので、MEMS振動子の小 型化のメリットが事実上相殺されてしまい、 シンセサイザを大きくする。したが、現実的 な温度センサの温度精度は±0.5℃である。ま� ��。コストを考慮せずに個々に制度を調整し� ��温度センサの精度は±0.1℃となり、小型の� �ンセサイザ、受信装置が得られる精度であ� �。

 また、実使用上、より好ましい周波数差� ��条件は画像受信の周波数差異条件である。� ��の条件を満たすことで、テレビ視聴に実使� ��上問題が起こらない。したがって、図9Bよ� �、精度±0.1℃を考慮すると、1次の温度係数α が4ppm/℃以上であるMEMS振動子を用いた場合に は半導体ベースの温度センサで周波数を補償 することは困難である。実施の形態1、2によ� ��受信装置119A、119E、119Fは、小型化と周波数� ��温度補償とを両立することが可能となる。

 エラーフリーの周波数差異条件では、受� ��装置がデータを誤りなく受信でき、この条� ��を満たすことで信頼性の高い受信装置が得� ��れる。図9Bより、温度センサの精度±0.1℃を 考慮すると、1次の温度係数αが1.2ppm/℃以上� �MEMS振動子を用いた場合には半導体ベースの� ��度センサで周波数を補償することは困難で� ��る。実施の形態1、2による受信装置119A、119E 、119Fは、小型化と周波数の温度補償とを両� �することが可能となる。

 なお、MEMS振動子としては、例えば、シリ コンやポリシリコンなどの半導体より形成さ れている振動子がある。ポリシリコンよりな る振動子の1次の温度係数αは-22ppm/℃程度で� �る。また、シリコンと酸化ケイ素を組み合� �せた複合材料により構成された振動子は、� �別に補償されたものを除き、1次の温度係数� �が無視できない値、例えば、1.2ppm/℃以上で� ��る。

 なお、ポリシリコンを用いた振動子では� ��各周波数差異条件にて、求められる温度セ� ��サの精度はキャリア識別の周波数差異条件� ��±0.059℃以下、画像受信の周波数差異条件で ±0.0182℃以下、エラーフリーの周波数差異条� ��で±0.0054℃以下となる。温度センサでは、� �り実用的な画像受信の周波数差異条件での� �度精度を満足することが困難である。

 (実施の形態3)
 実施の形態1、2では、日本のデジタルテレ� �放送のISDB-T規格での信号帯域であるUHF帯(470M Hz~770MHz)の最高周波数770MHzでの受信装置119A、1 19E、119Fの動作を説明した。実施の形態3では� ��受信信号の周波数fcについて説明する。周� �数fcがキャリア周波数閾値fthより低い場合は 、温度センサの精度が悪い場合でも、所定の 周波数調整分解能を満足する場合がある。基 準発振器を構成する振動子はシリコンよりな るMEMS振動子である。

 式4における所定の周波数調整分解能比は、
(所定の周波数調整分解能比)=(所定の周波数� �整分解能)/(キャリア周波数fc0)
で求められる。ここで、式4を周波数fc0に関� �て変形すると次の式6が得られる。

 fc0≦1/(|α|×et×10 ³  …(式6)
 ここで、etは、温度センサの温度精度(プラ� ��側)である。キャリア識別の周波数差異条件 の所定の周波数調整分解能1kHzに関して式6を� ��形する。式6のαに-30×10 ^-6 (--30ppm/℃)を代入し、etに温度センサの精度で ある0.5、0.2、0.05を代入すると、図9Cに示す温 度センサの精度が得られる。図9Cに示す条件� ��一部の条件ではISDB-T規格の帯域を満足でき� ��が、全帯域に渡って満足することは困難で� ��る。

 同様に、式4を画像受信の周波数差異条件 、エラーフリーの周波数差異条件に関しても 変形し、周波数fcの最高周波数を算出すると� ��9Dに示す温度センサの条件が得られる。図9D に示す精度ではISDB-T規格の帯域を満足するこ とが困難である。このように、温度センサに よる温度補償で得られない周波数差異条件で も、実施の形態1、2による受信装置119A、119E� �119Fは満たすことができる。

 (実施の形態4)
 図11は実施の形態4によるシンセサイザ119Gの ブロック図である。図11において、図1に示す シンセサイザ119と同じ部分には同じ参照番号 を付し、その説明を省略する。シンセサイザ 119Gは、図1に示す受信装置119Aの周波数変動検 出器108は周波数変動検出部123とシンセサイザ 部121と周波数変換器122を有する。ISDB-T規格で は、受信信号SRを中間周波(IF)信号SIFに変換す る。ISDB-T規格のワンセグ放送では、IF信号SIF� ��周波数は560kHz程度である。周波数変換器122� ��IF信号SIFをシンセサイザ部121から出力され� �局部発振信号SL2と乗算して、直流近傍の成� �を有するデジタル信号であるベースバンド� �号に変換する。周波数変動検出部123は受信� �号SRの周波数fcと局部発振信号SL1の周波数fL1� ��差異を検出する。

 周波数変動検出部123は、所定の既知信号� ��信号処理することにより、受信信号SRの周� �数fcと局部発振信号SL1の周波数fL1の差異を検 出する。図12はワンセグ放送の信号の1シンボ ルの構造を示す。1シンボルは、有効シンボ� �とガードインターバル(GI)とで構成されてい� ��。有効シンボルは画像のデータを含む有効� ��信号である。ガードインターバルは有効シ� ��ボルの一部をコピーすることにより生成さ� ��ている。したがって、受信信号と、受信信� ��を所定の期間(例えば、有効シンボルの期間 )遅延させた信号との相関を取ると、ガード� �ンターバルが検出された期間ごとに相関の� �ークが出力される。なお、2つの信号の畳み� ��み積分を行うことでそれらの信号の相関を� ��ることができる。デジタル信号処理では、2 つの信号のそれぞれで各ビットの排他的論理 和の否定をとり、その後2つの信号を加算す� �ことによって得られる。放送局から送られ� �信号でのガードインターバルは放送局の設� �で発生した基準発振信号を基に作製されて� �る。MEMS振動子114の周波数が温度で大きく変� ��する場合、この変動のほとんどは基準発振� ��102の温度による周波数変動に起因する(δft� �δfc1)。2つの信号の相関により、受信信号SR� �周波数fcとシンセサイザ部101の局部発振信号 SL1の周波数fL1の差異を検出して、温度による 振動子114の発振周波数の変動を検出すること ができる。検出した変動を周波数調整部107へ 送ることにより、分周器106を調整して周波数 を補償する。

 なお、直交変調されている信号の相関を� ��す信号からは以下の方法で周波数の差異を� ��出できる。受信信号SRがI信号である場合、I 信号と所定時間遅延させたI信号との畳み込� �積分により相関を示す相関信号SRL1を発生さ� ��る。I信号と直交する信号であるQ信号とI信� ��との畳み込み積分により相関を示す相関信� ��SRL2を発生させる。相関信号SRL1と相関信号SR L2の比から周波数の差異を検出する。ここで� ��2つの信号が直交すると言うのは、2つの信� �の畳み込み積分値が0になると言う意味であ� ��。

 以上説明した方法では、既知信号の現れ� ��周波数間隔に対応する周波数変動を検出で� ��る。例えば、ワンセグ放送のmode3の場合、� �知信号であるガードインターバル信号によ� �1kHzまでの変動が検出できる。また、可能な� ��波数の変動検出幅の0.5%以下の精度(±0.25%)、 及び分解能で変動が検出できる。つまり、5Hz 以下の精度を有することになる。この精度は 770MHzの周波数では±0.0033ppm(=±2.5Hz/770MHz)の周� �数精度に相当し、1次の温度係数αが-30ppm/℃� ��あるシリコン振動子では、±0.00011℃の精度� ��温度を検出していることに相当する。また� ��1次の温度係数αが-22ppm/℃であるポリシリコ ン振動子では、±0.00015℃の精度で温度を検出 していることに相当する。これらの精度は、 キャリア識別の周波数差異条件、画像受信の 周波数差異条件、エラーフリーの周波数差異 条件の全てを満たす。

 なお、以上の説明では、ガードインター� ��ルを検出する狭帯域周波数差異を検出する� ��法について説明したが、ガードインターバ� ��の他の既知信号に基づいて周波数のしても� ��い。

 また、1kHz以上の変動が発生した場合には 、ガードインターバルの他に既知信号を受信 信号に挿入しておくことで、周波数を補償す ることができる。例えば、215kHzの周波数変動 を検出したい場合には、OFDM信号の215kHzおき� �既知信号を挿入する。この場合、前記のガ� �ドインターバルのように、1シンボル内に既� ��信号を埋め込むのではなく、シンボル自体� ��既知信号とみなす(例えば、複数シンボルか らなる既知信号)。つまり、基準となる基準� �ンボルを所定の時間の間隔で所定の周波数� �間隔で受信信号に埋め込んでおく。また、� �い周波数変動幅を検出する場合は、狭い変� �幅のガードインターバルの検出と併用する� �とで、高い検出精度と広い検出変動幅の両� �を得ることができる。

 また、本実施の形態では、3つの周波数差 異条件は周波数の差異値で定義されており、 実施の形態によるシンセサイザは周波数の差 異を直接検出している。したがって、振動子 114の周波数温度特性に合わせて温度精度を向 上させる必要がない。前述の例では、振動子 114の温度係数αにかかわらず±2.5Hzの周波数精 度は変わらない。ワンセグ放送では、エラー フリーを得るためには±50Hzに周波数精度を抑 えることが必要であるが、実施の形態による シンセサイザでは振動子114の性能や種類にか かわらず、所定の周波数精度を実現すること ができる。分周器106での周波数調整分解能を 高くすることで、細かく周波数を調整できる ことが好ましい。また、実施の形態による±2 .5Hzの周波数精度は±50Hzの1/20の周波数精度で� ��り、十分な性能が得られている。なお、こ� ��周波数精度±2.5Hzはこの値に限るものではな く、システムの要求仕様に合わせて、決定す れば良く、少なくとも、エラーフリーの周波 数差異条件では±50Hzを満たせば良い。

 なお、実施の形態によるシンセサイザで� ��、日本のISDB-T規格のワンセグ放送のみなら� ��、家庭用の据え置きテレビなどのフルセグ� ��送、外国のDVB-T、DVB-H、或いは、携帯電話シ ステムでも同様の効果が得られる。例えば、 ISDB-T規格の64QAM方式のフルセグ放送の場合、� ��記のエラーフリーの周波数差異条件が、±20 ~30Hzになる。前記の周波数精度±2.5Hzであって も、この範囲内に入っているので、実施の形 態によるシンセサイザをこの方式でも用いる ことができる。

 周波数変動検出器108は、復調部120を含む� ��積回路(IC)内に設けてもよい。特に、信号処 理がデジタル回路によって達成される場合は 、受信装置の小型化ができる。

 (実施の形態5)
 図13は実施の形態5におけるシンセサイザ119H のブロック図である。図13において、図11に� �す実施の形態4におけるシンセサイザ119Gと同 じ部分には同じ参照番号を付して、その説明 を省略する。図13に示すシンセサイザ119Hは、 図11に示す実施の形態4におけるシンセサイザ 119Gと周波数調整部125をさらに備える。周波� �変動検出部123は検出した周波数差異を周波� �調整部107、125へ送り、シンセサイザ部101、12 1の両方を調整している。これにより、周波� �調整部107のみで調整するシンセサイザと比� �して、ひとつのシンセサイザ部で調整する� �波数の幅を減らすことができ、したがって� �波数調整のための周波数シフト幅に起因す� �位相雑音を低減することができる。シンセ� �イザ部101の分周器106で周波数を調整する場� �、周波数を変える幅を大きくしすぎると、� �部発振信号SL1の位相雑音が増加し、受信装� �に悪影響をもたらす。

 図14は実施の形態5によるシンセサイザ119H を備えた受信装置119Jのブロック図である。� �信装置119Jはシンセサイザ119Hに、周波数変換 器122が出力する信号を復調する復調部120をさ らに備える。BERやC/N比をモニタすることで、 実施の形態2と同様の効果が得られる。なお� �実施の形態5によるシンセサイザ119Hでは、周 波数変動検出部123の出力を周波数調整部107へ 直接送ってもよい。

 シンセサイザ部121は、シンセサイザ部101� ��様のフェーズロックドループ(PLL)で構成す� �ことができる。周波数調整部125からの信号� �周波数をけることができれば、シンセサイ� �部121は、ディレイロックドループ(DLL)で構成 してもよく、または、ループを構成しないダ イレクトデジタルシンセサイザ(DDS)で構成し� ��もよい。DDSでは、例えば、メモリにあらか� ��め記憶された信号の情報をアナログ信号に� ��換して、種々の周波数の信号を生成する。� ��た、発振器の出力に分周器を直接接続して� ��周波数を調整してもよい。また、スイッチ� ��複数のコンデンサを基準発振器の負荷容量� ��して接続し、そのスイッチを切り替えるこ� ��により負荷容量を離散的に切り替えて基準� ��振器の周波数を調整してもよい。

 (実施の形態6)
 図15Aは実施の形態6による受信装置119Kの斜� �図である。受信装置119Kは、図14に示す実施� �形態5による受信装置119Jを1つの半導体基板11 9Lに搭載している。例えば、基準発振器102の� ��動子104と周波数変換器118と周波数変動検出� ��108とが一体的に1つの半導体基板119Lに形成� �れている。なお、周波数調整部107は、本実� �の形態ではシンセサイザ部101に含まれ、同� �に半導体基板119Lに形成されている。また、� ��動子104はシリコンよりなる。シリコン等の� ��導体よりなる振動子は、反応性イオンエッ� ��ング(RIE)などの半導体加工プロセスや、フ� �トリソグラフィープロセスで形成できるの� �、容易に他の回路と一体化することができ� �。また、このようなプロセスにより、振動� �104自体も小型化できることに加え、一体化� �より、配線スペース、実装スペースも減り� �受信装置119Kの格段の小型化を図ることが可� ��となる。

 (実施の形態7)
 図15Bは実施の形態7による受信装置119Mの斜� �図である。受信装置119Mは、図14に示す実施� �形態5による受信装置119Jを2つの半導体基板11 9N、119Pに搭載している。例えば、基準発振器 102の振動子114は半導体基板119Nに形成され、� �波数変換器118と周波数変動検出器108とが半� �体基板119Nとは別の半導体基板119Pに形成され ている。

 振動子114の共振周波数の初期ばらつきは� ��きい。振動子114と周波数変換器118と周波数� ��動検出器108とが一体的に1つの半導体基板119 Lに形成されている実施の形態6による受信装� ��119Kの製造時の歩留まりは振動子114の歩留ま りにより制限される。実施の形態7による受� �装置119Mのように振動子114を独立の半導体基� ��119Nに形成することで、半導体基板119Nの歩� �まりにかかわらず、別の半導体基板119Pの製� ��時の歩留まりを良好に維持することができ� ��。

 シンセサイザ部101や復調部120がひとつの� ��導体ICに集積されている場合、より小型化� �低コスト化のためにプロセスルールは復調� �120に合わせられ、例えば、90nmや65nmが採用さ れる。90nmや65nmのプロセスルールはフォトリ� ��グラフィーで得られる幅の最小寸法を表し� ��いる。デジタル回路の寸法は最小寸法に合� ��せて小さくなる。しかしながら、MEMS振動子 の寸法は所定の共振周波数に基づき決定され るので最小寸法に合わせて小さくならない。 したがって、このプロセスルールの微細化に よる小型化の効果はMEMS振動子では得られな� �。プロセスルールの最小寸法が小さくなれ� �、単位面積当たりの半導体ICのコストは増大 するので、小型化の効果が得られないMEMS振� �子114はシンセサイザ部101や復調部120と別の� �板119Nに形成して基板119Pに外付けすることで シンセサイザ119Mをより低コストかできる場� �もある。

 また、実施の形態による受信装置では他� ��回路から基準発振信号を供給されている場� ��には、受信装置は振動子114自体を備える必� ��がない。

 温度センサで周波数を補償するシンセサ� ��ザでは、温度センサがMEMS振動子から離れて 配置されている場合には、検出する温度と振 動子の温度とのずれが大きくなる。この場合 には、温度センサの温度精度にさらに温度の ずれが加わり、周波数差異条件を満たすこと はさらに困難になる。実施の形態にとるシン セサイザでは、周波数変動検出器108が間接的 に温度を検出しており、MEMS振動子114と周波� �変動検出器108の実際の温度に無関係に高精� �で温度を検出できる。したがって、MEMS振動� ��114を周波数変動検出器108と一体化させる必� ��はなく、任意の場所に配置することができ� ��。

 (実施の形態8)
 図16は実施の形態8におけるシンセサイザ119Q のブロック図である。図16において図1に示す 実施の形態1によるシンセサイザ119と同じ部� �には同じ参照番号を付し、その説明を省略� �る。シンセサイザ119Qは図1に示すシンセサイ ザ119に、温度センサ126をさらに備える。温度 センサ126は周波数変動検出器108と共に周波数 調整部107を制御する。

 温度センサ126は、温度が大きく変わった� ��合、例えば、数℃/sec以上の温度変化があっ た場合に周波数調整部107を制御する。周波数 変動検出器108がガードバンドで周波数変動を 検出する場合には、ベースバンドでの信号の 同期が必要である。この場合、急激な温度変 化により同期が取れるまでに過度に長い時間 がかかる場合がある。同期が取れるまでの間 、温度センサ126で検出された温度により周波 数調整部107を制御して粗く周波数を調整し、 同期が取れた後で周波数変動検出器108が周波 数調整部107を制御して周波数を調整する。

 このような大きな温度変化は、携帯電話� ��のテレビ、ノートPC、モバイルテレビなど� �モバイル用途の受信装置を持って、操作者� �室内から室外へ移動する、或いは、自動車� �から外に移動する場合に起こる。また、室� �の冷暖房機器を投入した直後でも、このよ� �な大きな温度変化が発生する。また、電源� �入直後では、すべての電子機器において急� �な温度上昇を伴うことが多い。なお、周囲� �境による温度変化の程度は受信装置の熱容� �によっても変わり、特に、携帯電話などの� �型の受信装置は熱容量が小さく、環境温度� �対してより敏感に温度が変化する。実施の� �態8によるシンセサイザ119Qは大きな温度変化 が起きても、安定な周波数を有する局部発振 信号を迅速に出力することができる。

 (実施の形態9)
 図17は実施の形態9におけるシンセサイザ1000 Aを備えた受信装置1000のブロック図である。� ��信装置1000は、基準発振信号SREF1を出力する� ��準発振器1004と、基準発振信号SREF1に基づい� ��局部発振信号SL1を生成するシンセサイザ部1 003と、局部発振信号SL1に基づいて受信信号SR� ��周波数変換する周波数変換器1002と、温度を 検出する温度センサ1005と、温度センサ1005の� ��出した温度に基づいて局部発振信号SL1の周� ��数fL1の調整を行う周波数調整部1006と、基準 発振信号SREF2を出力する基準発振器1009と、基 準発振信号SREF2に基づいて局部発振信号SL2を� ��成するシンセサイザ部1008と、局部発振信号 SL2に基づいて周波数変換器1002から出力され� �信号を周波数変換する周波数変換器1007と、� ��波数変換器1007から出力された信号の周波数 の変動を検出する周波数変動検出器1010Aと、� ��波数の検出した変動に基づいて局部発振信� ��SL2の周波数fL2の調整を行う周波数調整部1010 と、周波数変換器1007から出力された信号を� �調する復調部1011と、復調された信号を処理� ��る信号処理部1011Aと、処理された信号を表� �する表示部1011Bとを備える。シンセサイザ100 0Aは、シンセサイザ部1003と温度センサ1005と� �波数調整部1006とシンセサイザ部1008と周波数 変動検出器1010Aと周波数調整部1010とを備える 。

 実施の形態9に記載のシンセサイザ1000Aは� ��周波数変動検出器1010Aによる温度検出に加� �、温度センサ1005で基準発振器1004の温度を検 出し、局部発振信号SL1の周波数fL1を補償する 。周波数変動検出器1010Aによる高精度な温度� ��出と、温度センサ1005による広範囲な温度検 出の両特性を利用した周波数温度補償制御を 実現することが可能となる。

 以下、周波数変動検出器1010Aと周波数調� �部1010の動作を説明する。なお、実施の形態9 による受信装置1000はデジタル放送信号の受� �装置である。周波数変動検出器1010Aは、広帯 域周波数差異算出回路と狭帯域周波数差異算 出回路とを有する。広帯域周波数差異算出回 路は、放送局により所定の周期で挿入された 周波数同期用の基準シンボルに基づいてキャ リア間隔単位の周波数差異を算出することが できる。日本のデジタル放送方式であるISDB-T 規格においては直交周波数分割多重(OFDM)方式 が採用され、その受信帯域幅5.6MHzの中に周波 数同期用の配置パターンが4種類あるため、1� ��期は約1.4MHz(=5.6MHz/4)である。したがって、� �波数変動検出器1010Aは内部で生成した既知信 号と、周波数変換器1007が出力するベースバ� �ド信号に含まれる既知信号とを比較するこ� �により、±700kHz(=1.4MHz/2)の周波数差異を検出� ��ることができる。一方、狭帯域周波数差異� ��出回路は、OFDM方式の信号に含まれるガード インターバルを利用する。ガードインターバ ルは有効シンボルの後部のコピーであること から、ガードインターバルと有効シンボルの 後部との間の相関に基づいてキャリア間隔以 内の周波数差異を検出する。狭帯域周波数差 異算出回路は、周波数調整部1010に含まれる� �分器であるループフィルタのループ利得を� �切に設定することによりキャリア間隔の1%以 内の周波数差異を検出することが可能である 。ISDB-T規格のMode3ではキャリアの間隔は約1kHz であるので、周波数変動検出器1010Aは10Hz以下 の分解能で周波数差異を検出することが可能 である。周波数調整部1010はシンセサイザ部10 08の局部発振信号SL2の周波数fL2の設定値に対� ��て、広帯域周波数差異算出回路及び狭帯域� ��波数差異算出回路で検出した周波数差異を� ��算することにより局部発振信号SL2の周波数f L2を調整し、その周波数差異を除去する。こ� ��ように、周波数変動検出器1010Aと周波数調� �部1010は、放送局の局部発振信号と局部発振� ��号SL1の周波数fL2との差異、若しくは伝送路� ��起因して発生した周波数差異を除去するこ� ��ができる。

 図18は比較例の受信装置1101のブロック図で� ��る。図18において、図17に示す受信装置1000� �同じ部分には同じ参照番号を付し、その説� �を省略する。受信装置1101は受信装置1000の温 度センサと周波数調整部1006を備えていない� �基準発振器1004に水晶振動子を用いる。水晶� ��振子の周波数変動幅は受信装置の使用温度� ��囲内の-40℃~+85℃において高々±30ppmである� �デジタル放送ではUHF帯(470MHz~770MHz)が用いら� �るので、周波数変換器1002の出力する中間周� ��数信号SIFの周波数が57MHzである場合に、局� �発振信号SL1の周波数fL1は最高で713MHz(=770-57)� �ある。したがって、使用温度範囲内の変動� �は最大で約±21kHz(=713MHz×30×10 ^-6 )となる。中間周波数信号SIFの周波数は受信� �号SRの周波数と局部発振信号SL1の周波数fL1の 差分であるので、その変動幅は同じく約±21kH zとなる。この変動幅は周波数調整部1010の調� ��範囲である±700kHzに比べて十分小さいので� �周波数調整部1010はその変動幅を補償するこ� ��ができる。実施の形態9による受信装置1000� �は、基準発振器1004が、シリコンよりなるMEMS 技術で作製されたMEMS振動子1004Aにより基準発 振信号SREF1を発生する。MEMS振動子1004Aの発振� ��波数は約-30ppm/℃の変動率で変動するので、 基準発振信号SREF1の周波数fREF1は-40℃~+85℃の� ��度範囲で3750ppmもの変動幅で変動する。これ により、局部発振信号SL1の周波数fL1の変動幅 は約2674kHz(=713MHz×3750×10 ^-6 )となり、中間周波数信号SIFの周波数の変動� �も約2674kHzとなる。この変動幅は周波数調整� ��1010の調整範囲を超えるので、周波数変換器 1007においてこの周波数差異を調整すること� �できず、復調部1011において周波数同期が取� ��ないので、周波数変換器1007が出力するベー スバンド信号の復調処理ができなくなる。MEM S振動子1004Aは小型で低コストであるため、デ ジタル回路用のクロック等の分野において、 近年実用化されているが、デジタル放送の受 信装置等の高周波受信装置に適用を検討する 中で、上述の課題があることが明らかになっ た。

 図19は基準発振器1004が出力する基準発振� ��号SREF1の周波数fREF1の変動を示す。図19にお� ��て、横軸は時間を示し、縦軸は周波数を示� ��。受信信号SRの周波数は770MHzである。図19に おいて、時間t0で温度は25℃であり、その後� �温度は時間tに対して直線的に上昇し、時間t 1で65℃となる。MEMS振動子1004Aがシリコンより なる場合は、その温度係数は-30ppm/℃である� �MEMS振動子1004Aを有する基準発振器1004の基準� ��振信号SREF1の周波数fREF1が25℃において10MHz� �ある場合には、65℃まで温度が上昇すること により周波数fREF1は-1200ppm(=-30ppm×(65-25))だけ� �動し、9.988MHzとなる。図20は局部発振信号SL1� ��周波数fL1の変動を示す。中間周波数信号SIF� ��周波数が57MHzである場合には、温度25℃の時 間t0において局部発振信号SL1の周波数fL1を713M Hzに設定する。基準発振信号SREF1の周波数fREF1 の変動に起因して、周波数fL1が温度65℃では7 12.144MHzまで下降する。図21は中間周波数信号S IFの周波数の変動を示す。中間周波数信号SIF� ��周波数は温度25℃の時間t0では57MHzであるが� ��局部発振信号SL1の周波数fL1の変動(856kHz)が� �のまま中間周波数信号SIFの周波数の変動と� �るので、65℃では56.144MHzまで下降する。図22� ��比較例の受信装置1101のベースバンド信号の 周波数の変動を示す。シンセサイザ部1008が� �力する局部発振信号SL2の周波数fL2は中間周� �数信号SIFと同じ57MHzに設定される。周波数変 換器1007は中間周波数信号SIFをベースバンド� �号に変換する。図22において、特性1101Aは周� ��数調整部1010を動作させない場合のベースバ ンド信号の周波数を示す。特性1101Bでは、温� ��25℃の時間t0ではベースバンド信号の周波数 は0Hzとなるが、温度65℃では-856Hzまで下降す� ��。図23において、特性1101Bは周波数調整部101 0を動作させている場合のベースバンド信号� �周波数を示す。周波数調整部1010は±700kHzま� �局部発振信号の周波数fL2を調整できるので� �ベースバンド信号の周波数差異が-700kHzとな� ��25℃から57.7℃までの温度では周波数fL2の調� ��によりベースバンド信号の周波数を0Hzとす� ��ことができる。しかし、57.7℃以上の温度で はベースバンド信号の周波数差異が周波数調 整部1010の調整範囲を超えるので、ベースバ� �ド信号の周波数は周波数調整部1010を動作さ� ��ない特性1101Aと同じ傾きで下降する。この� �態では復調部1011では周波数同期がとれず、� ��ースバンド信号の復調処理を行うことはで� ��ず、57.7℃以上の温度では受信装置1101は信� �SRを受信できない。同様に、25℃から温度が� ��降する場合には、-7.7℃温度までしか周波数 調整部1010は動作しない。このように、比較� �の受信装置1101は、基準発振器1004がシリコン よりなるMEMS振動子1004Aで基準発振信号SREF1を� ��生する場合は、-7.7℃~+57.7℃の温度範囲しか 受信装置1101は受信信号SRを受信できず、全使 用温度範囲(-40℃~+85℃)をカバーすることがで きない。

 実施の形態9による受信装置1000では、温� �センサ1005の検出した温度に基づいて局部発� ��信号SL1の周波数fL1を調整することにより、� ��度変化に起因する基準発振信号SREF1の周波� �fREF1の変化を補償する。図23は受信装置1000の シンセサイザ部1003のブロック図である。シ� �セサイザ部1003は、局部発振信号SL1を発生す� ��電圧制御発振器(VCO)1204と、基準発振信号SREF 1と比較信号の位相差に応じた信号を出力す� �位相比較器1202と、位相比較器1202が出力する 信号の低域成分の信号を出力するループフィ ルタ1203と、局部発振信号SL1を分周して比較� �号を出力する分周器1205とからなり、フェー� ��ロックドループ(PLL)を構成している。位相� �較器1202が出力する信号は基準発振信号SREF1� �比較信号の位相差に比例したパルス幅を有� �る。分周器1205は周波数調整部1006が設定した 分周数Mで局部発振信号SL1を分周して、周波� �fREF1/Mを有する比較信号を出力する。VCO1204は 、ループフィルタ1203が出力する信号に基づ� �て周波数fL1を決定する。PLLの動作により、� �波数fL1/Mと周波数fREF1が同一になるようにル� ��プフィルタ1203の出力する電圧が収束する。 したがって、局部発振信号SL1の周波数fL1は式 7で表される。

 fL1=fREF1×M …(式7)
 周波数調整部1006は分周器1205の分周数Mを制� ��することにより、シンセサイザ部1003から所 望の周波数fL1を有する局部発振信号SL1を出力 させることができる。分周器1205において分� �分周を実現する方法としてフラクショナルN� ��式やδσ方式が用いられており、これらの方 式を用いることにより、周波数fL1の設定分解 能を格段に小さくすることが可能となる。

 基準発振信号SREF1が10MHzの場合に、局部発 振信号SL1の周波数fL1を713MHzにするためには、 周波数調整部1006は分周器1205の分周数Mを71.3� �設定する。

 基準発振器1004がシリコンよりなるMEMS振� �子1004Aを有する場合には、温度の変動に対応 して基準発振信号SREF1の周波数fREF1が大きく� �動する。温度センサ1005は基準発振器1004、特 にMEMS振動子1004Aの周囲温度を検出し、周波数 調整部1006は検出された温度に基づいて分周� �1205の分周数Mを制御し、周波数fL1を一定の値 に保つことができる。以下、シリコンよりな るMEMS振動子1004Aを有する基準発振器1004の出� �する基準発振信号SREF1の周波数fREF1が温度25� �で10MHzであり、シンセサイザ部1003が出力す� �局部発振信号SL1の周波数fL1が713MHzである場� �の受信装置1000の動作について説明する。MEMS 振動子1004Aの温度が25℃である場合には、前� �の通り、周波数調整部1006は分周器1205の分周 数Mを71.3と設定する。MEMS振動子1004Aの温度が3 0℃となった場合には、振動子1004Aの1次の温� �係数αが-30ppm/℃なので、周波数fREF1は9.9985MHz (=10MHz+10MHz×(-30ppm/℃)×5℃)となる。したがっ� �、周波数調整部1006は分周器1205の分周数Mを71 .3107(=713MHz/9.9985MHz)に設定する。このように、 周波数調整部1006は温度センサ1005の検出した� ��度に基づき、分周器1205の分周数Mを制御す� �ことにより周波数fL1を一定の値に保つこと� �できる。なお、周波数調整部1006は温度セン� ��1005が検出した温度と振動子1004Aの温度係数� �に基づいて周波数fL1を得るための分周数Mを� ��出する。または、周波数調整部1006は、温度 の複数の値と、それらにそれぞれ対応する分 周数Mの複数の値とをあらかじめ記憶しても� �く、検出された温度の値に対応する値に分� �数Mを設定してもよい。

 周波数調整部1006は分周器1205の分周数Mを� ��御することにより、VCO1204の周波数可変幅(� �百MHz~数GHz)にわたってfL1を調整することがで きる。また、温度センサ1005は半導体ベース� �温度センサやサーミスタなどを用いること� �できるが、その温度検出範囲は使用温度範� �(-40℃~+85℃)に比べて十分に広い。すなわち� �周波数調整部1010による調整範囲が±700kHzで� �るのに対し、周波数調整部1006はシリコンよ� ��なるMEMS振動子1004Aの温度特性に起因する局� ��発振信号SL1の周波数fL1の変化幅(約2674kHz)を� ��分に調整することができる。

 周波数調整部1010は、放送局の局部発振信 号と局部発振信号SL1の周波数差異、若しくは 伝送路に起因して発生した周波数差異を調整 することができる。周波数調整部1006はMEMS振� ��子1004Aの周囲温度のみに基づいて周波数fL1� �調整するので、放送局の局部発振信号がオ� �セットを有する場合や、伝送路に起因して� �信信号の周波数にオフセットが生じた場合� �は、周波数fL1を正確に調整することができ� �い。実施の形態9による受信装置1000は、周波 数調整部1006がMEMS振動子1004Aの温度特性に起� �する局部発振信号SL1の周波数fL1の広範な範� �の変化を調整し、周波数調整部1010が、放送� ��の局部発振信号のオフセットと伝送路に起� ��するオフセットによる周波数fL1のずれを調� ��することができる。

 また、実施の形態9による受信装置1000で� �、周波数同期が未確立の期間でも、局部発� �信号SL1の周波数fL1の差異を調整することが� �きる。すなわち、受信信号SRのレベルが低い ときに周波数変動検出器1010Aが基準シンボル� ��検出できず周波数同期が取れない場合、ま� ��は、選局直後で周波数同期が確立していな� ��場合は、周波数調整部1010は局部発振信号SL1 の周波数fL1の差異を調整することができない 。しかし、これらの場合でも、周波数調整部 1006は温度センサ1005の検出した温度に基づい� ��周波数同期の有無に関わらず、常に周波数f L1の調整が可能である。

 実施の形態9による受信装置1000では、温� �の変化に対して短い時間で応答する効果を� �有する。周波数調整部1010は数百ミリ秒の応� ��速度を有し、例えば、キャリアの間隔の0.4� ��の周波数差異を約250シンボルで収束させる� ��とができる。ISDB-T規格では、キャリアの間� ��は約1kHzであり、1シンボルの期間は約1ミリ� ��である。したがって、周波数調整部1010は約 400Hzの周波数差異を約250ミリ秒で収束させる� ��とができ、1.6kHz/秒(=400Hz/0.25秒)の周波数の� �整速度を有する。したがって、MEMS振動子1004 Aを有する基準発振器1004の出力する基準発振� ��号SREF1の周波数fREF1が2.24ppm/秒(=1.6kHz/713MHz)を 超える速さで変動する場合にはこの変動に追 従できない。したがって、MEMS振動子1004Aの温 度が0.075℃/秒(=2.24/30)以上で変化した場合に� �、受信品質が劣化する。一方、温度センサ10 05の温度検出速度は周波数調整部1010の収束速 度に比べて十分に速いので、周波数調整部100 6が十分速い速さで周波数fL1を調整すること� �より、0.075℃/秒を超える温度変化に対して� �局部発振信号SL1の周波数差異を調整するこ� �ができる。

 温度センサ1005としては、一般的に用いら れている半導体を流れる電流の温度特性を利 用したような半導体ベースのセンサや、サー ミスタなどを用いることができる。また、例 えば互いに異なる温度特性を有する2つの振� �子の周波数の差から間接的に温度を検出す� �ことができる。或いは、別のクロックや周� �数を有する信号との比較や乗算により、そ� �差分を検知して、温度に起因する基準発振� �号SREF1の周波数fREF1のずれを検出することが� ��きる。そのクロックとしては、希望波とな� ��受信信号SRそのものや、全地球測位システ� �(GPS)用の信号、或いは、受信装置の他の回路 ブロックから供給された信号を用いることが できる。このように、温度センサ1005として� �温度を直接的に或いは間接的に検出する装� �を用いることができる。

 また、受信装置1000は基準発振器1004を内� �しているが、基準発振信号SREF1を受信装置100 0の外部の基準発振器から入力する入力端子� �備えてもよい。これにより、受信装置1000は� ��の回路と基準発振器を共用することができ� ��。

 また、受信装置1000では基準発振器1009の出� �する基準発振信号SREF2に基づいて局部発振信 号SL2を発生する。基準発振器1009もシリコン� �の半導体よりなるMEMS振動子を有していても� ��い。受信装置1000は基準発振器1009を備えず� �、基準発振器1004が出力する基準発振信号SREF 1に基づいて局部発振信号SL2を発生してもよ� �。これにより、受信装置1000の更に小型化、� ��コスト化を実現することが可能となる。こ� ��らの場合は、局部発振信号SL2の周波数fL2もM EMS振動子の温度特性に起因して変動する。局 部発振信号SL2の周波数fL2が低い場合には、周 波数fL2の変動幅は周波数調整部1010の調整範� �内となるので、周波数調整部1010は正しく周� ��数fL2を調整することができる。局部発振周� ��数は約2674kHzの変動幅で変動するが、中間周 波数信号SIFの周波数が57MHzの場合は、使用温� ��範囲内において局部発振信号SL2の周波数fL2� ��変動する変動幅は約214kHz(=57MHz×3750×10 ^-6 )となる。

 また、周波数変換器1002は受信信号SRを周� ��数変換するが、受信装置1000は周波数変換器 1002の前段に接続されて受信信号SRを処理する 他の回路をさらに備えてもよい。また、受信 装置1000は周波数変換器1002、1007の間に接続さ れた他の回路をさらに備えてもよい。

 また、周波数調整部1010は周波数変換器100 7の出力する信号に基づいて局部発振信号SL1� �周波数fL1を調整してもよい。周波数調整部10 06は温度センサ1005の検出する温度に基づいて 局部発振信号SL2の周波数fL2を調整してもよい 。

 また、周波数調整部1006は温度センサ1005� �検出する温度の時間変化率に基づいて局部� �振信号SL1の周波数fL1を調整してもよい。例� �ば、温度の時間変化率に基づき周波数調整� �1006が分周器1205の分周数Mを所定周期で所定� �ずつ増加あるいは減少させることにより、� �準発振信号SREF1の周波数変化率を分周数Mの� �御速度で相殺することができ、局部発振信� �SL1の周波数fL1の時間変動を抑制することが� �きる。同様に、周波数調整部1010は、周波数� ��換器1007が出力する周波数の時間変化率に基 づいて局部発振信号SL1、SL2の周波数fL1、fL2を 調整してもよい。

 また、受信装置1000はデジタル放送信号を 受信するが、携帯電話の信号や無線LANの信号 を受信する受信装置であってもよい。携帯電 話や無線LANの信号の周波数はそれぞれ約2.4GHz 、約1.8GHzとデジタル放送よりも高い。受信信 号SRがこのような高い周波数を有する場合に� ��、基準発振信号SREF1の周波数fREF1の変動に起 因する局部発振信号SL1の周波数fL1変動する幅 は更に大きくなる。したがって、MEMS振動子10 04Aで基準発振器1004を構成する場合は、周波� �調整部1110のみで周波数fL1の調整を行うこと� ��更に困難となり、周波数調整部1006、1110の� �方で周波数fL1を調整することができる。

 (実施の形態10)
 図24は実施の形態10における受信装置1901の� �ロック図である。図24において、図17に示す� ��施の形態9による受信装置1000と同じ部分に� �同じ参照番号を付し、その説明を省略する� �受信装置1901は図17に示す受信装置1000の周波� ��調整部1006の代わりに周波数調整部1902を備� �、制御部1903をさらに備える。

 制御部1903は、周波数調整部1010が調整す� �周波数の量に基づいてイネーブル信号SENを� �力し、周波数調整部1902はイネーブル信号SEN� ��基づいて動作と非動作が切替えられる。制� ��部1903は、閾値を格納する閾値メモリ1904と� �周波数を調整する量とその閾値とを比較し� �イネーブル信号SENを出力する比較器1905とで� ��成される。受信装置1901は、さらに安定して 周波数fL1の調整を行うことができる。

 周波数調整部1902は実施の形態9による受� �装置1000の周波数調整部1006と同様に、温度セ ンサ1005が検出した温度に基づいて局部発振� �号SL1の周波数fL1を調整し、MEMS振動子1004Aの� �度特性に起因する周波数fL1の変動幅にわた� �て周波数fL1の調整を行うことが可能である� �しかし、周波数調整部1902は、周波数調整部1 110では発生しない課題が発生する場合がある 。この課題は、温度センサ1005の検出分解能� �起因し、以下に説明する。温度センサ1005は� ��検出した温度に応じた電圧等のアナログ信� ��を出力するセンサ素子1005Aと、そのアナロ� �信号をデジタル信号に変換するアナログ/デ� ��タル(A/D)コンバータ1005Bとを有する。温度セ ンサ1005は、半導体ベースのものやサーミス� �等のセンサ素子1005Aの種類にかかわらずA/Dコ ンバータ1005Bを備える。A/Dコンバータ1005Bの� �子化雑音により、温度の検出分解能は高々± 0.1℃である。この検出分解能により、周波数 調整部1902の周波数調整の分解能が律束され� �。具体的には、シリコンよりなるMEMS振動子1 004Aの温度係数αは-30ppm/℃であるので、温度� �ンサ1005の検出分解能が0.1℃である場合には� ��周波数調整部1902の周波数調整の分解能は3pp m(=30ppm/℃×0.1℃)となる。したがって、局部発 振信号SL1の周波数fL1が713MHzである場合は、周 波数調整部1902の周波数調整の分解能は2.14kHz� ��なりこの値が周波数fL1を調整する最小の幅� ��なる。この幅は、変復調方式によっては復� ��部1011の復調処理に悪影響を与える場合があ る。例えばISDB-T規格では、OFDM信号を構成す� �各キャリアは約1kHz間隔で配置されている。� ��ンセサイザ部1003の出力する信号の周波数を 2.14kHzだけ変動させると、ベースバンド信号� �周波数は2キャリア分以上の幅で変動し、復� ��部1011の周波数同期に悪影響を与え、受信品 質の劣化をもたらす。

 図25は実施の形態9における受信装置1000の シリコンよりなるMEMS振動子1004Aの温度が25℃� ��ら65℃まで上昇したときのベースバンド信� �の周波数の変動を示す。図25において、特性 1902Aは周波数調整部1006、1010の双方とも動作� �せない場合のベースバンド信号の周波数を� �し、特性1902Bは周波数調整部1006、1010を双方� ��もに動作させた場合のベースバンド信号の� ��波数を示す。周波数調整部1902は十分広範囲 に周波数fL1を調整することができるので時間 t1で温度65℃になり、特性1902Aでベースバンド 信号の周波数が-856kHzとなった場合でも、特� �1902Bでベースバンド信号の周波数を0Hzとする ことが可能である。周波数調整部1006は2.14kHz� ��単位でしか周波数fL1を調整することができ� ��いので、温度変化に対して十分速くシンセ� ��イザ部1003を制御しても、周波数fL1を調整す るたびに2.14kHzの幅の変動である調整リップ� �を生じる。この調整リップルは、前述の通� �、復調部1011に悪影響を与え、受信品質の劣� ��をもたらす場合がある。

 この調整リップルは、周波数調整部1006、 1010が互いに独立に動作していることに起因� �て発生する。周波数調整部1010は、受信信号� ��含まれる基準シンボルや信号形式の特徴を� ��いて周波数差異を検出するので、調整分解� ��は十分小さくできるメリットがある。実施� ��形態9による受信装置1000では、調整分解能� �10Hz以下に抑えられ、調整リップルはこの調� ��分解能以下となり、図22に示すように、調� �リップルは生じない。一方、周波数調整部10 10は周波数fL1の調整幅が例えば±700kHzと狭い� �いうデメリットがある。周波数調整部1006は� ��度センサ1005が検出した温度に基づいて周波 数差異を算出するので、周波数fL1の調整幅を 十分大きくできるめりっとがある。一方、周 波数調整部1006の調整分解能は温度センサの� �解能に起因して大きく、図25に示すように、 2.14kHzの調整リップルが生じるというデメリ� �トがある。これらの特徴は、デジタル放送� �受信装置に限らず携帯受信装置や無線LAN装� �でも同様である。

 そこで、2つの周波数調整部1006(1902)、1010� ��メリットとデメリットが互いに相反する関� ��にあることに着目し、制御部1903は2つの周� �数調整部1006(1902)、1010を連係動作させること により、復調部1011に与える悪影響を軽減す� �。

 具体的には、制御部1903は、周波数調整部 1010が周波数fL2を調整する量が所定の閾値以� �である場合には周波数調整部1902を動作させ� ��に周波数調整部1010のみを動作させ、周波数 調整部1010が周波数fL2を調整する量が所定の� �値を超えた場合に周波数調整部1902を動作さ� ��る。以下、制御部1903の動作について説明す る。閾値メモリ1904には、例えば、周波数調� �部1010の調整範囲である700kHzの閾値があらか� ��め記憶されている。比較器1905は周波数調整 部1010が調整する周波数の量と閾値メモリ1904� ��格納された閾値を比較し、周波数調整部1010 が調整する周波数の量の絶対値が閾値よりも 小さい場合にはイネーブル信号SENを出力せず に周波数調整部1902を動作させない。一方、� �波数調整部1010が調整する周波数の量の絶対� ��が閾値よりも大きい場合には、比較器1905は イネーブル信号SENを出力して周波数調整部190 2を動作させ、温度センサ1005の検出した温度� ��基づいて局部発振信号SL1の周波数fL1を調整� ��る。これにより、局部発振信号SL1及び中間� ��波数信号SIFの周波数差異が除去される。こ� ��結果、周波数調整部1010が調整する周波数の は徐々に0Hzに収束し、周波数調整部1010は±700 kHzの範囲で周波数fL2を調整することができる 。これにより周波数調整部1010が調整する周� �数の量の絶対値が閾値メモリ1904に記憶され� ��いる閾値以下となるので、比較器1905はイネ ーブル信号SENを出力しない。局部発振信号SL1 の周波数fL1にさらに700kHzのずれが生ずるまで は周波数調整部1902は動作しないので、周波� �調整部1902の動作に起因する調整リップルの� ��生は大幅に抑制される。

 図26は実施の形態10による受信装置1901の� �ースバンド信号の周波数の変動を示す。図26 において、特性1901Aは周波数調整部1010、1902� �共に動作していない場合のベースバンド信� �の周波数の変動を示す。特性1901Bは制御部190 3が周波数調整部1010、1902を上記のように制御 した場合のベースバンド信号の周波数の変動 を示す。閾値メモリ1904は700kHzの閾値を記憶� �ているので、周波数調整部1010が調整する周� ��数の量が-700kHzとなるまでは比較器1905はイ� �ーブル信号SENを出力しない。したがって、� �波数調整部1902は動作せず、周波数調整部1010 のみが動作しているので、図23と同様に調整� ��ップルはほとんど生じない。周波数調整部1 010が調整する周波数の量が-700kHzを越えた時� �で、比較器1905はイネーブル信号SENを出力す� ��。これにより周波数調整部1902が動作し、温 度センサ1005の検出する温度に基づいて局部� �振信号SL1の周波数fL1を調整する。これによ� �、局部発振信号SL1の周波数fL1及び中間周波� �信号SIFの周波数の差異が除去される。一方� �この時点で周波数調整部1010の調整する量は- 700kHzであるので、ベースバンド信号は+700kHz� �なる。しかし、周波数調整部1010は数百ミリ� ��で追従してベースバンド信号を0Hzに収束さ� ��るので、復調部1011へ与える影響は高々数百 ミリ秒である。この後は、周波数調整部1010� �調整する周波数の量の絶対値が700kHzを超え� �までは、制御部1903は周波数調整部1902を動作 させず、周波数調整部1010のみを動作させる� �で、周波数調整部1902の動作に起因する調整� ��ップルの発生を抑制することができる。

 以上に説明したように、実施の形態10に� �る受信装置1901では、周波数調整部1010の小さ い調整分解能のメリットを活かしてベースバ ンド信号の周波数を安定的に調整するととも に、狭い調整範囲のデメリットを周波数調整 部1902により補う。また周波数調整部1902の動� ��する頻度を減らすことにより、周波数調整� ��1902による調整リップルのデメリットを抑制 することが可能となる。

 また、閾値メモリ1904は調整する周波数の 量の時間変化率を閾値として記憶してもよい 。この場合には、制御部1903は、周波数調整� �1010が調整する周波数の量の時間変化率の絶� ��値がその閾値を超えた場合に、比較器1905が イネーブル信号SENを出力する。周波数調整部 1010は周波数を調整する所定の速さを有し、� �施の形態9による受信装置1901では、その速さ は1.6kHz/秒である。この速さを超えて局部発� �信号SL1の周波数fL1の差異が生ずる場合には� �周波数調整部1010の調整範囲内であってもベ� ��スバンド信号の周波数は変動し、受信品質� ��劣化する。調整する周波数の量の時間変化� ��に基づいて比較器1905がイネーブル信号SENを 出力して周波数調整部1902を動作させること� �より、MEMS振動子1004Aの温度の時間変化率が� �きい場合でも、受信品質の劣化を抑制する� �とが可能となる。

 図27は実施の形態10による他の受信装置200 1のブロック図である。図27において、図24に� ��す受信装置1901と同じ部分には同じ参照番号 を付し、その説明を省略する。受信装置2001� �、図24に示す受信装置の制御部1903の代わり� �制御部2003を備える。制御部2003は温度センサ 1005が検出する温度に基づいて周波数調整部20 02にイネーブル信号SENを出力する。制御部2003 は、温度の閾値を格納する閾値メモリ2004と� �温度センサ1005の検出した温度とその閾値を� ��較しイネーブル信号SENを出力する比較器2005 とで構成される。制御部2003は、検出された� �度の絶対値が閾値を超えた場合のみ、周波� �調整部2002を動作させる。この構成により、� ��受信時等の期間において周波数調整部1010が 周波数fL2の変動を検出できない場合であって も、局部発振信号SL1の周波数fL1を調整するこ とができる。また、制御部2003は検出された� �度の時間変化率に基づいて周波数調整部2002� ��動作を制御してもよい。これにより、周波� ��調整部1010の調整できる速さを超える速さで 温度が変化した場合に、周波数調整部2002を� �作させることができる。

 制御部1903、2003は回路で構成してもよいし� �フトウェアで実現してもよい。制御部1903、2 003は復調部1011に内蔵されてもよく、または� �復調部1011の後段に接続される表示部に内蔵� ��れてもよい。実施の形態10では、周波数調� �部1010の調整する周波数の範囲を±700kHzとし� �が、実際には周波数調整部1010に含まれる基� ��シンボルとの比較用メモリのサイズ削減の� ��めに、その範囲は±100kHz程度に制限されて� �る場合が多く、この場合には、閾値メモリ19 04に格納する閾値を100kHzとする。また、さら� ��マージンを確保するために閾値を、周波数� ��整部1010が調整可能な周波数の範囲より小さ い50kHz等の値にしてもよい。また、シリコン� ��りなるMEMS振動子1004Aの温度係数αを-30ppm/℃� ��して説明したが、振動子1004Aを多結晶シリ� �ンで形成することにより温度係数αを約-22ppm /℃にまで改善することができる。さらにシ� �コンと逆の周波数温度特性を有するSiO ₂ とシリコンとを組み合わせることで温度係数 αを数ppm/℃程度に改善することができる。こ のように、振動子1004Aの温度係数αが改善さ� �た場合には、閾値メモリ2004が記憶する温度� ��閾値を上げることができる。

 (実施の形態11)
 図28は実施の形態11における受信装置2301の� �ロック図である。図28において、図24に示す� ��信装置1901と同じ部分には同じ参照番号を付 し、その説明を省略する。受信装置2001は、� �24に示す受信装置1901の制御部1903の代わりに� ��御部2303を備える。

 制御部2303は復調部2305の出力するタイミ� �グ信号STに基づいて周波数調整部1902の動作� �制御している。復調部2305は周波数変動の復� ��への影響が軽微な期間を検出し、この期間� ��タイミング信号STを出力する。これにより� �図26に示す、周波数調整部1902の動作に起因� �る一時的な周波数のずれによる受信品質の� �化を回避することができる。

 この周波数のずれにより通常は復調部2305 が行う復調処理に悪影響を与えるが、送受信 方式によっては必ずしも全ての時間で復調処 理に大きな影響を与えるわけではない。例え ば、時分割多元接続(TDMA)方式では、自端末に 割り当てられた通信時間以外は周波数変動が 発生しても復調処理に与える影響は小さい。 また、デジタル放送の受信装置においても、 OFDM信号のガードインターバルの期間では有� �シンボルの期間と比べて周波数変動が復調� �理に与える影響は小さい。また、チャンネ� �選局の期間は復調処理が中断するので、周� �数の変動は許容される。復調部2305はこのよ� ��な期間にタイミング信号STを出力する。制� �部2303はタイミング信号STが出力されている� �間に、周波数調整部1010が調整する周波数の� ��に基づいてイネーブル信号SEN1を出力する。 具体的には、比較器1905の出力する信号SENと� �調部2305のタイミング信号STとをAND回路2304に� ��力し、両方が有効な期間のみイネーブル信� ��SEN1を出力する。制御部2303がイネーブル信� �SEN1を出力していないときには周波数調整部1 902は動作しない。制御部2303がイネーブル信� �SEN1を出力しているときには、周波数調整部1 902は動作して周波数fL1を調整する。イネーブ ル信号SEN1が出力されている期間は、周波数� �変動が復調処理へ与える影響は軽微な期間� �あるので、制御部2303は、復調処理に影響を� ��えずに、周波数調整部1902を動作させて周波 数fL1を調整することができる。

 (実施の形態12)
 図29は実施の形態12による受信装置2401のブ� �ック図である。図29において、図24に示す受� ��装置1901と同じ部分には同じ参照番号を付し 、その説明を省略する。受信装置2401は、図24 に示す受信装置1901の制御部1903と周波数調整� ��1010の代わりに制御部2403と周波数調整部2402� ��備える。制御部2403は周波数調整部2402に接� �されている。制御部2403はイネーブル信号SEN� ��出力して周波数調整部1902を動作させている 際に、周波数調整部2402に所定値D1を出力する 。周波数調整部2402は所定値D1に基づいて局部 発振信号SL2の周波数fL2を調整する。典型的に は、制御部2403は周波数調整部1902を動作させ� ��際に、周波数調整部2402に送る所定値D1を0Hz� ��設定する。制御部2403は、シンセサイザ部100 3の出力する周波数fL1または受信信号SRの周波 数が所定のオフセットを有する場合は、この オフセットを所定値D1に設定する。これによ� ��、図26に示す、周波数調整部1902の動作に起� ��する一時的な周波数のずれの影響を軽減す� ��ことができる。図30は受信装置2401のベース� ��ンド信号の周波数を示す。図30において、� �較器1905がイネーブル信号SENを出力した際に� ��制御部2403が周波数調整部2402に送る所定値D1 を0Hzに設定している。この場合、周波数調整 部1902が動作することにより局部発振信号SL1� �周波数fL1の変動は除去され、同時に周波数� �整部2402が調整する周波数の量が0Hzとなるの� ��、特性2401Aに示すように、周波数調整部1902� ��動作に起因する一時的な周波数のずれは発� ��しない。実際には、周波数調整部1902の動作 により局部発振信号SL1の周波数fL1の変動が除 去されるタイミングと、周波数調整部2402が� �定値D1を基に周波数を調整するタイミングと を合わせる必要があるが、周波数調整部1902� �動作より復調部2305への悪影響を大幅に軽減� ��ることが可能となる。

 (実施の形態13)
 図31は実施の形態13による受信装置2601のブ� �ック図である。図31において、図24に示す受� ��装置1901と同じ部分には同じ参照番号を付し 、その説明を省略する。受信装置2601は、図24 に示す受信装置1901の制御部1903と周波数調整� ��1902とシンセサイザ部1003の代わりに制御部26 09と周波数調整部2508とシンセサイザ部2602を� �える。シンセサイザ部2602は、基準発振信号S REF1と比較信号の位相差に比例したパルス幅� �有する信号を出力する位相比較器2603と、位� ��比較器2603が出力する信号の低域成分の信号 を出力するループフィルタ2604と、局部発振� �号SL1を発生する電圧制御発振器(VCO)2605と、� �準発振信号SREF1及び周波数調整部2608からの� �定値に基づいてオーバーフロー信号を出力� �るアキュムレータ2607と、VCO2605の出力する信 号を分周して比較信号を出力する可変分周器 2606とからなり、PLLを構成している。VCO2605は� ��ループフィルタ2604が出力する信号に基づい て局部発振信号SL1の周波数fL1を決定する。可 変分周器2606は局部発振信号SL1を、周波数調� �部2608からの設定値及びオーバーフロー信号� ��基づいて決定する分周数で分周する。制御� ��2609は周波数調整部1010の出力する信号に基� �いて周波数調整部2608の動作を制御している� ��

 可変分周器2606の分周数は分数に設定する ことができる。アキュムレータ2607は周波数� �整部2608から最大値Q以下の分数分周数Fを設� �することができ、基準発振信号SREF1に基づい て分数分周数Fを加算する。加算した値が最� �値Qを超えた時点でアキュムレータ2607はオー バーフロー信号を出力する。また、可変分周 器2606は周波数調整部2608から整数分周数Mを設 定することができ、アキュムレータ2607から� �オーバーフロー信号が入力されるたびに分� �数をMまたはM+1に切替える。その結果、可変� ��周器2606が位相比較器2603に対して出力する� �較信号の周波数は、VCO2605の出力する信号SL1� ��周波数fL1を分周数Mで分周した周波数と、分 周数M+1で分周した周波数とに交互に切り替わ る。長時間平均において分周数は分周数Mと� �周数M+1との間の値に設定できる。したがっ� �、基準発振信号SREF1の周波数fREF1によりVCO2605 が出力する局部発振信号SL1の周波数fL1は式8� �表される。

 fL1=fREF1×(M+F/Q) …(式8)
 シンセサイザ部2602では基準発振信号SREF1の� ��波数fREF1を下げずに、非常に小さな調整分� �能を得ることができる。例えば、アキュム� �ータ2607が20ビットである場合には、最大値Q� ��2 ²⁰ となる。周波数fREF1が10MHzである場合には、� �波数調整部2608が調整可能な分解能は約9.54Hz( =10MHz/2 ²⁰ )となる。実際には、基準発振器1004とシンセ� ��イザ部2602との間に整数分周器を入れること で分数分周を実現できる。VCO2605と可変分周� �2606の間にプリスケーラを入れることでも分� ��分周を行うことができる。

 シンセサイザ部2602により、周波数調整部 2608を動作させることに起因して発生するリ� �プルをなくすと共に、調整ずれの発生頻度� �抑制することが可能となる。前述の通り、� �波数調整部2608を使用することにより局部発� ��信号SL2の周波数が周波数調整部1010の調整す る範囲を超えないようにできる。しかし、温 度センサ1005の検出できる温度の分解能が高� �0.1℃であることに起因して、周波数調整部26 08は2.14kHz単位の調整リップルをもたらし、受 信品質を劣化させる。しかし、周波数調整部 2608は0.1℃の温度変化を検出した場合に一度� �周波数fL1を2.14kHzだけ周波数を調整せず、復� ��部1011の復調処理に影響を与えない許容周波 数変動量で周波数fL1を調整することにより、 受信品質の劣化を引き起こさず周波数fL1を調 整することが可能となる。ここで、許容周波 数変動量は主として受信装置のドップラー耐 性で決定される。一般に携帯電話やポータブ ルテレビなどの携帯型の受信装置は移動しな がら信号SRを受信するので、受信信号SRのレ� �ルは時間変動する。この時間変動は移動速� �及び受信信号SRの周波数から定まるドップラ ー周波数と相関がある。受信装置が信号を正 しく受信することができる最大のドップラー 周波数をドップラー耐性と言う。例えば、ド ップラー耐性が100Hzの場合、受信信号SRの周� �数が100Hzで変動しても受信が可能である。こ れは、100Hzのドップラー周波数に対応する移� ��速度で受信可能なことを意味する。受信装� ��のドップラー耐性は主として復調部1011の伝 送路推定方法で決まる。

 ここで、復調部1011にとっては、受信信号 SRの周波数の変動と、局部発振信号SL1の周波� ��fL1の変動は等価である。つまり、周波数変� ��器1002は受信信号SRと局部発振信号SL1の周波� ��fL1との差の周波数の信号SIFを出力する。し� ��がって、局部発振信号SL1の周波数fL1の変動� ��受信信号SRのドップラー周波数に起因する� �動と同じように復調部1011へ入力されるベー� ��バンド信号の周波数を変動させる。したが� ��て、復調部1011が100Hzのドップラー耐性を有� ��る場合は、局部発振信号SL1の周波数fL1変動� ��100Hz以内であれば、受信装置2601は受信信号S Rを受信できる。

 このように復調部1011の許容周波数変動量 は主としてドップラー耐性で規定される。周 波数調整部2608はこの許容周波数変動量より� �さい単位で分周数を制御することにより、� �整リップルをなくすことができる。ここで� �許容周波数変動量より小さい単位で分周数� �制御するために、シンセサイザ部2602は分数� ��周の可能なPLLを用いる。シンセサイザ部2602 では、20ビットのアキュムレータ2607により、 約9.54Hzの単位で周波数fL1を調整することがで きる。したがって、復調部1011の許容周波数� �動量が100Hzである場合は、周波数調整部2608� �分数分周数Fを10ずつ増やす、あるいは減ず� �ように設定すれば、局部発振信号SL1の周波� �fL1は約95.4Hzの幅で変えることができる。こ� �幅は復調部1011の許容周波数変動量より小さ� ��ので、復調部1011はベースバンド信号を復調 することができる。

 以下、制御部2609が周波数調整部2608を動� �させることに起因して発生する調整ずれの� �生頻度を抑制する方法について説明する。� �波数調整部1010はベースバンド信号に基づい� ��周波数を調整する量を出力し、制御部2609は この量が閾値を超えたらイネーブル信号SENを 周波数調整部2608に出力する。また、周波数� �整部2608はイネーブル信号SENが出力された場� ��に、温度センサ1005の検出する温度に基づい て、シンセサイザ部2602の分数分周数F及び整� ��分周数Mを設定する。このとき、制御部2609� �、周波数調整部1010に対して所定値を出力し� ��もよい。一方、制御部2609がイネーブル信号 SENを出力していない時には、周波数調整部260 8は温度センサ1005の検出する温度に基づいて� ��復調部1011の許容周波数変動量より小さい単 位でシンセサイザ部2602の分数分周数Fを設定� ��る。具体的には、温度が0.1℃上昇した場合� ��は、局部発振信号SL1の周波数fL1を約2.14kHzだ け小さくする必要がある。分数分周数Fを10ず つ増加することにより、局部発振信号SL1の周 波数fL1を約95.4Hzずつ低くする。したがって、 周波数調整部2608は所定の周期で23回(2.14kHz/95. 4Hz)だけ分周数を設定することで、復調部1011� ��復調処理を継続したまま、局部発振信号SL1� ��周波数fL1を2.14kHzだけ低くすることができる 。例えば、分周数の設定周期が10ミリ秒であ� ��場合には、0.1℃の温度変化に起因する基準� ��振信号SREF1の周波数fREF1の変動を230ミリ秒で 調整することができる。この場合の調整速度 は0.43℃/秒である。図26では、周波数調整部10 10が調整する周波数の量が-700kHzを超えたとき に周波数調整部2608が動作してベースバンド� �号に調整ずれを生じる。実施の形態13による 受信装置2601では、制御部2609がイネーブル信� ��SENを出力していないときでも、周波数調整� ��2608は許容周波数変動量より小さい単位で局 部発振信号SL1の周波数fL1を調整する。したが って、温度変化率が0.43℃/秒以下の場合は、� ��部発振信号SL2の周波数fL2の変動は周波数調� ��部1010の調整範囲を超えない。このように、 温度変化率が所定値以下であれば、周波数調 整部1010と、許容周波数変動量以下で調整す� �周波数調整部2608を同時に動作させることに� ��り、分周数の大幅調整に起因するベースバ� ��ド信号の調整ずれの発生を防ぐことができ� ��。

 (実施の形態14)
 図32は実施の形態14による受信装置2701のブ� �ック図である。を説明する。図32において、 図17に示す実施の形態9による受信装置1000と� �じ部分には同じ参照番号を付し、その説明� �省略する。受信装置2701は、図17に示す受信� �置1000の周波数調整部1006と復調部1011の代わ� �に周波数調整部2702と復調部2703を備える。復 調部2703は同期検出信号SSを出力し、周波数調 整部2702には同期検出信号SSと、周波数調整部 1010が調整する周波数の量が入力されている� �

 復調部2703は、ベースバンド信号に基づい て周波数同期を取った後にベースバンド信号 を復調する。復調部2703は周波数同期が取れ� �いる期間に同期検出信号SSを出力し、周波数 同期が取れていない期間は同期検出信号SSを� ��力しない。周波数調整部2702は、同期検出信 号SSが入力されている期間は、周波数調整部1 010は調整する周波数の量に基づいて局部発振 信号SL1の周波数fL1を調整し、同期検出信号SS� ��入力されていない期間は温度センサ1005の検 出する温度に基づいて局部発振信号SL1の周波 数fL1を調整する。これにより、受信装置2701� �、周波数同期が取れている期間は調整分解� �を高くすることができ、周波数同期が取れ� �いない期間は温度センサ1005で検出した温度� ��基づいて周波数fL1、fL2を調整することがで� ��る。

 このように、周波数同期が取れている期� ��は、周波数fL2の差異の分解能の小さい周波� ��調整部1010のみに基づいて周波数fL2を調整す ることができる。

 復調部2703ではなく、周波数調整部1010が� �期検出信号を出力してもよい。

 実施の形態1~14による受信装置では、MEMS振� �子114、1004Aとして、シリコン等の半導体材料 よりなる振動子、ポリシリコンよりなる振動 子である。MEMS振動子114、1004Aは、AlN、ZnO、PZT 等の薄膜圧電材料をベースとした薄膜バルク 弾性共振器(Film Bulk Acoustic Resonator:FBAR)や、S iO ₂ などの他の薄膜材料をベースとした振動子で あってもよい。また、MEMS振動子114、1004Aは弾 性表面波を用いた弾性表面波(SAW)振動子や、� ��なる物質の境界を伝播する境界波を用いた� ��性境界波振動子であってもよい。これらの� ��動子は、ATカット水晶振動子と同程度の周� �数温度特性を有しておらず、そのほとんど� �1次の温度係数αはゼロではない。例えば、� �加する電界と同一方向に振動する厚み縦振� �でAlNよりなるFBARの振動子の温度係数α-25ppm/� ��であり、ZnOよりなる振動子の温度係数αは-6 0ppm/℃程度である。また、でも、基材に36°y� �ットのタンタル酸リチウムよりなるSAW振動� �の温度係数αは-35ppm/℃程度であり、64°Yカッ トのニオブ酸リチウムよりなるSAW振動子の温 度係数αは-72ppm/℃程度である。これらの振動 子は、水晶振動子より小型にでき、実施の形 態1~14によるシンセサイザや受信装置で用い� �ことができる。また、これらの振動子は半� �体ICと一体化することができる。半導体ICの� ��くがシリコン基板上に形成されるので、特� ��シリコンよりなるMEMS振動子はICと同時に形� ��できる。また、AlN、ZnOなどの圧電薄膜材料� ��なわちFBARの材料も半導体基板上に、配向さ せ、成膜できるので、振動子をICと一体化で� ��る。なお、SAWや境界波を用いた振動子や、F BARを用いる場合、小型化するために、より高 い共振周波数を有するように振動子を構成し た方がより好ましく、その場合、PLLを構成し ないシンセサイザが良い場合もある。例えば 、SAW振動子を有する基準発振器に分周器を接 続し、その分周器を調整して周波数を調整す る。また、SAW振動子を有する基準発振器に負 荷容量として、スイッチを有する複数のコン デンサを接続し、スイッチを切り替えること により負荷容量を離散的に切り替えて周波数 を調整することができる。

 シンセサイザ部101、2602はPLLよりなるが、 遅延ロックドループ(DLL)より構成されていて� ��よい。また、シンセサイザ部101、2602は、ダ イレクトデジタルシンセサイザ(DDS)等のルー� ��を構成しないシンセサイザであってもよい� ��シンセサイザ101、2602を構成するDDSは、例え ば、予め信号を記憶するメモリと、その信号 をアナログ信号に変換するデジタル/アナロ� �(A/D)変換器を備えてもよい。また、基準発振 器102に直接接続された分周器で周波数を調整 してもよい。また、基準発振器の負荷インピ ーダンスを調整して周波数を調整してもよい 。基準発振器の負荷印ピーダンスとして、ス イッチを有する複数のコンデンサを基準発振 器に接続し、そのスイッチを切り替えること により負荷インピーダンスを離散的に切り替 えて周波数を調整することができる。

 実施の形態1~14によるシンセサイザは周波 数を大きく変化させることもでき、周波数温 度補償のみならず、チャンネル切替えにも用 いることが可能となる。この場合は、整数分 周数も同時に変化させる。なお、周波数温度 補償の場合でも、分数分周数のみではなく、 整数分周数を切替えても良い。

 なお、ISDB-T規格の受信装置を説明したが� ��放送方式はこれに限るものではない。テレ� ��システムでは、例えば、欧州等での規格で� ��るDVB-T規格やDVB-H規格などのシステムでも良 く、これらのシステムでは、ISDB-T同様のOFDM� �式が採用されており、最小のキャリアの間� �は1kHzである。また、携帯電話システムなど� ��、実施の形態1~14による受信装置を適用して も同様の効果が得られる。例えば、周波数差 異条件の設定では、画像受信の周波数差異条 件の代わりに、通話時の受信品質に着目した 周波数差異条件や、データ受信時にエラーフ リーとなるようなエラーフリーの周波数差異 条件が想定でき、それに応じた所定の周波数 調整分解能を設定する。

 周波数を補償するためのデータを記憶す� ��メモリ117はシンセサイザの外部に備えても� ��い。そのデータは、温度に対応する分周数� ��のものであってもよく、そのデータに基づ� ��て外部で分周数を算出できてもよい。