Die rasche Verbreitung von modernen Übertragungstechnolo- gien, die beispielsweise bei einer Mobilfunkübertragung eingesetzt werden, stellen einen Entwurf von Hochfrequenz- Empfängern (HF-Empfängern) vor große Herausforderungen. Zum einen wächst die Bedeutung von günstigen und effizienten Empfangsstrukturen, die vorzugsweise mit Hilfe von Digital- technik in den immer kleiner werdenden mobilen Empfangstei- len eingesetzt werden können. Aus diesem Grund ist es wich- tig, daß die Empfangsstrukturen bzw. daß Teile der Emp- fangsstrukturen beispielsweise mit Hilfe der MOS- Technologien (MOS ; MOS = metal oxid semiconductor) reali- siert werden können. Zum anderen ist mit wachsenden Über- tragungsraten von Bedeutung, Empfangsstrukturen einzuset- zen, die derartige Übertragungssignale genügend genau bei- spielsweise von einem Frequenzbereich, dem eine Trägerfre- quenz zugeordnet ist, in einen anderen Frequenzbereich, dem eine wählbare Zwischenfrequenz zugeordnet ist, umsetzt, da- mit die Daten möglichst genau demoduliert und detektiert werden, was insbesondere im Hinblick auf eine Erzielung von geringen Bitfehlerwahrscheinlichkeiten wünschenswert ist.

Mit einer wachsenden Verbreitung unterschiedlichster Mobil- funkstandards, wie beispielsweise dem GSM-Standard oder dem UMTS-Standard, ist es notwendig, daß die Empfangsstrukturen flexibel genug sind, so daß sie beispielsweise in einem Empfangsgerät zum Abwärtsmischen von Empfangssignalen, die

verschiedenen Mobilfunkstandards zugeordnet sind, einge- setzt werden können. Hierzu werden Empfängerkonzepte benö- tigt, die möglichst viele Standards durch einen Einsatz von geeigneten HF-Empfängern ermöglicht. Für einen Entwurf der- artiger Empfänger sind neben Kosten, Größe, Leistungs- verbrauch auch Integrationslevel und eine möglichst rasche Erzielung einer Marktreife der jeweiligen Prototypen (time- to-market) von entscheidender Bedeutung.

Der einfachste Ansatz zum Abwärtsmischen eines hochfrequen- ten Signals ist der Homodyn-Empfänger (Direktüberlagerungs- empfänger, direct down receiver oder zero intermediate fre- quency receiver). In Fig. 1 ist ein prinzipieller Aufbau eines Homodyn-Empfängers dargestellt, wie er aus dem Stand der Technik bekannt ist.

Der in Fig. 1 dargestellte Empfänger umfaßt eine Empfangs- antenne 101, ein Bandpaßfilter (HF-Bandpaß) 103, einen rauscharmen Verstärker 105 (LNA ; LNA = low noise ampli- fier), einen Verzweigungspunkt 107, einen ersten Mischer 109, einen zweiten Mischer 111, wobei beide Mischer steuer- bar sind, ein erstes Tiefpaßfilter 113, ein zweites Tief- paßfilter 115 sowie einen Demodulator 117.

Das über die Antenne 101 empfangene Eingangssignal wird zu- nächst durch das Bandpaßfilter 103 gefiltert und dem LNA 105 zugeführt. Das bandpaßgefilterte und verstärkte Emp- fangssignal wird an dem Verzweigungspunkt 107 in ein erstes und in ein zweites Teilempfangssignal aufgeteilt. Das erste Teilempfangssignal wird dem Mischer 109 zugeführt, das zweite Teilempfangssignal wird dem Mischer 111 zugeführt.

Der Mischer 109 wird mit einem ersten Ansteuersignal cos (eo-rt) angesteuert, der zweite Mischer 111 wird mit einem zweiten Ansteuersignal sin (co-rt) angesteuert. (Dr bezeichnet dabei eine Trägerfrequenz, die dem empfangenen hochfrequen- ten Eingangssignal zugeordnet ist. Die beiden Mischer 109 und 111 bewirken somit eine Basisbandmischung des Empfangs- signals. Die nach der Basisbandmischung entstandenen Quad-

raturkomponenten I und Q werden jeweils dem Tiefpaßfilter 113 und 115 zugeführt, um einen gewünschten Kanal zur an- schließenden Demodulation durch den Demodulator 117 auszu- wählen. Die Quadraturkomponenten werden dann dem Demodula- tor 117 zugeführt wo sie je nach verwendeter Modulations- form (beispielsweise einer Quadraturamplitudenmodulation) demoduliert werden, so daß anschließend eine Detektion der übertragenen Daten stattfinden kann.

Nachteilig an dem in Fig. 1 dargestellten Homodyn-Empfänger ist, daß die beiden Ansteuersignale, die für die Mischer 109 und 111 benötigt werden, durch einen Lokaloszillator erzeugt werden müssen, wobei der Lokaloszillator eine Os- zillationsfrequenz aufweist, die gleich der Trägerfrequenz ist. Es erweist sich als schwierig, eine hochfrequente, ab- stimmbare Oszillatorfrequenz zu generieren. Diese muß nicht nur hochpräzise sein, sondern auch zwei um 90 Grad phasen- verschobene Ausgangssignale erzeugen, um I/Q-modulierte Si- gnale herunterzumischen. Eine geringfügige Abweichung (I/Q- Fehlanpassung) führt beispielsweise im Falle einer QAM- Modulation (QAM ; QAM = Quadratur Amplituden Modulation) zu Verzerrungen einer Signalraumkonstellation, bei denen sowohl Amplituden-als auch Phasenungenauigkeiten auftre- ten. Dies führt zu einer erhöhten Bitfehlerwahrscheinlich- keit (BER ; BER = bit error probality). Diese Fehlanpassung kann beispielsweise durch Amplituden-oder Phasenungenauig- keiten, die an dem jeweiligen Mischer 109 oder 111 entste- hen, verursacht werden.

Ein weiterer Nachteil an dem in Fig. 1 dargestellten Homo- dyn-Empfänger ist, daß nach der Basisbandmischung Gleich- spannungsanteile entstehen, die in dem Basisband als Stör- signale erscheinen und die Nutzsignale stören. Diese Gleichspannungsanteile können zwar beispielsweise mit Hilfe eines Kondensators (AC-Kopplung) eliminiert werden, hierbei wird jedoch eine schmalbandige Filterung benötigt, die eine große Einschwingzeit benötigt, die beispielsweise bei einem

TDD-Signal (TDD ; TDD = time domain duplex) dazu führen, daß das Signal nicht rechtzeitig empfangen werden kann.

Ein weiterer Nachteil an dem in Fig. 1 dargestellten Homo- dyn-Empfänger ist ein Rauschen, das insbesondere an einem jeweiligen Ausgang des jeweiligen Mischers 109,111 mehr- fach verstärkt wird. Durch eine direkte Rauschtransformati- on in das Basisband dominiert in diesem niederfrequenten Bereich das 1/f Rauschen einen gesamten Rauschpegel. Wird ein Homodynempfänger, wie er in Fig. 1 dargestellt ist, mit Hilfe der MOS-Technologie hergestellt, so wirkt sich insbe- sondere bei einem Einsatz von MOS-Transistoren das 1/f Rau- schen stark aus, was einem Einsatz von beispielsweise einer CMOS-Technologie zur Herstellung des Homodyn-Mischers u. U. ausschließt.

Die Fehlanpassung kann beispielsweise durch Ungenauigkeiten bei der Ansteuerung des jeweiligen Mischers 109 oder 111 entstehen. Ist beispielsweise eine Phasendifferenz zwischen den beiden Ansteuersignalen, die in dem jeweiligen Mischer 109 und 111 zu einer Multiplikation mit dem jeweiligen Tei- lempfangssignal herangezogen werden, so sind die an den Eingängen des Demodulators 117 anliegenden Quadraturkompo- nenten nicht exakt um 90 Grad zueinander phasenverschoben, was zu einer Erhöhung der Bitfehlerwahrscheinlichkeit führt. Bei einer Abweichung der Oszillatorfrequenz von der Frequenz des Trägers wird das Signal ferner nicht exakt in das Basisband verschoben, so daß eine anschließende Demo- dulation erschwert wird, was zu einem Ansteigen der Bitfeh- lerwahrscheinlichkeit führt.

Darüber hinaus ist der Einsatz eines Homodyn-Empfängers, wie er in Fig. 1 dargestellt ist, problematisch, falls Emp- fangssignale abwärts gemischt werden sollen, denen jeweils eine unterschiedliche Trägerfrequenz zugeordnet ist, wie das beispielsweise bei einem GSM-oder auch UMTS- Empfangssignal der Fall ist, da der Lokaloszillator jeweils in einem weiten Frequenzbereich durchstimmbar sein müßte,

was in der Praxis jedoch kostengünstig schwierig zu reali- sieren ist.

Aufgrund der beschriebenen Problematik können zur Abwärts- mischung von hochfrequenten Signalen Heterodyn-Empfänger eingesetzt werden. Fig. 2 zeigt einen Heterodyn-Empfänger, wie er aus dem Stand der Technik bekannt ist. Es handelt sich dabei um eine Empfangsstruktur, die unter dem Namen "Hartley Struktur"bekannt ist.

Im Unterschied zu dem in Fig. 1 dargestellten Homody- nempfänger, werden bei dem in Fig. 2 dargestellten Hetero- dyn-Empfänger die beiden nach dem Verzweigungspunkt 107 entstehenden Teilempfangssignale den Mischern 109 und 111 zugeführt, die jeweils durch Ansteuersignale angesteuert werden, deren Schwingkreisfrequenz (0) Lo) von der Trägerfre- quenz des hochfrequenten Empfangssignals unterschiedlich ist. Darüber hinaus umfaßt der in Fig. 2 dargestellte Hete- rodyn-Empfänger einen Phasenschieber 201, dem ein am Aus- gang des Mischers 111 anliegende Signal zugeführt wird. Die Ausgangssignale des Mischers 109 und des Phasenschiebers 201 werden einem Summierer 203 zugeführt und ein Ausgangs- signal des Summierers 203 wird an einem weiteren Verzwei- gungspunkt 205 verzweigt, so daß ein erstes 2051 und ein zweites 2053 Teilsignal entstehen. Das erste Teilsignal 2051 wird einem dritten Mischer 207, das zweite Teilemp- fangssignal 2053 wird einem vierten Mischer 209 zugeführt.

Der dritte Mischer 207 wird dabei mit einem Ansteuersignal cos (IFt) angesteuert, der vierte Mischer 209 wird mit ei- nem Ansteuersignal-sin (IFt) angesteuert. Die an den je- weiligen Ausgängen der Mischer 207 und 209 entstandenen Teilempfangssignale werden jeweils den Tiefpaßfiltern 113 und 115 zugeführt und anschließend in dem Demodulator 117 demoduliert.

Die beiden Teilkomponenten des Empfangssignals werden zu- nächst mit Hilfe des ersten Mischers 109 und des zweiten Mischers 111 auf eine geeignete Zwischenfrequenz umgesetzt,

die von der Frequenz 0) Lo der beiden Ansteuersignale abhän- gig ist. Beide Ansteuersignale werden mit Hilfe eines Lo- kaloszillators, dessen Kreisoszillatorfrequenz OLO ist, er- zeugt werden. Da nun die Frequenz des Lokaloszillator- Signals nicht der Trägerfrequenz entspricht, entstehen an den Ausgängen der Mischer 109 und 111 Mischprodukte, die durch eine geeignete Filterung, die in Fig. 2 nicht einge- zeichnet ist, unterdrückt werden. Darüber hinaus entstehen an den Ausgängen der Mischer 109 und 111 Signalanteile, die um die doppelte Zwischenfrequenz um eine Oszillatorfrequenz fLO auseinander liegen. Um einen Kanal auszuwählen, ist es notwendig, nur einen Signalanteil auszuwählen, was jedoch lediglich durch eine Filterung der ZF-Signale nicht möglich ist.

Um einen Kanal herauszufiltern, kann das Empfangssignal vor der Mischung auf die erste Zwischenfrequenz mit einem Spie- gelfrequenzunterdrückungsfilter gefiltert werden, wie es aus dem Stand der Technik bekannt ist. Nachteilig an diesem Ansatz ist jedoch, daß derartige Filter nur schwer in MOS- Technologie zu fertigen sind, da sich eine Herstellung von Spulen mit einer ausreichenden Güte als schwierig erweist.

Aus diesem Grund müssen solche Elemente diskret aufgebaut werden und können daher nicht auf einem Chip integriert werden. Dabei können als Filter beispielsweise SAW-Filter (SAW ; SAW = surface acoustic wave), keramische oder die- lektrische Filter eingesetzt werden. Anstatt Spiegelfre- quenzunterdrückungsfilter einzusetzen, können die Spiegel- frequenzen unter Ausnutzung von trigonometrischen Theoremen unterdrückt werden, wie es in dem in Fig. 2 dargestellten Heterodyn-Empfänger der Fall ist. Dabei wird das Ausgangs- signal des Mischers 111 mit Hilfe des Phasenschiebers 201 zusätzlich um 90 Grad phasenverschoben, so daß nach der Ad- dition, die in dem Summierer 203 durchgeführt wird, die Spiegelfrequenzen unterdrückt werden können. Danach wird das erste Teilsignal 2051 und das zweite Teilsignal 2053 mit Hilfe der Mischer 207 und 209 auf eine zweite Zwischen- frequenz umgesetzt, die von der Kreisfrequenz Mir der An-

steuersignale abhängt. Nach der Tiefpaßfilterung durch die Tiefpässe 113 und 115 werden die Quadraturkomponenten demo- duliert und die demodulierten Daten detektiert.

Zu einer Erzielung der benötigten 180 Grad Phasendifferenz zwischen den an dem Summierer 203 anliegenden Signalen kann auf den in Fig. 2 gezeigten Phasenschieber 201 verzichtet werden, wenn die Ausgangssignale der Mischer 109 und 111 mit Hilfe eines weiteren Mischerpaares zusätzlich auf eine andere Zwischenfrequenz umgesetzt werden.

Fig. 3 zeigt einen prinzipiellen Aufbau eines Heterodyn- Receivers, wie er aus dem Stand der Technik bekannt ist. Es handelt sich hier um einen Spiegelfrequenzunterdrückungs- empfänger, der unter dem Namen"Weaver Struktur"aus der Schrift von D. Verver : A third method of generation and de- tection of single sideband signals", Proc. IRE, Vol. 44, 1956, bekannt ist.

Die in Fig. 3 dargestellte Empfangsstruktur weist im Unter- schied zu dem in Fig. 2 dargestellten Heterodyn-Empfänger einen fünften Mischer 301 und einen sechsten Mischer 303 auf. Die Mischer 109 und 111 werden jeweils mit einem An- steuersignal cos (OLolt) und-sin (@out) angesteuert, so daß die jeweiligen Teilempfangssignale auf eine erste Zwi- schenfrequenz umgesetzt werden. Die umgesetzten Teilemp- fangssignale werden ferner durch den Mischer 301 und 303 auf eine zweite Zwischenfrequenz umgesetzt. Dazu werden die Mischer 301 und 303 jeweils mit einem Ansteuersignal cos (coLozt) und-sin (COLO2t) angesteuert. Dadurch werden die Ausgangssignale der Mischer 109 und 111 nach einer eventu- ellen Filterung, die in Fig. 3 nicht eingezeichnet ist, auf die zweite Zwischenfrequenz umgesetzt. Aufgrund der dem Summierer 203 durchgeführten Summationen der Ausgangssigna- le der Mischer 301 und 303 werden nun Signalanteile bei ei- ner Spiegelfrequenz im Idealfall unterdrückt, so daß an ei- nem Ausgang des Summierers 203 ein Einseitenbandsignal ent- steht.

Ein Nachteil an dem in Fig. 2 oder in Fig. 3 dargestellten Heterodyn-Empfänger besteht darin, daß bei einer Fehlanpas- sung zwischen der I-Komponente am Ausgang des Mischers 301 und der Q-Komponente am Ausgang des Mischers 303 eine ge- ringe Spiegelsignaldämpfung erzielt wird. Schon eine gerin- ge Phasen-oder auch Amplitudenabweichung zwischen den Sig- nalen an den Ausgängen des Mischers 301 und 303, die bei- spielsweise durch herstellungsspezifische Bauteiltoleranzen entstehen kann, führt zu einer verringerten Spiegelfre- quenzunterdrückung. Eine Phasen-oder Amplitudenabweichung kann beispielsweise dann entstehen, wenn die beiden Ansteu- ersignale, die die Mischer 109 und 111 ansteuern, nicht ex- akt 90 Grad phasenverschoben zueinander sind. Die gleiche Problematik taucht auf, wenn die beiden Ansteuersignale, die die Mischer 301 und 303 ansteuern, keine exakte Phasen- verschiebung um 90 Grad aufweisen. Aufgrund einer analogen Bauweise der in Fig. 2 und Fig. 3 dargestellten Heterodyn- Empfänger kann die Fehlanpassung zwischen der I-und der Q- Komponente nicht ausgeschlossen werden.

Ein weiterer Nachteil an dem in Fig. 2 oder in Fig. 3 dar- gestellten Heterodyn-Empfänger ist, daß sie nicht flexibel genug sind, um hochfrequente Eingangssignale beispielsweise auf die erste Zwischenfrequenz umzusetzen, wenn den Ein- gangssignalen verschiedene Trägerfrequenzen zugeordnet sind, wie dies beispielsweise bei einem Multistandardemp- fang der Fall ist. Der Grund für diese Unflexibilität liegt darin, daß die jeweiligen Ansteuersignale analog mit Hilfe von Lokaloszillatoren erzeugt werden. Um beispielsweise verschiedene hochfrequente Empfangssignale, denen jeweils ein anderer Träger zugeordnet ist, auf die erste Zwischen- frequenz am Ausgang der Mischer 109 und 111 umzusetzen, ist es notwendig, daß ein Lokaloszillator, der die beiden An- steuersignale für die Mischer 109 und 111 erzeugt, in einem weiten Frequenzbereich genügend genau durchstimmbar ist.

Sind die beiden an den Ausgängen der Mischer 109 und 111 entstehenden Signale aufgrund der nicht exakten 90 Grad-

Verschiebung zwischen den beiden Ansteuersignalen fehlange- paßt, so pflanzt sich diese Fehlanpassung fort, da aufgrund einer analogen Umsetzung durch die Mischer 301 und 303 die Phase der entstehenden I-und Q-Komponente nicht korrigiert werden kann.

Ein weiterer Nachteil der in Fig. 2 und in Fig. 3 darge- stellten Heterodyn-Empfänger gemäß dem Stand der Technik besteht darin, daß sie aufgrund der eingesetzten analogen Bauteile teuer und schwer zu integrieren sind. Darüber hin- aus ist mit den eingesetzten analogen Mischern 109,111, 301,303, 207 und 209 keine exakte Multiplikation möglich, so daß eine exakte Zwischenfrequenzumsetzung der jeweiligen Signale nicht erzielt werden kann, was zu einer Steigerung der Bitfehlerwahrscheinlichkeit führt. Darüber hinaus wer- den an den Nicht-Linearitäten der analogen Bauelemente fer- ner Intermodulationsfrequenzen erzeugt, die sich störend auswirken zu einer weiteren Erhöhung der Bitfehlerwahr- scheinlichkeit führen. Darüber hinaus hat eine geringe Ab- weichung der Teilempfangssignale, die an den Eingängen des Summierers 203 anliegen, in Bezug auf die Phase oder auf die Amplitude eine wesentliche Auswirkung auf die Spiegel- frequenzunterdrückung, was zu einem weiteren Anstieg der Bitfehlerwahrscheinlichkeit führt. Aus diesem Grund ist man gezwungen, die Pfade, über die die beiden Teilempfangssig- nale übertragen werden, möglichst symmetrisch bezüglich ei- ner Dämpfung auszuführen, sowie möglichst stabile Oszilla- toren zur Erzeugung der jeweiligen Ansteuersignale für die Mischer zu verwenden, was zu einer signifikanten Verteue- rung von derartigen Heterodyn-Strukturen führt. Aufgrund einer analogen Ausführung aller eingesetzten Mischer ist es notwendig, die Mischer im Bezug auf ihr Rauschverhalten zu optimieren. Dies ist jedoch sehr aufwendig, da die Anforde- rungen an die Mischer aufgrund eines breitbandigen Arbeits- bereichs ansteigen, falls die Empfangsstrukturen zum Ab- wärtsmischen von Empfangssignalen eingesetzt werden, die jeweils unterschiedliche Trägerfrequenzen aufweisen.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein effizientes Konzept zum Abwärtsmischen von Empfangssignalen zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung zum Abwärtsmi- schen eines Eingangssignals gemäß Patentanspruch 1 oder durch ein Verfahren zum Abwärtsmischen eines Eingangssig- nals gemäß Anspruch 17 gelöst.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Abwärtsmischen eines Eingangssignals in ein Ausgangssignal weist eine Einrich- tung zum Erzeugen eines ersten Eingangssignals und eines zweiten Eingangssignals auf einer ersten Zwischenfrequenz auf, wobei die Einrichtung zum Erzeugen ausgebildet ist, um das erste Empfangssignal und das zweite Empfangssignal mit einer vorbestimmten ersten Phasenbeziehung zueinander zu erzeugen, eine Wandlereinrichtung zum Analog-Digital- Wandeln des ersten Empfangssignals auf der ersten Zwischen- frequenz, um eine digitale Darstellung des ersten Empfangs- signals zu erhalten, und zum Analog-Digital-Wandeln des zweiten Empfangssignals, um eine digitale Darstellung des zweiten Empfangssignals zu erhalten, eine Phasendetektion- seinrichtung zum Erfassen eines Phasenunterschieds zwischen der digitalen Darstellung des ersten Empfangssignals und der digitalen Darstellung des zweiten Empfangssignals, eine erste Mischereinrichtung zum Umsetzen der digitalen Dar- stellung des ersten Empfangssignals auf eine zweite Zwi- schenfrequenz, eine zweite Mischereinrichtung zum Umsetzen der digitalen Darstellung des zweiten Empfangssignals auf die zweite Zwischenfrequenz, eine Mischeransteuerungsein- richtung zum Ansteuern der ersten Mischereinrichtung mit einem ersten Ansteuersignal, das eine erste Frequenz auf- weist, und zum Ansteuern der zweiten Mischereinrichtung mit einem zweiten Ansteuersignal, das die zweite Frequenz auf- weist, wobei das erste und das zweite Ansteuersignal eine vorbestimmte Phasendifferenz aufweisen, eine Summationsein- richtung zum Summieren der Ausgangssignale der ersten und der zweiten Mischereinrichtung, wobei die Phasendetektion-

seinrichtung ausgebildet ist, um die Einrichtung zum Erzeu- gen und/oder die Mischeransteuerungseinrichtung so anzu- steuern, daß die Ausgangssignale der ersten und der zweiten Mischereinrichtung in einer vorbestimmten Phasenbeziehung zueinander sind, so daß eine Spiegelfrequenzunterdrückung stattfindet.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß eine genaue Spiegelfrequenzunterdrückung beim Abwärts- mischen erzielt werden kann, wenn Teile der Vorrichtung zum Abwärtsmischen digital ausgeführt werden.

Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist darin zu sehen, daß die Spiegelfrequenzunterdrückung genau durchgeführt werden kann, da etwaige Phasen-, Frequenz-oder Amplituden- unterschiede zwischen dem ersten und dem zweiten Empfangs- signal von der Phasendetektionseinrichtung digital erfaßt werden können, so daß Fehlanpassungen zwischen den etwaigen Signalen auf der ersten Zwischenfrequenz und/oder zwischen den etwaigen Signalen auf der zweiten Zwischenfrequenz kor- rigiert werden können.

Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt dar- in, daß die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Abwärtsmischen im wesentlichen integrierbar ist, da die Performance- bestimmenden Komponenten der erfindungsgemäßen Vorrichtung für eine Digitale Signalverarbeitung ausgeführt sind. Dies führt darüber hinaus zu einer Senkung der Herstellungskos- ten, des Leistungsverbrauchs sowie des Flächenverbrauchs.

Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist darin zu sehen, daß eine Umsetzung der jeweiligen digitalen Dar- stellung des ersten und/oder zweiten Empfangssignals digi- tal durchgeführt wird. So reduziert sich die Abwärtsmi- schung auf eine digitale Multiplikation, die mit Hilfe von effizienten digitalen Algorithmen kostengünstig realisiert werden kann. Zum Ansteuern der digitalen Mischereinrichtun- gen werden die jeweiligen Ansteuersignale digital erzeugt,

so daß eine beliebige Frequenz und Phasenverschiebung zwi- schen den Ansteuersignalen genau realisiert werden kann, wobei hierzu weder Lokaloszillatoren noch Phasenschieber eingesetzt werden müssen. Zum einen werden dadurch die Her- stellungskosten gesenkt, zum anderen wird eine genaue Um- setzung der jeweiligen Mischereingangssignale auf die zwei- te Zwischenfrequenz erzielt, so daß neben einer effizienten Spiegelfrequenzunterdrückung auch die Bitfehlerwahrschein- lichkeit bei der anschließenden Demodulation und Detektion gesenkt wird.

Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die Frequenz, die Phase und/oder die Amplitude der digitalen Darstellung des ersten und/oder des zweiten Empfangssignals mit einem geeignet gewählten Algorithmus, beispielsweise dem bereits erwähnten CORDIC-Algorithmus, berechnet werden kann. Dadurch können etwaige Phasen-, Fre- quenz-oder Amplitudenfehler genau und schnell berechnet sowie in einem weiteren Schritt kompensiert werden.

Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Abwärtsmi- schen in einem Multistandard-Empfänger eingesetzt werden kann. Ein Multistandard-Empfänger zeichnet sich dadurch aus, daß er zum Empfangen von Empfangssignalen, denen je- weils eine unterschiedliche Trägerfrequenz zugeordnet wer- den kann, ausgebildet ist.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen detailliert erläutert. Es zeigen : Fig. 1 einen prinzipiellen Aufbau eines Homodyn- Empfängers ; Fig. 2 einen prinzipiellen Aufbau eines Heterodyn- Empfängers am Beispiel einer Hartley-Struktur ;

Fig. 3 einen prinzipiellen Aufbau eines Heterodyn- Empfängers am Beispiel einer Weaver-Struktur ; Fig. 4 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung zum Abwärtsmischen gemäß der vorliegenden Erfin- dung ; Fig. 5 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Vorrich- tung zum Abwärtsmischen gemäß der vorliegenden Erfindung ; Fig. 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Vorrich- tung zum Abwärtsmischen gemäß der vorliegenden Erfindung ; Fig. 7 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Vorrich- tung zum Abwärtsmischen gemäß der vorliegenden Erfindung ; Fig. 8 ein Ausführungsbeispiel einer Frequenzausfallein- richtung gemäß der vorliegenden Erfindung ; und Fig. 9 ein Simulationsergebnis eines Spiegelunterdrü- ckungsverhältnisses (image reject ratio) bei ei- ner Verwendung von analogen Empfangsstrukturen.

In Fig. 4 ist ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Abwärtsmischen eines Eingangssignals darge- stellt. Ein Eingangssignal wird einer Einrichtung 401 zum Erzeugen eines ersten Empfangssignals und 4011 und eines zweiten Empfangssignals 4013 auf einer ersten Zwischenfre- quenz zugeführt. Das erste Empfangssignal 4011 und das zweite Empfangssignal 4013 werden von einer Wandlereinrich- tung 403 empfangen. Die Wandlereinrichtung 403 liefert eine digitale Darstellung 4031 des ersten Empfangssignals 4011 und eine digitale Darstellung 4033 des zweiten Empfangssig- nals 4013.

Die digitale Darstellung 4031 des ersten Empfangssignals 4011 wird einer Phasendetektionseinrichtung 405 und einer ersten Mischereinrichtung 407 zugeführt. Die digitale Dar- stellung 4033 des zweiten Empfangssignals 4013 wird der Phasendetektionseinrichtung 405 und einer zweiten Mischer- einrichtung 409 zugeführt. Das in Fig. 4 dargestellte Aus- führungsbeispiel der erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Ab- wärtsmischen umfaßt ferner eine Mischeransteuerungseinrich- tung 411, die die erste Mischereinrichtung 407 mit einem ersten Ansteuersignal 4111 ansteuert, und die die zweite Mischereinrichtung 409 mit einem zweiten Ansteuersignal 4113 ansteuert. Ein Ausgangssignal der ersten Mischerein- richtung 407 und ein Ausgangssignal der zweiten Mischerein- richtung 409 werden einer Summationseinrichtung 413 zum Summieren der Ausgangssignale der ersten und der zweiten Mischereinrichtung zugeführt, wobei die Summationseinrich- tung 413 ein Ausgangssignal liefert. Die Phasendetektion- seinrichtung 405 liefert ferner ein erstes Signal 4051 zum Ansteuern der Mischeransteuereinrichtung 411 sowie ein zweites Signal 4053 zum Ansteuern der Einrichtung 401 zum Erzeugen.

Im folgenden wird die Funktionsweise des in Fig. 4 darge- stellten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Vor- richtung zum Abwärtsmischen erklärt.

Die Einrichtung 401 zum Erzeugen empfängt das Eingangssig- nal, das ein hochfrequentes Signal sein kann, und erzeugt auf der Basis des Eingangssignals das erste Empfangssignal 4011 und das zweite Empfangssignal 4011 auf der ersten Zwi- schenfrequenz. Dabei weisen das erste Empfangssignal 4011 und das zweite Empfangssignal eine vorbestimmte erste Pha- senbeziehung zueinander auf. Zum Erzeugen des ersten und des zweiten Empfangssignals kann die Einrichtung 401 zum Erzeugen beispielsweise einen balanzierten Ringmodulator zum Erzeugen des ersten und des zweiten Empfangssignals auf der ersten Zwischenfrequenz ausgehend von dem Eingangssig- nal, dem eine Trägerfrequenz zugeordnet sein kann, aufwei-

sen. Es ist jedoch durchaus denkbar, daß die Einrichtung 401 zum Erzeugen andere Einrichtungen aufweist, wie bei- spielsweise geeignet angesteuerte analoge Mischer, mit de- nen die beiden Empfangssignale 4011 und 4013 auf der ersten Zwischenfrequenz erzeugt werden können. Unterscheiden sich das erste Empfangssignal 4011 und das zweite Empfangssignal 4013 bei einer gleichen Frequenz um 90 Grad bezüglich einer Phase, so handelt es sich dabei um Quadratursignale, wobei das erste Empfangssignal 4011 beispielsweise eine I- Komponente und das zweite Empfangssignal 4013 eine Q- Komponente darstellen. Vorzugsweise kann jedoch zwischen dem ersten Empfangssignal 4011 und dem zweiten Empfangssig- nal 4013 von der Einrichtung 401 zum Erzeugen eine beliebi- ge Phasenbeziehung aufgeprägt werden, so daß die vorbe- stimmte ersten Phasenbeziehung erzeugt werden kann. Die beiden Empfangssignale 4011 und 4013 werden dann auf der ersten Zwischenfrequenz der Wandlereinrichtung 403 zum Ana- log-Digital-Wandeln zugeführt. Die Wandlereinrichtung 403 kann beispielsweise jeweils einen Analog-Digital-Wandler für jeden Pfad aufweisen. Alternativ dazu ist es jedoch denkbar, daß die Analog-Digital-Wandlung mit Hilfe eines Analog-Digital-Wandlers durchgeführt wird, der hierzu ge- eignet getaktet und angesteuert wird. Bei einer Verwendung von zwei Analog-Digital-Wandlern wird unter einer Einhal- tung des Abtasttheorems jeweils eine digitale Darstellung 4031 und eine digitale Darstellung 4033 des ersten Emp- fangssignals 4011 und des zweiten Empfangssignals 4013 er- zeugt. Wird beispielsweise nur ein Analog-Digital-Wandler verwendet, so ist es beispielsweise möglich, den Analog- Digital-Wandler abwechselnd mit dem ersten Empfangssignals 4011 und mit dem zweiten Empfangssignals 4013 anzusteuern, was beispielsweise mit Hilfe eines analogen Multiplexers realisiert werden kann. Weist der Analog-Digital-Wandler eine genügend hohe Abtastrate, beispielsweise eine mehrfach so hohe Abtastrate, wie sie zur Einhaltung des Abtasttheo- rems benötigt wird, so können an dem Ausgang des Analog- Digital-Wandlers die digitale Darstellung 4031 des ersten

Empfangssignals 4011 und die digitale Darstellung 4033 des zweiten Empfangssignals 4013 stets erhalten werden.

Da nach der Umsetzung des Empfangssignals auf die erste Zwischenfrequenz und nach der Analog-Digital-Wandlung digi- tale Signale vorliegen, können die Phasendetektionseinrich- tung 405, die erste Mischereinrichtung 407, die Mischeran- steuereinrichtung 411, die zweite Mischereinrichtung 409 sowie die Summationseinrichtung 413 digital ausgeführt wer- den. In diesem Fall wird die digitale Darstellung 4031 des ersten Empfangssignals 4011 und die digitale Darstellung 4033 des zweiten Empfangssignals durch eine digitale Mi- schung auf eine zweite Zwischenfrequenz umgesetzt. Die di- gitale Mischung wird durch die erste Mischereinrichtung 407 und durch die zweite Mischereinrichtung 409 realisiert. Zur Umsetzung der Signale 4031 und 4033 auf die zweite Zwi- schenfrequenz werden die erste Mischereinrichtung 407 und die zweite Mischereinrichtung 409 von der Mischeransteuer- einrichtung 411 mit digitalen Ansteuersignalen 4111 und 4113 angesteuert. Da das erste Ansteuersignal 4111 und das zweite Ansteuersignal 4113 digital sind, kann eine erste Frequenz, die das erste Ansteuersignal 4111 und das zweite Ansteuersignal 4113 aufweisen, von der Mischeransteuerein- richtung 411 genau eingestellt werden. Darüber hinaus kön- nen die Ansteuersignale 4111 und 4113 von der Mischeran- steuereinrichtung 411 derart erzeugt werden, daß sie eine vorbestimmte erste Phasendifferenz aufweisen, die genau eingestellt werden kann. Durch die digitale Umsetzung der Signale 4031 und 4033 sowie durch die digitale Ansteuerung der ersten Mischereinrichtung 407 und 409 kann den beiden Mischerausgangssignalen stets die Eigenschaft aufgeprägt werden, daß nach dem Summieren der beiden Ausgangssignale durch die Summationseinrichtung 413 eine genaue Spiegelfre- quenzunterdrückung stattfindet. Voraussetzung hierzu ist jedoch, daß eine Fehlanpassung zwischen den Empfangssigna- len 4011 und 4013 und eine Fehlanpassung zwischen der digi- talen Darstellung 4031 des ersten Empfangssignals 4011 und der digitalen Darstellung 4033 des zweiten Empfangssignals

4013 reduziert werden. Dies bedeutet insbesondere, daß die beiden Ausgangssignale der ersten Mischereinrichtung 407 und der zweiten Mischereinrichtung 409 eine vorbestimmte zweite Phasenbeziehung zueinander aufweisen, so daß durch die Summation eine optimale Spiegelfrequenzunterdrückung stattfindet. Sind beispielsweise die Spiegelfrequenzsignal- anteile, die unterdrückt werden sollen, nicht exakt um 180 Grad gegeneinander verschoben, so werden sie nach der Sum- mation durch die Summationseinrichtung 413 nicht vollstän- dig ausgelöscht, so daß das Ausgangssignal störende Spie- gelfrequenzsignalanteile aufweisen kann.

Um die zur Auslöschung von Spiegelfrequenzanteilen notwen- dige zweite Phasenbeziehung der Ausgangssignale der ersten und der zweiten Mischereinrichtung 407 und 409 einzustel- len, ist es zunächst notwendig, daß sowohl die erste Fre- quenz als auch die erste Phasendifferenz des ersten und des zweiten Ansteuersignals 4111 und 4113, die von der Mischer- ansteuereinrichtung 411 erzeugt werden, genau eingestellt wird. Um die gewünschte erste Phasenbeziehung der beiden Mischerausgangssignale einzustellen, wird von der Phasende- tektionseinrichtung 405 zunächst eine Phase der digitalen Signale 4031 und 4033 auf der ersten Zwischenfrequenz er- faßt. Erfindungsgemäß kann jedoch die Phasendetektionsein- richtung 405 derart ausgeführt werden, daß eine Phasenver- schiebung zwischen den beiden digitalen Signalen 4031 und 4033 auf der ersten Zwischenfrequenz algorithmisch erfaßt wird. Um entweder die jeweilige Phase der Signale 4031 und/oder 4033 oder die Phasenverschiebung zwischen den bei- den Signalen 4031 und 4033 zu erfassen, kann beispielsweise der bereits erwähnte CORDIC-Algorithmus eingesetzt werden.

Der CORDIC-Algorithmus erlaubt es, eine Mehrzahl von mathe- matischen Operationen, wie beispielsweise Divisionen, Mul- tiplikationen oder eine Berechnung von beliebigen triono- metrischen Funktionen zu berechnen, indem die zu berechnen- de mathematische Operation mit Hilfe von Vektor-Rotationen durchgeführt wird.

In Abhängigkeit von der Phase der digitalen Signale 4031 und 4033 bzw. von deren Phasenverschiebung steuert die Pha- sendetektionseinrichtung 4033 die Einrichtung 401 zum Er- zeugen derart, daß das erste Empfangssignal 4011 und das zweite Empfangssignal 4013, die in diesem Ausführungsbei- spiel analog sind, die erste Phasenbeziehung zueinander aufweisen, so daß unter einer Beachtung von möglichen Lauf- zeitdifferenzen die zur Spiegelfrequenzunterdrückung not- wendige zweite Phasenbeziehung der Mischerausgangssignale erzielt wird. Die Phasendetektionseinrichtung 405 steuert ferner die Mischeransteuereinrichtung 411, um sowohl die erste Frequenz des ersten und des zweiten Ansteuersignals 4111 und 4113 genau einzustellen, so daß die digitalen Sig- nale 4031 und 4033 exakt auf die zweite Zwischenfrequenz umgesetzt werden. Die Phasendetektionseinrichtung 405 steu- ert die Mischansteuereinrichtung 411 ferner derart, daß die Ansteuersignale 4111 und 4113 die erste Phasendifferenz aufweisen, so daß nach der Summation der beiden Mischeraus- gangssignale die Spiegelfrequenzunterdrückung erzielt wer- den kann. Ist beispielsweise die Phasenverschiebung der di- gitalen Signale 4031 und 4033 auf der ersten Zwischenfre- quenz zu gering, um eine optimale Spiegelfrequenzunterdrü- ckung zu erreichen, so wird die Einrichtung 401 von der Phasendetektionseinrichtung 405 derart angesteuert, daß ei- ne Phasenverschiebung zwischen dem ersten Empfangssignal 4011 und dem zweiten Empfangssignal 4013 vergrößert wird.

Ist hingegen die Phasenverschiebung zwischen den digitalen Signalen 4031 und 4033 zu groß, so wird die Einrichtung 401 derart angesteuert, daß die Phasenverschiebung zwischen dem ersten Empfangssignal 4011 und dem zweiten Empfangssignal 4013 verkleinert wird.

Die Phasendetektionseinrichtung 405 kann ferner ausgehend von der Phasenverschiebung zwischen den digitalen Signalen 4031 und 4033 die Einrichtung 401 derart ansteuern, daß das erste und das zweite Empfangssignal 4011 und 4013 exakt auf die erste Frequenz umgesetzt werden, so daß keine Frequenz- verschiebung auftritt. Da die Empfangssignale 4011 und 4013

mit Hilfe von Analogkomponenten umgesetzt werden, ist eine genügend genaue Einstellung der ersten Phasenbeziehung des ersten und des zweiten Empfangssignals 4011 und 4013 zuein- ander nicht möglich. Darüber hinaus ist eine exakte Einhal- tung der ersten Zwischenfrequenz nicht möglich. Diese Fehl- anpassungen können jedoch digital korrigiert werden, indem die Phasendetektionseinrichtung 405 die Mischeransteuerein- richtung 411 derart ansteuern, daß die Ansteuersignale 4111 und 4113 die gewünschte erste Phasendifferenz und die erste Frequenz aufweisen, so daß etwaige Fehlanpassungen auf der Analogseite an den Ausgängen der Mischereinrichtungen 407 und 409 kompensiert werden.

In dem in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiel der er- findungsgemäßen Vorrichtung zum Abwärtsmischen wurde einer übersichtlichkeitshalber angenommen, daß sowohl die erste Mischereinrichtung als auch die zweite Mischereinrichtung keine zusätzliche Phasenverschiebung der Ausgangssignale auf der zweiten Zwischenfrequenz verursachen. Ist es nicht der Fall, so kann die Phasendetektionseinrichtung 405 er- findungsgemäße ferner beispielsweise eine Phase der beiden Mischerausgangssignale oder deren Phasenverschiebung zuein- ander erfassen. Dies kann kostengünstig realisiert werden, da die beiden Mischerausgangssignale ohnehin digital sind.

Falls die erste Mischereinrichtung und/oder die zweite Mi- schereinrichtung eine zusätzliche Phasenverschiebung verur- sachen, so kann die zweite Phasenbeziehung der Ausgangssig- nale der ersten und der zweiten Mischereinrichtung digital mit Hilfe einer weiteren Einrichtung, die in dem in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiel nicht eingezeichnet ist, genau eingestellt werden. Dies kann beispielsweise digital dadurch realisiert werden, daß die beiden Mischerausgangs- signale geeignet verzögert werden.

In Fig. 5 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel eine Vor- richtung zum Abwärtsmischen gemäß der vorliegenden Erfin- dung dargestellt.

Die Einrichtung 401 zum Erzeugen des ersten Empfangssignals 4011 und des zweiten Empfangssignals 4013 auf der ersten Zwischenfrequenz umfaßt in dem in Fig. 5 dargestellten Aus- führungsbeispiel die Antenne 101, deren Ausgang mit einem Schalter 501 (switch) gekoppelt ist. Der Schalter 501 weist eine Mehrzahl von Ausgängen, die jeweils mit einem Bandpaß- filter verbunden sind. In dem in Fig. 5 dargestellten Aus- führungsbeispiel werden die Ausgangssignale des Schalters 501 einem GSM-Bandpaßfilter 503, einem DCS-Bandpaßfilter 505, einem PCS-Bandpaßfilter 507, einem Ultra-FDD- Bandpaßfilter 509 sowie einem Ultra-TDD-Bandpaßfilter 511 zugeführt. Die Ausgangssignale der Bandpaßfilter 503-511 werden durch einen Verstärkungsblock 513 verstärkt. Der Verstärkungsblock 513 weist jeweils einen LNA 105 zum Ver- stärken eines jeweiligen Filterausgangssignals auf. Die je- weiligen Ausgänge der LNAs 105 sind mit Bandpaßfiltern ge- koppelt. Dabei ist ein zu dem GSM-Bandpaßfilter 503 zugehö- riger Zweig mit einem Bandpaßfilter 50301 gekoppelt, ein zu dem DCS-Bandpaßfilter 505 zugehöriger Zweig mit einem Band- paßfilter 50501 gekoppelt, ein zu dem PCS-Bandpaßfilter 507 zugehöriger Zweig mit dem Bandpaßfilter 50701 gekoppelt, ein zu dem Ultra-FDD-Bandpaßfilter 509 zugehöriger Zweig mit einem Bandpaßfilter 50901 gekoppelt und ein dem Ultra- TDD-Bandpaßfilter 511 zugehöriger Zweig mit einem Bandpaß- filter 51101 gekoppelt. Die jeweiligen Ausgänge der jewei- ligen Bandpaßfilter 50301-51101 sind miteinander verbunden.

Ein Filterausgangssignal wird dann verzweigt und die Ver- zweigungssignale werden einer dritten Mischereinrichtung 505 sowie einer vierten Mischereinrichtung 517 zugeführt.

Die Mischereinrichtung 515 und die Mischereinrichtung 517 sind in dem in Fig. 5 dargestellten Ausführungsbeispiel als analoge Mischer ausgeführt. Zum Ansteuern der Mischer 515 und 517 wird ein steuerbarer Lokaloszillator 519 verwendet, der ein drittes Ansteuersignal 5191 und ein viertes Ansteu- ersignal 5193 erzeugt. Die Ausgangssignale der Mischer 515 und 517 werden durch die Tiefpaßfilter 521 tiefpaßgefil- tert, so daß an einem jeweiligen Filterausgang das erste Empfangssignal 4011 und das zweite Empfangssignal 4013 auf

der ersten Zwischenfrequenz vorliegen. Das erste Empfangs- signal 4011 wird einem ersten Verstärkungscontroller 523 zugeführt, das zweite Empfangssignal 4013 wird einem zwei- ten Verstärkungscontroller 525 zugeführt. Ein Ausgangssig- nal des ersten Verstärkungscontrollers 523 (AGC ; AGC = au- tomatic gain control) wird einem ersten Analog-Digital- Wandler (ADC ; ADC = analog digital converter) 527 zuge- führt. Ein Ausgangssignal des zweiten Verstärkungscontrol- lers 525 wird einem zweiten Analog-Digital-Wandler 529 zu- geführt. Der erste Analog-Digital-Wandler 527 liefert die digitale Darstellung 4031 des ersten Empfangssignals 4011, der zweite Analog-Digital-Wandler 529 liefert die digitale Darstellung 4033 des zweiten Empfangssignals 4013. Das di- gitale Signal 4031 wird der ersten Mischereinrichtung 407 zugeführt, das digitale 4033 wird der zweiten Mischerein- richtung 409 zugeführt. Sowohl die erste Mischereinrichtung 407 als auch die zweite Mischereinrichtung 409 sind in dem in Fig. 5 dargestellten Ausführungsbeispiel als digitale Mischer ausgeführt. Die digitalen Signale 4031 und 4033 werden ferner der Phasendetektionseinrichtung (PDE) 405 zu- geführt. Ein Ausgang der Phasendetektion 405 ist mit einem Digital-Analog-Konverter 531 gekoppelt, dessen Ausgangssig- nal den steuerbaren Lokaloszillator 519 ansteuert. Ein wei- terer Ausgang der Phasendetektionseinrichtung 405 ist mit der Mischeransteuerungseinrichtung 411 verbunden, die in diesem Ausführungsbeispiel als ein direkter digitaler Fre- quenzsynthesizer (DDFS ; DDFS = direct digital frequency synthesizer) ausgeführt ist. Der DDFS 411 liefert das erste Ansteuersignal 4111 zum Ansteuern der ersten Mischerein- richtung 407 und das zweite Ansteuersignal 4113 zum Ansteu- ern der zweiten Mischereinrichtung 409. Die digitalen Mi- scherausgangssignale werden der Summationseinrichtung 413 zugeführt. Ein Ausgangssignal der Summationseinrichtung 413 wird mit Hilfe eines Tiefpaßfilters 533 (LPF ; LPF = low pass filter) tiefpaßgefiltert und einem Demodulator 535 zu- geführt. Die Ausgangssignale des Demodulators 535 werden einem Basisbandblock 537 zugeführt. Der Basisbandblock 537 liefert ferner ein Steuersignal 5371, das von der Phasende-

tektionseinrichtung 405, von dem Verstärkungsblock 513 so- wie von dem Schalter 501 empfangen wird.

Im folgenden wird die Funktionsweise des in Fig. 5 darge- stellten Ausführungsbeispiels eine Vorrichtung zum Abwärts- mischen gemäß der vorliegenden Erfindung erläutert.

Gemäß dem in Fig. 5 dargestellten Ausführungsbeispiel ist die dort gezeigte Vorrichtung zum Abwärtsmischen ausgebil- det, um Multistandard-Empfangssignale zu empfangen und zu verarbeiten. Da sich die unterschiedlichen Standards, wie GSM, DCS oder PCS durch unterschiedliche Trägerfrequenzen auszeichnen, wird ein über die Antenne 101 empfangenes Sig- nal mit Hilfe des Schalters 501 auf eines der Bandpaßfilter 503-511 durchgeschaltet, wenn das empfangene Signal einem der in Fig. 5 beispielhaft berücksichtigten Mobilfunk- Standards entspricht. Wird beispielsweise ein Signal emp- fangen, das ein GSM-Signal ist, so wird der Schalter 501 von dem Basisbandblock 537 derart angesteuert, daß das über die Antenne 101 empfangene Signal auf das GSM-Bandpaßfilter 503 geschaltet wird. Das bandpaßgefilterte Signal wird so- dann dem Verstärkungsblock 513 zugeführt und durch den LNA 105 verstärkt. Nach einer anschließenden Bandpaßfilterung durch das Bandpaßfilter 50301 wird ein so entstandenes Sig- nal verzweigt und mit Hilfe der Mischer 515 und 517 auf die erste Zwischenfrequenz umgesetzt, wobei die Tiefpaßfilter 521 die Signale auf der ersten Zwischenfrequenz durchlassen und die höherfrequenten Signalanteile unterdrücken. Zur Um- setzung der Bandpaßfilterausgangssignale werden die Mischer 515 und 517 durch das dritte und das vierte Ansteuersignal 5191 und 5193 angesteuert. Beide Ansteuersignale werden durch den Lokaloszillator 519 erzeugt, und weisen neben ei- ner zweiten Frequenz, die durch eine Oszillationsfrequenz festgelegt ist, eine zweite Phasendifferenz auf, die mit Hilfe eines steuerbaren Phasenschiebers, der ein Bestand- teil des Lokaloszillators 519 sein kann und in Fig. 5 nicht dargestellt ist, eingestellt werden kann. Das erste Emp- fangssignal 4011 und das zweite Empfangssignal 4013, die

nach der Tiefpaßfilterung durch die Filter 521 entstehen, werden jeweils dem ersten AGC 523 und dem zweiten AGC 525 zugeführt. Die Verstärkungscontroller 523 und 525 haben die Aufgabe, eine Fehlanpassung des ersten Empfangssignals 4011 und des zweiten Empfangssignals 4013 bezüglich einer Ampli- tude auszugleichen und/oder um die beiden Eingangssignale 4011 und 4013 derart zu verstärken, daß sowohl der erste Analog-Digital-Wandler 527 als auch der zweite Analog- Digital-Wandler 529 genügend ausgesteuert werden, so daß die Wandlereingangssignale an die Wandler angepaßt werden. Nach der Analog-Digital-Wandlung durch die Wandler 527 und 529 entstehen die digitalen Signale 4031 und 4033 auf der ersten Zwischenfrequenz. Die Phasendetektionseinrichtung 405 erfaßt dabei entweder die Phase der digitalen Signale 4031 und 4033 oder die Phasenverschiebung zwischen dersel- ben, um den Lokaloszillator 519 derart anzusteuern, daß das dritte Ansteuersignal 5191 und das vierte Ansteuersignal 5193 die zweite Frequenz sowie eine zweite Phasendifferenz aufweisen, so daß das erste Empfangssignal 4011 und das zweite Empfangssignal 4013 die erste Phasenbeziehung zuein- ander aufweisen, die zu einer optimalen Unterdrückung der Spiegelfrequenz notwendig ist. Da die Phasendetektionsein- richtung 405 zeitdiskret aufgebaut ist, wird das Ausgangs- signal, das den Lokaloszillator 519 steuert, mit Hilfe des Digital-Analog-Wandlers 531 in einen zeitkontinuierlichen Bereich überführt.

Zum Anpassen der Amplituden des ersten und des zweiten Emp- fangssignals 4011 und 4013 kann die Phasendetektionsein- richtung 405 ferner die Amplituden der beiden digitalen Signale 4031 und 4033 erfassen und auf der Basis dieser Am- plitudenerfassung den ersten Verstärkungscontroller 523 und den zweiten Verstärkungscontroller 525 derart ansteuern, daß eine Amplitudenfehlanpassung eliminiert ist.

Die digitalen Signale 4031 und 4033 werden durch eine digi- tale Mischung, die mit Hilfe der Mischer 407 und 409 durchgeführt wird, auf die zweite Zwischenfrequenz umge-

setzt. Der DDFS 411 synthetisiert dabei digital das erste Ansteuersignal 4111, das den Mischer 407 ansteuert, und das zweite Ansteuersignal 4113, das den zweiten Mischer 409 an- steuert. Sowohl die erste Frequenz als auch die erste Pha- sendifferenz der Ansteuersignale 4111 und 4113 werden in Abhängigkeit von der Phase der digitalen Signale 4031 und 4033 oder von deren Phasendifferenz eingestellt, indem die Mischeransteuerungseinrichtung 411 von der Phasendetektion- seinrichtung 405 angesteuert wird, wie es bereits im Zusam- menhang mit dem in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiel erläutert worden ist. Da es sich bei den Mischern 407 und 409 um digitale Mischer handelt, werden die digitalen Sig- nale 4031 und 4033 durch eine digitale Multiplikation mit den Ansteuersignalen 4111 und 4113 auf die zweite Zwischen- frequenz umgesetzt. Dadurch, daß die Phasendetektionsein- richtung 405 sowohl den Lokaloszillator 519 als auch die Mischeransteuereinrichtung 411 ansteuert, können die Spie- gelfrequenzanteile durch eine Summation der Ausgangssignale der Mischer 407 und 409, die vorzugsweise digital durchge- führt wird, unterdrückt werden. Nach einer Tiefpaßfilterung durch den Filter 533 wird ein so entstandenes Einseiten- bandsignal in dem Demodulator 535 demoduliert und in dem Basisbandblock 537 einer weiteren Basisbandbearbeitung un- terzogen. Dabei können beispielsweise die demodulierten Si- gnale detektiert und decodiert werden.

Um die Vorteile einer digitalen Signalverarbeitung ausnut- zen zu können, wäre es wünschenswert, eine extrem niedrige erste Zwischenfrequenz zu erhalten, was beispielsweise mit der in Fig. 3 bereits diskutierten Weaver-Struktur möglich ist. Die Effekte der Phasen-und Amplitudenabweichungen zwischen den Empfangssignalen 4011 und 4013 sind jedoch a- nalog nur mit einem erheblichen Aufwand zu reduzieren. Die- ses Problem wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß Teile der erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Abwärtsmischen digi- tal ausgeführt sind. Hierbei wird durch eine geschickte A- nalog/Digital-Partitionierung eine weitere Möglichkeit zu einer hochpräzisen Spiegelfrequenzunterdrückung gegeben.

Die Digitalisierung der Signale erfolgt zwischen den Mi- schern 515,519 und 407 und 409. Um die Analog-Digital- Wandler geeignet ansprechen zu können, werden die automati- schen Verstärkungscontroller (AGC) eingesetzt. Diese passen das Eingangssignal an die Wandler an, so daß die Analog- Digital-Wandler geeignet ausgesteuert werden. Hierdurch wird ein verringerter Eingangsbereich erreicht. Die an- schließende Digitalisierung erfordert eine geringe Zwi- schenfrequenz, damit die Empfangssignale 4011 und 4013 un- ter Einhaltung des Abtasttheorems abgetastet werden können.

Vorzugsweise weist die erste Zwischenfrequenz einige Mega- hertz auf. Es sind aber durchaus geringere erste Zwischen- frequenzen denkbar. In jedem Fall sollen die Empfangssigna- le 4011 und 4013 überabgetastet werden, da einerseits die Empfangsfilter als auch beispielsweise eine 90 Grad- Phasenverschiebung zwischen den Empfangssignalen 4011 und 4013, die in diesem Falle als eine I-und eine Q-Komponente interpretiert werden können, auflösbar sein muß. Die an- schließenden Schritte können nun digital durchgeführt wer- den. Dies macht eine Multiplikation, die zu der Umsetzung der digitalen Signale 4031 und 4033 auf die zweite Zwi- schenfrequenz benötigt wird, ohne Fehler möglich. Eine Pha- sen-oder Amplitudenabweichung ist somit nicht vorhanden. Neben den Vorteilen einer fehlerfreien Weiterverarbeitung kann nun mit einem geeignet gewählten Algorithmus, bei- spielsweise dem bereits erwähnten CORDIC-Algorithmus, eine Berechnung der Amplitude, der Phase und der Frequenz der digitalen Signale 4031 und 4033 digital durchgeführt wer- den. Dies hat einen entscheidenden Vorteil, daß die ange- sprochenen Fehler rückberechnet und kompensiert werden kön- nen.

Wird die in Fig. 5 dargestellte Vorrichtung zum Abwärtsmi- schen eingesetzt, um Multistandardsignale zu empfangen, so erstreckt sich der zu verarbeitende Frequenzbereich bei- spielsweise von 890 MHz bis 2480 MHz. Um eine Möglichkeit zu haben, zwischen den unterschiedlichen Empfangsbändern zu wählen, wird vorzugsweise hinter dem Antennenausgang der

Schalter 501 (Multiplexer) angeordnet. Hierzu gibt es ver- schiedene Ansatzmöglichkeiten. Der Schalter 501 kann bei- spielsweise als ein herkömmlicher Schalter ausgewählt wer- den. Um die Komfort-und Umschaltzeitspezifikationen einzu- halten, empfiehlt es sich beispielsweise, einen sogenannten mikromechanischen Schalter einzusetzen, wie er in der fol- genden Schrift offenbart ist : C. Nguyen : Micromechanical components for miniaturisized low power communications, IEEE MTT-S 1999. Weiterhin kann für diese Aufgabe ein ab- stellbares Filter gewählt werden. Welche Möglichkeiten ei- ner Ausführung des Schalters 501 in Betracht gezogen wer- den, muß gewährleistet werden, daß vorzugsweise nur ein Empfangspfad gleichzeitig gewählt wird. Würde man zwei Pfa- de parallel schalten, so würde man die Leistung um 3 dB verringern. Dies ist bei Mobilfunkanwendungen nicht akzep- tabel. Falls mehrere Pfade parallel geschaltet werden soll- ten, so müßten noch weitere geeignete Verstärker geschaltet werden, um den Leistungsverlust auszugleichen. Das durch den LNA 105 verstärkte Signal wird nochmals bandpaßgefil- tert, um die harmonischen Schwingungen, die beispielsweise durch Nicht-Linearitäten in dem LNA 105 verursacht werden, herauszufiltern. Anschließend wird das Signal herunterge- mischt wobei die Mischer 515 und 517 in einem weiten Spekt- ralbereich realisiert werden müssen. Falls dies kostengüns- tig nicht erzielt werden kann, so ist es möglich, bei- spielsweise den GSM-Frequenzbereich und die restlichen Bän- der (über 1800 MHz) getrennt zu verarbeiten.

Die beiden digitalen Signale 4031 und 4033 werden mit Hilfe der digitalen Mischung durch die Mischer 407 und 409 auf die zweite Zwischenfrequenz umgesetzt, die von der ersten Frequenz der Ansteuersignale 4111 und 4113 abhängig ist. Wird die zweite Zwischenfrequenz derart gewählt, daß die digitalen Signale 4031 und 4033 nicht in ein Basisband ver- schoben werden, so entsteht nach der Summation durch die Summationseinrichtung 413 ein Einseitenbandsignal, das kei- ne Gleichanteile aufweist. Alternativ dazu können die digi- talen Signale 4031 und 4033 mit Hilfe der digitalen Mischer

407 und 409 direkt in das Basisband umgesetzt werden, so daß dem Demodulator 535 bereits ein Basisbandsignal zur Verfügung gestellt wird.

In Fig. 6 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Vor- richtung zum Abwärtsmischen gemäß der vorliegenden Erfin- dung dargestellt.

Im Unterschied zu dem in Fig. 5 dargestellten Ausführungs- beispiel wird die digitale Darstellung 4031 des ersten Emp- fangssignals 4011 in zwei Pfade aufgeteilt. Ein erster Pfad 40311 ist mit einem fünften Mischer 601 verbunden. Ein zweiter Pfad 40313 ist mit einem sechsten Mischer 603 ver- bunden. Die digitale Darstellung 4033 des zweiten Empfangs- signals 4013 wird ebenfalls in zwei Pfade aufgeteilt. Ein dritter Pfad 40331 ist mit einem siebten Mischer 605 ver- bunden. Ein vierter Pfad 40333 ist mit einem achten Mischer 607 verbunden. Der fünfte Mischer 601 und der sechste Mi- scher 603 werden von einem ersten DDFS 609 angesteuert. Da- bei erzeugt der DDFS 609 ein fünftes Ansteuersignal 6091 zum Ansteuern des Mischers 601 sowie ein sechstes Ansteuer- signal 6093 zum Ansteuern des sechsten Mischers 603. Der siebte Mischer 605 und der achte Mischer 607 werden von ei- nem zweiten DDFS 611 angesteuert. Dabei erzeugt der zweite DDFS 611 ein siebtes Ansteuersignal 6111 zum Ansteuern des siebten Mischers 605 und ein achtes Ansteuersignal 6113 zum Ansteuern des achten Mischers 607. Die Ausgangssignale des fünften Mischers 601 und des siebten Mischers 605 werden mit Hilfe einer ersten Summationseinrichtung 613 summiert.

Die Ausgangssignale des sechsten Mischers und des achten Mischers werden mit Hilfe einer zweiten Summationseinrich- tung 615 summiert. Ein Ausgangssignal der Summationsein- richtung 613 und ein Ausgangssignal der Summationseinrich- tung 615 werden mit Hilfe von Tiefpaßfiltern (LPF) 617, die vorzugsweise eine identische Charakteristik aufweisen, ge- filtert. Die jeweiligen Ausgangssignale der Tiefpaßfilter werden einem Demodulator 619 zugeführt. Ein Ausgangssignal

des Demodulators 619 wird einem Basisbandblock 621 zuge- führt.

Im folgenden wird die Funktionsweise des in Fig. 6 darge- stellten Ausführungsbeispiels einer Vorrichtung zum Ab- wärtsmischen erläutert. Dabei wird auf Funktionalitäten, die bereits im Zusammenhang mit dem in Fig. 5 dargestellten Ausführungsbeispiel bereits erklärt worden sind, nicht er- neut eingegangen.

Die digitalen Signale 4031 und 4033 sind Zwischenfrequenz- signale auf der ersten Frequenz, die aus der Umsetzung des Empfangssignals durch die Mischer 515 und 517 herrühren.

Erfindungsgemäß werden die digitalen Signale auf der ersten Zwischenfrequenz durch digitale Mischung mit Hilfe der Mi- scher 601,603, 605 und 607 in ein Basisband überführt, so daß die informationstragenden I-und Q-Basisbandsignale di- rekt ausgegeben werden. Nach einer Verzweigung des digita- len Signals 4031 wird der erste Pfad 40311 dem digitalen Mischer 601 zugeführt, und der zweite Pfad 40313 wird dem digitalen Mischer 603 zugeführt. Das Mischerpärchen (601, 603) wird durch den ersten DDFS 609, der von der PDE. 405 steuerbar ist, angesteuert. Der DDFS 609 erzeugt dabei das fünfte und das sechste Ansteuersignal 6091 und 6093, wobei die Ansteuersignale 6091 und 6093 eine bestimmte Frequenz und eine bestimmte Phasendifferenz zueinander aufweisen.

Die Frequenz der Ansteuersignale 6091 und 6093 wird derart gewählt, daß die Ausgangssignale der Mischer 601 und 603 jeweils einen Signalanteil im Basisband aufweisen. Die Mi- schung durch die digitalen Mischer 601 und 603 erfolgt di- gital durch eine Multiplikation der den Pfaden 40311 und 40313 zugehörigen digitalen Signale mit den digitalen An- steuersignalen 6091 und 6093. Analog werden die den Pfaden 40331 und 40333 zugehörige Signale mit Hilfe des siebten Mischers und des achten Mischers 605 und 607 umgesetzt. Der siebte Mischer 605 und der achte Mischer 607 werden jeweils von dem siebten Ansteuersignal 6111 und dem achten Ansteu- ersignal 6113 angesteuert, wobei die Ansteuersignale 6111

und 6113 von dem DDFS 611 erzeugt werden. Dabei weist das siebte und das achte Ansteuersignal 6111 und 6113 eine vor- bestimmte Frequenz und eine vorbestimmte Phasendifferenz zueinander, so daß die Ausgangssignale der Mischer 605 und 607 ein Signalanteil im Basisband aufweisen. Handelt es sich bei dem dritten Ansteuersignal 5191 um ein Cosinus- signal und handelt es sich bei dem vierten Ansteuersignal 5193 um ein Sinussignal, so weist die digitale Darstellung 4031 des Empfangssignals 4011 einen Cosinusanteil auf der ersten Zwischenfrequenz auf und die digitale Darstellung 4033 des zweiten Empfangssignals 4013 weist einen Sinusan- teil auf der ersten Zwischenfrequenz auf. Weisen die digi- talen Signale 4031 und 4033 eine 90 Grad-Phasenverschiebung zueinander auf, so werden die Mischer 601 und 603 sowie 605 und 607 jeweils mit Ansteuersignalen angesteuert, die eben- falls 90 Grad phasenverschoben sind. Beispielsweise wird dabei der Mischer 601 mit einem Cosinussignal angesteuert und der Mischer 603 mit einem Sinussignal angesteuert, wäh- rend der Mischer 605 mit einem Sinussignal und der Mischer 607 mit einem Cosinussignal angesteuert werden. Unter Aus- nutzung von trigonometrischen Gesetzmäßigkeiten werden nach einer Addition, die durch die Summationseinrichtungen 613 und 615 bewerkstelligt wird, Basisband-Quadratursignale er- zeugt, wobei die Spiegelfrequenzen unterdrückt werden. Nach der Tiefpaßfilterung durch die Filter 617 kann das Signal durch den Demodulator 619 demoduliert werden, so daß in dem Basisbandblock 621 beispielsweise eine anschließende Deco- dierung und Detektion durchgeführt werden kann. Da sowohl der DDFS 609 als auch der zweite DDFS 611 von der PDE 405 gesteuert werden, können die Phasen der Ansteuersignale 6091,6093 sowie 6111 und 6113 derart eingestellt werden, so daß die Ausgangssignale der Summationseinrichtungen 613 und 615 spiegelfrequenzanteilfreie Quadratursignale sind.

Ähnlich kann die Frequenz dann Steuersignale 6091,6093 so- wie 6111 und 6113 derart eingestellt werden, daß eine ge- naue Basisbandmischung durchgeführt werden kann. Ein Vor- teil der in Fig. 6 dargestellten erfindungsgemäßen Vorrich- tung zum Abwärtsmischen besteht darin, daß ein Demodulati-

onsaufwand verringert wird, indem das Signal am Ausgang der Struktur als ein Basisbandsignal vorliegt. Ein weiterer Vorteil dieses Empfängers liegt in einer kalibrierbaren 1/0-Fehlanpassung. Darüber hinaus kann durch eine Diffe- renzmessung der orthogonalen Basisbandsignale kann wie auch für die Spiegelfrequenzunterdrückung ferner eine Regel- schleife aufgebaut werden, so daß Fehler bei der anschlie- ßenden Demodulation verringert werden. Insbesondere eignet sich die in Fig. 6 dargestellte Struktur für einen breit- bandigen Empfang, da die Frequenz der Ansteuersignale 6091, 6093,6111 und 6113 digital und somit genau eingestellt werden kann, so daß eine Anforderung an den Lokaloszillator 519 bezüglich einer Breitbandigkeit entschärft werden kann.

In Fig. 7 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Vor- richtung zum Abwärtsmischen gemäß der vorliegenden Erfin- dung dargestellt. Im Unterschied zu dem in Fig. 6 darge- stellten Ausführungsbeispiel wird ein GSM-Empfangssignal separat bearbeitet. Nach der Bandpaßfilterung durch das Filter 50301 wird das hochfrequente GSM-Signal verzweigt und die Verzweigungssignale werden jeweils einem neunten Mischer 701 und einem zehnten Mischer 703 zugeführt. Die Mischer 701 und 703 werden von einem Lokaloszillator 705, der ein neuntes Ansteuersignal 7051 und ein zehntes Ansteu- ersignal 7053 liefert, angesteuert. Die Ausgangssignale der Mischer 701 und 703 werden jeweils einem Tiefpaßfilter 707 zugeführt.

Die Empfangssignale, die anderen Standards zugeordnet sind, beispielsweise DCS, PCS, Ultra-FDD und Ultra-TDD werden mit Hilfe der Mischeranordnung aus Fig. 7 auf die erste Zwi- schenfrequenz umgesetzt. Dabei werden sowohl der Lokalos- zillator 519 als auch der Lokaloszillator 705 von der PDE 405 gesteuert.

Im folgenden wird die Funktionsweise des in Fig. 7 darge- stellten Ausführungsbeispiels der Vorrichtung zum Abwärts- mischen gemäß der vorliegenden Erfindung erläutert.

Ist es nicht möglich, die in Fig. 6 dargestellten Mischer 515 und 517 in einem breiten Frequenzbereich in MOS- Technologie zu realisieren, so wird vorzugsweise der Fre- quenzbereich beispielsweise für GSM separat ausgeführt und heruntergemischt. In diesem Ausführungsbeispiel werden GSM- Signale separat behandelt, da GSM in einem Frequenzbereich zwischen 935-960 MHz liegt und beispielsweise der DCS- Standard in einem Frequenzbereich zwischen 1805-8880 MHz liegt. Wird der GSM-Pfad separat bearbeitet, so können die Mischer 701 und 703 von Ansteuersignalen 7051 und 7053 an- gesteuert werden, die von dem Lokaloszillator 705 erzeugt werden. Dabei weist der Lokaloszillator 705 eine Oszilla- torfrequenz auf, die von einer Oszillatorfrequenz des Lo- kaloszillators 519 abweicht, so daß Lokaloszillatoren 705 und 519 nicht hoch breitbandig ausgeführt sein müssen, was zu einer Umsetzung von allen Multistandardsignalen notwen- dig wäre. Mit Hilfe der in Fig. 7 dargestellten Empfangs- struktur können nun die Lokaloszillatoren 705 und 519 kos- tengünstiger und stabiler sein.

Soll nun ein GSM-Signal empfangen werden, so liefert der Basisbandblock 621 das Signal 5371, das den Schalter (switch) 501 derart ansteuert, so daß ein über die Antenne 101 empfangenes Signal zu dem GSM-Filter 503 durchgeschal- tet wird, während die übrigen Filter 505,507, 509 und 511 kein Signal empfangen. Das GSM-Empfangssignal wird nach der Verstärkung durch den LNA 105 sowie nach der Bandpaßfilte- rung durch das Bandpaßfilter 50301 dem Mischerpärchen 701 und 703 zugeführt. Nach der Mischung auf die erste Zwi- schenfrequenz liegen an den Eingängen der Verstärkungscont- roller 523 und 525 die digitalen Signale 4011 und 4013, die aus einer Abwärtsmischung des GSM-Empfangssignals hervorge- hen. Der PDE 405 steuert dabei sowohl die Phase als auch die Frequenz der Ansteuersignale 7051 und 7053 in einer a- nalogen Weise, wie die Phase und die Frequenz der Steuer- signale 5191 und 5193 gesteuert werden, wie es bereits im

Zusammenhang mit dem in Fig. 5 oder in Fig. 6 dargestellten Ausführungsbeispielen erläutert worden ist.

Soll kein GSM-Signal empfangen werden, sondern beispiels- weise ein DCS-Signal, so wird der Schalter 501 von dem Sig- nal 5371 derart angesteuert, daß ein über die Antenne 101 empfangenes Signal dem DCS-Bandpaßfilter 505 zugeführt wird, während die anderen Filter 503,507, 509 und 511 kein Signal empfangen. Da der GSM-Pfad abgetrennt ist, wird nur das DCS-Signal auf die erste Zwischenfrequenz umgesetzt, so daß an den Eingängen der Verstärkungscontroller 523 und 525 die digitalen Signale 4011 und 4013 anliegen, die jeweils eine digitale Darstellung des DCS-Empfangssignals sind.

Zum Abwärtsmischen der verschiedenen Multistandard-Signale kann zu einer Umsetzung dieser Signale auf die erste Zwi- schenfrequenz beispielsweise die Oszillatorfrequenz des Os- zillators 519 variiert werden, so daß die Empfangssignale auf die erste Zwischenfrequenz, die beispielsweise fest vorgegeben sein kann, umgesetzt werden. Hierzu sollte die Oszillatorfrequenz geeignet kalibriert werden, bevor ein gewünschtes Multistandard-Signal, beispielsweise ein Ultra- TDD-Signal, empfangen wird. Um eine Frequenzauswahl zu treffen, d. h. um eine geeignete Oszillationsfrequenz von beispielsweise dem Lokaloszillator 519, wie er in Fig. 7 dargestellt ist, einzustellen, kann die in Fig. 7 darge- stellte Empfangsstruktur entweder vor einem Empfangen eines Signals kalibriert werden. Diese Kalibrierung kann jedoch auch während der leeren Zeitschlitze, die stets in Verbin- dung mit einem TDMA-Betrieb entstehen (TDMA ; TDMA = time devision multiple access) durchgeführt werden.

In Fig. 8 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Fre- quenzauswahleinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt. Die Frequenzausfalleinrichtung umfaßt in die- sem Ausführungsbeispiel den dritten Mischer 515 und den vierten Mischer 517 die, wie es bereits im Zusammenhang mit dem in Fig. 7 dargestellten Ausführungsbeispiel diskutiert

worden ist, von dem dritten Ansteuersignal 5191 und von dem vierten Ansteuersignal 5193 angesteuert werden. Der Lokal- oszillator 519 wird von einem Signal 801 gesteuert. Darüber hinaus liefert der Lokaloszillator 519 ein Frequenzsignal 803, das einem Frequenzteiler 805 zugeführt wird. Darüber hinaus weist wie in Fig. 8 dargestellte Frequenzausfallein- richtung einen Schalter 807 auf, der ein Ausgangssignal des Frequenzteilers 805 auf die Mischer 515 und 517 durchschal- tet oder nicht durchschaltet.

Im folgenden wird die Funktionsweise des in Fig. 8 darge- stellten Ausführungsbeispiels der Frequenzauswahleinrich- tung erläutert.

Wird der steuerbare Lokaloszillator 519 mit dem Steuersig- nal 801 angesteuert, so liefert der Lokaloszillator 519 das Frequenzsignal 803, dessen Frequenz von einer Oszillati- onsfrequenz des Oszillators 519 abhängig ist, die durch das Steuersignal 801 eingestellt werden kann. Das Frequenzsig- nal 803 wird dann dem Frequenzteiler 805 zugeführt. Gemäß dem in Fig. 8 dargestellten Ausführungsbeispiel liefert der Frequenzteiler 805 das Ausgangssignal, dessen Frequenz um einen Faktor N geringer als die Frequenz des Frequenzsig- nals 803 ist. Wird nun der Schalter 807 geschlossen, so wird das Ausgangssignal des Frequenzteilers 805 den Mi- schern 515 und 517 zugeführt. Da die Mischer 515 und 517 durch die Ansteuersignale 5191 und 5193 angesteuert sind, findet nun eine Mischung des Ausgangssignals des Frequenz- teilers 805 mit dem dritten Ansteuersignal 5191 und mit dem vierten Ansteuersignal 5193 statt. Die Mischer 515 und 517 liefern dabei die Ausgangssignale 809 und 811, die ein Er- gebnis dieser Mischung sind. Dadurch, daß die Frequenz des Ausgangssignals des Frequenzteilers 805 um Faktor N gerin- ger als die Frequenz der Ansteuersignale 5191 und 5193 ist, kann nun durch eine Ansteuerung des Lokaloszillators 519 sowie durch eine Wahl eines Teilerverhältnisses N die Os- zillationsfrequenz des Lokaloszillators 519 derart einge-

stellt werden, daß das Empfangssignal auf die erste Zwi- schenfrequenz umgesetzt wird.

Die in Fig. 8 dargestellte Struktur ist insbesondere dann vorteilhaft, wenn die Empfangssignale mit Hilfe eines Fre- quency-Hopping-Schemas codiert sind. Bei einem Frequency- Hopping-Schema wird eine Trägerfrequenz des übertragenen Signals in aufeinanderfolgenden Zeitschlitzen verändert, so daß ein. Bandspreizungseffekt entsteht, der zu einer Verbes- serung des Signal zu Rauschverhältnisses in einem Empfänger beiträgt. Da ein Frequenzplan, nachdem die Trägerfrequenz des Übertragungssignals verändert wird, bekannt ist, kann vorzugsweise empfangsseitig diesem Frequenzplan gefolgt werden, so daß das Empfangssignal unabhängig von einer mo- mentanen Trägerfrequenz auf die beispielsweise fest vorge- gebene erste Zwischenfrequenz umgesetzt wird. Die Kalibrie- rung der erfindungsgemäßen Frequenzauswahleinrichtung kann hierbei während der leeren Zeitschlitze erfolgen, da wäh- rend der leeren Zeitschlitze keine Informationsübertragung stattfindet. Mit Hilfe einer in Fig. 8 nicht eingezeichne- ten Einrichtung, die beispielsweise die Phasendetektion- seinrichtung 405 aus Fig. 7 sein kann, kann die Oszillati- onsfrequenz des Oszillators 519 nachgeführt werden, wenn beispielsweise eine Frequenz oder eine Phase der Ausgangs- signale 809 und 811 erfaßt wird und die Oszillationsfre- quenz des Oszillators 519 auf der Basis dieser Erfassung nachgeführt wird, so daß am Ende des leeren Zeitschlitzes die zu einer Umsetzung des Empfangssignals auf die erste Zwischenfrequenz notwendige Oszillationsfrequenz des Lokal- oszillators 519 eingestellt wird.

Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Empfängerstruk- tur ist die digitale Frequenzsynthetisierung. Durch eine digitale Frequenzmessung, die z. B. mit dem bereits erwähn- ten CORDIC-Algorithmus realisiert werden kann, ist es mög- lich, die Frequenz einerseits digital oder auch analog zu regeln. Für eine Multistandardstruktur stellt eine Fre- quenzgenerierung ein Problem dar, da wie bereits erwähnt,

aufgrund der notwendigen Breitbandigkeit von beispielsweise in eingesetzten Lokaloszillatoren eine genaue Einstellung einer Oszillationsfrequenz problematisch ist. Diese Schwie- rigkeit kann mit der erfindungsgemäßen halbdigitalen Struk- tur weitgehend gelöst werden. Möchte man beispielsweise die Frequenz digital regeln, so ist nur ein geringer Bereich einstellbar. Für beispielsweise einen 200 kHz GSM-Kanal ist dies unter Umständen realisierbar und stellt eine gute Al- ternative dar.

Erfindungsgemäß ist ferner eine Rückkopplung zum analogen Teil vorgesehen. Das rückgekoppelte analoge Signal kann beispielsweise einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCOM VCO = voltage controlled oscillator) ansprechen. Diese VCO kann in der MOS-Technologie nur mit einer größeren Bautei- letoleranz hergestellt werden. Daraus resultiert eine Fre- quenzungenauigkeit von etwa 20%. Um nun eine hochgenaue Frequenz einstellen zu können, muß das Gesamtsystem vor Inbetriebnahme einmalig kalibriert werden, was mit Hilfe der in Fig. 8 dargestellten Frequenzauswahleinrichtung durchgeführt werden kann. Die gemessenen Werte werden anschließend in einem Speicher abgelegt und stehen dann zur Verfügung. Nach dieser ersten Kalibrierung können weitere Kalibriermaßnahmen notwendig sein, um den Empfänger bei- spielsweise an veränderliche Bedingungen (Temperaturdrift, Alterung etc. ) anzugleichen. Dies ist mit einer Messung der Frequenz bei definiert angelegten Testsignalen, welche von der Schaltung selbst erzeugt werden, wie es in Fig. 8 dargestellt ist (z. B. Steuersignal 801) möglich. Eine Abtastung der hochfrequenten Signals ist mit den Analog- Digital-Wandlern 527 und 529, wie sie in Fig. 7 dargestellt sind, deshalb möglich, weil man eine hohe Unterabtastung realisieren kann. Das entstehende Testsignal, beispielsweise das Ausgangssignal 809 des Mischers 515 ist in einer Amplitude frei einstellbar und kann je nach der gewählten Unterabtastrate einem Aliasing-Rauschen angepaßt werden.

Die in einem TDMA-Betrieb (TDMA ; TDMA = time devision mul- tiple access) entstehenden leeren Zeitschlitze werden er- findungsgemäß ausgenutzt, um das von dem Oszillator 519 er- zeugte Signal mit einem definierten fraktionalen oder nicht-fraktionalen Faktor N geteilten Signal zu mischen. Die zu messende Frequenz läßt sich nun durch das Teilerver- hältnis N so einstellen, daß die Kalibrierung in einem Ar- beitsbereich des Empfängers stattfindet. Die beispielsweise durch Übersprechen entstehenden statistischen Gleichspan- nungsanteile können gemessen werden und von dem Empfangs- signal bei beispielsweise einem Burstempfang subtrahiert werden. Diese Anordnung benötigt keinen separaten Quarzos- zillator und keine separate Temperaturkompensation. Die Kalibrierfrequenz, also die Häufigkeit einer solchen Messung, erlaubt eine Einstellung der für die Kalibrierung benötigten Energie. Sich rasch ändernde Randbedingungen können im Bursttakt ausgeneriert werden.

Das UMTS-System (UMTS ; UMTS = universal mobile telecommuni- cations system) beispielsweise verwendet als Vielfach- zugriffsverfahren CDMA (CDMA ; CDMA = code devision multiple access). Bei diesem Verfahren stehen keine leeren Zeit- schlitze zur Verfügung. Damit ein Multistandardbetrieb ge- währleistet werden kann, ist eine kontinuierliche Anpas- sung, beispielsweise eine Frequenzkorrektur, nötig. Spen- diert man beispielsweise für UMTS einen separaten Tempera- tur-kompensierten Quarzoszillator (TCXO), so ist es durch den frei einstellbaren Teiler für das Testsignal möglich, während des Empfangs von Daten eine Frequenzkalibrierung auf einer separaten Frequenz, die ungleich der Trägerfre- quenz ist, durchzuführen. Dieses definiert gewählte Signal kann in der Amplitude stark gedämpft werden, damit keine Interferenzen auftreten. In Abhängigkeit davon, wie weit die Empfangs-und die Testfrequenz auseinander liegen, kommt es zu Störungen. Des weiteren würden die Verstär- kungscontroller 523 und 525, wie sie in Fig. 7 dargestellt sind, das Empfangssignal blockieren. Die beiden letztge-

nannten Nachteile können z. B. durch eine Amplitudendämpfung vermieden werden.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Abwärtsmischen zeich- net sich dadurch aus, daß sie eine genauere Spiegelfre- quenzunterdrückung ermöglicht als dies bei einem Einsatz der nach dem Stand der Technik bekannten Empfängerstruktu- ren, die beispielsweise die in Fig. 3 dargestellte Form aufweisen, der Fall ist. Um einen Eindruck der Fehlergrößen zu erhalten, ist die Größe IRR (image reject ratio) heran- zuziehen. Diese Größe ist ein Maß für die Spiegelfrequenz- unterdrückung in dB. Dieses Verhältnis der Spiegelfrequenz- unterdrückung erhält man, indem man dem Q-Pfad eine fehler- hafte Amplitude und eine Fehlerphase hinzurechnet bei- spielsweise die in Fig. 3 dargestellte Weaver-Struktur ana- lytisch berechnet. In der folgenden Schrift : J. Rodell : A 1.9 GHz wide band IF double conversion CMOS receiver for cordless telephone applications wurde dies für die herkömm- liche Weaver-Struktur berechnet. Für die hier modifizierte Struktur sind neue Berechnungen nötig. Die resultierende Form des IRR lautet : Hierbei bezeichnet AG eine Amplitudenabweichung und Aß eine Phasenabweichung in Grad. In Fig. 9 ist ein Simulationser- gebnis eines Spiegelunterdrückungsverhältnisses bei einer Verwendung von analogen Empfangsstufen dargestellt. Diese Graphik zeigt deutlich, daß eine geringe Phasenabweichung von beispielsweise 0.1 Grad die Spiegelfrequenzunterdrü- ckung auf etwa 37 dB verringert. Dies ist ein in analogen Schaltungen üblicher Wert. Möchte man nun diese Phasenunsi- cherheit digital kompensieren, so ist eine Auflösung von beispielsweise 3600 Abtastpunkten pro Periode nötig. Da man

weiterhin die Möglichkeit hat, sowohl einen I-Pfad als auch einen Q-Pfad gegeneinander zu verschieben, würde man auch mit der Hälfte der Abtastpunkte auskommen. Eine derartige Überabtastung würde unter Umständen die Anforderungen, die an die Analog-Digital-Wandler gestellt sind, übersteigen.

Erfindungsgemäß ist es jedoch möglich, keine absoluten Feh- ler, sondern lediglich differentielle Fehler zu detektieren und zu korrigieren, wodurch eine algorithmische Berechnung auch niederratig durchgeführt werden kann. Die Formel des geometrischen Pythagoras ist ein erster Ansatz.

T T 2 Jcos2 (t) +cos2 (t) dt=0 2 2 Digital ist die Integration durch eine Summe zu ersetzen.

Berechnet man diese Formel, also Quadrieren der digitalen Wertepaare, anschließendes Addieren und Summieren, so ist der Integralwert nur bei einer perfekten Anpassung gleich 0. Jede positive oder negative Abweichung ist ein Maß für eine Größe dieser Abweichung. Dieses digitale Maß könnte nun wieder analog gewandelt werden, und als ein differen- tielles Spannungssignal beispielsweise einem Varaktor (spannungsabhängiger Kondensator) steuern. Dieser Varaktor sollte Bestandteil des Phasenschiebers zwischen der I-und der Q-Komponente sein. Voraussetzung für eine derartige Be- rechnung ist jedoch eine 100%-ige Amplitudenanpassung. Da die Amplitudenberechung digital einfach zu implementieren ist, arbeitet diese Anpassung konvergent.

Die erfindungsgemäße Struktur erlaubt es, die von einem He- terodyn-Empfänger bekannten Nachteile wie beispielsweise eine Frequenzplanungsproblematik, weitgehend zu eliminie- ren. Die erfindungsgemäße Vorrichtung erlaubt es ferner, die aufwendigen Heterodyn-Empfänger flexibel genug für ei-

nen Multistandardbetrieb zu gestalten. Durch eine Ana- log/Digital-Partitionierung sind ferner wesentliche Empfän- gerelemente, wie beispielsweise die Kanalselektionsfilter, Mischer, etc. nun digital ausführbar. Dies hat den ent- scheidenden Vorzug einer parametergesteuerten Rekonfigura- tion der Elemente. Die erfindungsgemäße Korrektur der in- perfekten analogen Eigenschaften eines jeden Empfängers bietet einen hohen Grad an Genauigkeit, somit gibt es spe- ziell in dem Bereich der Spiegelfrequenzunterdrückung eine höhere Dämpfung, als dies mit Strukturen nach dem Stand der Technik der Fall ist. Neben einer Spiegelfrequenzunterdrü- ckung können auch Amplituden und Phasendifferenzen mit der erfindungsgemäßen Struktur eliminiert werden, wie ein I/Q- Mismatch, welches die Demodulation erschwert bzw. ver- schlechtert.

Abhängig von den Gegebenheiten kann das erfindungsgemäße Verfahren zum Abwärtsmischen eines Eingangssignals in ein Ausgangssignal in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementation kann auf einem digitalen Spei- chermedium, insbesondere einer Diskette oder CD mit elekt- ronisch auslesbaren Steuersignalen erfolgen, die so mit ei- nem programmierbaren Computersystem zusammenwirken können, daß das entsprechende Verfahren ausgeführt wird. Allgemein besteht die Erfindung somit auch in einem Computer- Programm-Produkt mit auf einem maschinenlesbaren Träger ge- speicherten Programmcode zur Durchführung des erfindungsge- mäßen Verfahrens, wenn das Computer-Programm-Produkt auf einem Rechner abläuft. In anderen Worten ausgedruckt kann die Erfindung somit als ein Computer-Programm mit einem Programmcode zur Durchführung des Verfahrens realisiert werden, wenn das Computer-Programm auf einem Computer ab- läuft.