Verstärkerschaltungen weisen häufig das Problem auf, dass sie temperaturabhängige Bauelemente enthalten, was zur Folge hat, dass die Ausgangssignale der Verstärkerschaltung ebenfalls eine Funktion der Betriebstemperatur sind.

In Fig. 1 ist ein schematisches Schaltbild einer auf CMOS (Complementary Metal-Oxid-Semiconductor) -Technologie basie- renden Verstärkerschaltung gezeigt. Die Verstärkerschaltung enthält einen Transkonduktanzverstärker OTA, welcher eine Eingangsspannung VIN in einen Strom I2 umsetzt. Der Strom I2 wird von einem Operationsverstärker OPA, der mit einem Wider- stand R1 als Strom-Spannungs-Wandler CVC beschaltet ist, in eine Ausgangsspannung VOUT umgewandelt.

Der Transkonduktanzverstärker OTA weist neben hochohmigen Eingängen 1 und 2 auch einen hochohmigen Ausgang 3 auf. Der Transkonduktanzverstärker OTA verhält sich daher wie eine Stromquelle, sodass der am Ausgang 3 auskoppelbare Strom I2 durch die Eingangsspannung VIN gemäß folgender Gleichung (1) gesteuert wird : 12 = S * VIN, (1) wobei S für die Steilheit des Transkonduktanzverstärkers OTA steht und durch das Differential des Stroms I2 nach der Ein- gangsspannung VIN im Arbeitspunkt gegeben ist.

Im seinem Inneren weist der Transkonduktanzverstärker OTA ei- ne Differenzverstärkerstufe auf, welche eine Stromquelle IREF

sowie Transistoren T1 und T2 umfasst. An den Gate-Anschlüssen der Transistoren T1 und T2 liegt die Eingangsspannung VIN an.

Des Weiteren umfasst der Transkonduktanzverstärker OTA drei Stromspiegel, welche mit Transistoren T3 und T4, T5 und T6 bzw. T7 und T8 aufgebaut sind. Die Transistoren T1, T2, T7 und T8 sind n-Kanal-MOSFETs, während die Transistoren T3, T4, T5 und T6 p-Kanal-MOSFETs sind.

Der Strom I2 wird durch den Operationsverstärker OPA mittels des Widerstands Rl gemäß folgender Gleichung (2) in die Aus- gangsspannung VOUT umgewandelt : VOUT = R1 * I2 + VCM, (2) wobei VCM die Mittenspannung angibt. Eine Kombination der Gleichungen (1) und (2) liefert Gleichung (3) als Übertra- gungsfunktion der vorliegenden Verstärkerschaltung : VOUT = S * R1 * VIN + VCM, (3) wobei das Produkt aus der Steilheit S und dem Widerstand R1 den Verstärkungsfaktor der Verstärkerschaltung angibt.

Bei CMOS-Herstellungsprozessen werden lineare Widerstände häufig durch Abscheidung von Polysilizium-Material erzeugt.

Der Temperaturkoeffizient solcher Widerstände, welcher die Widerstandsänderung mit der Temperatur angibt, ist mit dem Widerstandswert pro Flächeneinheit des Polysiliziums korre- liert. Bei nur kleinen Widerstandswerten pro Flächeneinheit ist der Temperaturkoeffizient positiv. Der Temperaturkoeffi- zient sinkt mit steigendem Widerstandswert pro Flächeneinheit und wird für große Widerstandswerte pro Flächeneinheit nega- tiv.

Bei der vorliegenden Verstärkerschaltung muss der Widerstand R1 hochohmig sein. Ansonsten müsste die Steilheit S des Transkonduktanzverstärkers OTA groß sein, um dennoch einen

akzeptablen Verstärkungsfaktor der Verstärkerschaltung zu er- zielen. Dieses würde aber wiederum einen inakzeptabel großen Stromverbrauch des Transkonduktanzverstärkers OTA nach sich ziehen.

Ein hochohmiger Widerstand R1 wird in CMOS-Technologie zur Vermeidung von zu großem Flächenverbrauch durch Polysilizium mit einem hohen Widerstandswert pro Flächeneinheit herge- stellt. Nachteilig daran ist allerdings der daraus resultie- rende negative Temperaturkoeffizient des Widerstands R1. Da die Steilheit S des Transkonduktanzverstärkers OTA mit stei- gender Temperatur ebenfalls abnimmt, ist der Verstärkungsfak- tor der vorliegenden Verstärkerschaltung stark temperaturab- hängig. Diese Eigenschaft der Verstärkerschaltung ist beson- ders nachteilig, wenn die Verstärkerschaltung in einem weiten Temperaturbereich betrieben wird. Hinzu kommt, dass auch Her- stellungstoleranzen des hochohmigen Widerstands R1 den Ver- stärkungsfaktor beeinflussen.

Die vorliegende Verstärkerschaltung wird auch dazu genutzt, Wechselspannungen zu verstärken. Die Leerlauffrequenz der Verstärkerschaltung hängt ebenfalls von dem Verstärkungsfak- tor ab. Bei einem über einen gewissen Temperaturbereich in- stabilen Verstärkungsfaktor führt dieses zu Stabilitätspro- blemen der Verstärkerschaltung.

Bisherige Lösungen zu den vorstehend genannten Problemen be- inhalten die Verwendung eines Widerstands R1 mit einem nur kleinen Temperaturkoeffizienten und geringen Herstellungsto- leranzen sowie die Verwendung einer temperaturunabhängigen Stromquelle IREF, woraus sich eine nur geringe temperaturab- hängige Steilheit S des Transkonduktanzverstärkers OTA er- gibt. Durch diesen Lösungsansatz wird die Temperaturabhängig- keit des Verstärkungsfaktors zwar minimiert, jedoch wird die Fläche der Schaltung groß, weil Polysilizium-Widerstände mit niedrigem spezifischen Widerstand verwendet werden müssen, oder aber es müssen durch zusätzliche Prozessschritte tempe-

raturstabile hochohmige Widerstände erzeugt werden. Beide Maßnahmen sind aufwendig und kostenintensiv.

Bei einem weiteren Lösungsansatz wird im Gegensatz zu dem so- eben beschriebenen Lösungsansatz auf die Temperaturunabhän- gigkeit der Stromquelle IREF verzichtet und lediglich ein Wi- derstand R1 mit einem kleinen Temperaturkoeffizienten und ge- ringen Herstellungstoleranzen verwendet. Allerdings darf in diesem Fall die Verstärkerschaltung nur in einem relativ kleinen Temperaturbereich betrieben werden.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Verstärkerschaltung zu schaffen, welche über einen weiten Temperaturbereich einen temperaturstabilisierten Verstärkungsfaktor aufweist. Die Temperaturstabilität des Verstärkungsfaktors soll insbesonde- re auch bei der Verwendung hochohmiger Widerstände mit, großen Temperaturkoeffizienten gewährleistet sein.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche 1 und 9 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

Durch die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung wird eine Ein- gangsspannung mittels eines Gesamtverstärkungsfaktors in eine Ausgangsspannung umgewandelt. Der Gesamtverstärkungsfaktor ist ein Produkt aus einem ersten Verstärkungsfaktor und einem zweiten Verstärkungsfaktor, wobei der erste und der zweite Verstärkungsfaktor gegenläufige Temperaturabhängigkeiten auf- weisen. Die Verstärkerschaltung umfasst erste Mittel, die zur Erzeugung eines Zwischensignals aus der Eingangsspannung und dem ersten Verstärkungsfaktor dienen. Des Weiteren umfasst die Verstärkerschaltung zweite Mittel, mit denen die Aus- gangsspannung aus dem Zwischensignal und dem zweiten Verstär- kungsfaktor erzeugt werden.

Der Vorteil der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung begrün- det sich auf die gegenläufigen Temperaturabhängigkeiten des ersten und des zweiten Verstärkungsfaktors. Bei einer Tempe- raturänderung steigt einer der beiden Verstärkungsfaktoren an und der andere Verstärkungsfaktor fällt, sodass sich insge- samt ein im Wesentlichen temperaturunabhängiges Produkt der beiden Verstärkungsfaktoren und somit ein temperaturstabili- sierter Gesamtverstärkungsfaktor ergeben.

Durch die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung wird folglich eine Kompensation der Temperaturabhängigkeiten der beiden Verstärkungsfaktoren erzielt, wodurch sich eine Temperatur- unabhängigkeit des Gesamtverstärkungsfaktors über einen wei- ten Temperaturbereich ergibt. Bei den bisher bekannten und vorstehend beschriebenen Verstärkerschaltungen wurde die Tem- peraturabhängigkeit des Gesamtverstärkungsfaktors lediglich minimiert, aber nicht kompensiert. Des Weiteren wird eine temperaturabhängige Variation der Übertragungsfrequenz durch die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung unterdrückt.

Sofern die ersten und zweiten Mittel zur Generierung der Ver- stärkungsfaktoren hochohmige Widerstände mit großen Tempera- turkoeffizienten aufweisen, ergibt sich dennoch aufgrund der erfindungsgemäßen Kompensation der Temperaturabhängigkeiten der beiden Verstärkungsfaktoren ein temperaturunabhängiger Gesamtverstärkungsfaktor.

Vorteilhafterweise weisen die ersten Mittel einen Transkon- duktanzverstärker auf, welcher an seinen Eingängen mit der Eingangsspannung gespeist wird und welcher an seinem Ausgang das Zwischensignal in Form eines Zwischenstroms ausgibt. Fer- ner umfassen die ersten Mittel vorzugsweise eine Stromquelle, welche den Strom bereitstellt, der für den Betrieb des im Transkonduktanzverstärker enthaltenen Differenzverstärkers notwendig ist.

Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung enthal- ten die zweiten Mittel einen Strom-Spannungs-Wandler, welcher einen Operationsverstärker und einen in den Rückkoppelzweig des Operationsverstärkers geschalteten Wandlerwiderstand auf- weist. Der Strom-Spannungs-Wandler dient zur Umwandlung des von dem Transkonduktanzverstärker erzeugten Zwischenstroms in die Ausgangsspannung.

Eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung des Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass der von der Stromquelle bereit- gestellte Strom und der Wandlerwiderstand gegenläufige Tempe- raturabhängigkeiten aufweisen. Die Temperaturabhängigkeit des von der Stromquelle bereitgestellten Stroms überträgt sich auf die Temperaturabhängigkeit der Steilheit des Transkonduk- tanzverstärkers. Gemäß Gleichung (3) ergibt sich aus der vor- stehend genannten Forderung ein temperaturstabilisierter Ge- samtverstärkungsfaktor der Verstärkerschaltung.

Zur schaltungstechnischen Realisierung einer Stromquelle, de- ren Strom ein dem Wandlerwiderstand gegenläufiges Temperatur- verhalten aufweist, ist es besonders vorteilhaft, wenn die Stromquelle eine Stromquellenbank umfasst, deren Eingang- stransistor mit einem temperaturstabilisierten Eingangsstrom gespeist wird und die mindestens zwei parallel geschaltete Ausgangstransistoren aufweist. Die durch die Drain-Source- Strecken der Ausgangstransistoren erzeugten Ausgangsströme fließen durch mindestens einen Widerstand und speisen gemein- sam den Differenzverstärker des Transkonduktanzverstärkers.

Durch die Parallelschaltung der mindestens zwei Ausgangstran- sistoren ist die Gate-Source-Spannung der mindestens zwei Ausgangstransistoren geringer als die Gate-Source-Spannung des Eingangstransistors. Die aufgrund der unterschiedlichen Gate-Source-Spannungen erzeugte Spannungsdifferenz fällt über dem mindestens einen Widerstand ab. Je größer dabei die An- zahl der parallel geschalteten Ausgangstransistoren ist, umso

größer ist die Spannung, die über dem mindestens einen Wider- stand abfällt.

Der Strom, welcher durch die Drain-Source-Strecken der minde- stens zwei Ausgangstransistoren gemeinsam erzeugt wird und den Differenzverstärker des Transkonduktanzverstärkers speist, ist in seiner Temperaturabhängigkeit von der Tempera- turabhängigkeit des mindestens einen Widerstands bestimmt, und zwar verhält sich die Temperaturabhängigkeit dieses Stroms gegenläufig zu der Temperaturabhängigkeit des minde- stens einen Widerstands. Dadurch verhält sich auch die Tempe- raturabhängigkeit des Zwischenstroms gegenläufig zu dem min- destens einen Widerstand und somit ebenfalls gegenläufig zu dem Wandlerwiderstand, was einen temperaturstabilisierten Ge- samtverstärkungsfaktor zur Folge hat.

Sofern der Eingangstransistor und die mindestens zwei Aus- gangstransistoren gut aufeinander abgestimmt sind, werden'da- durch auch durch Herstellungstoleranzen verursachte Span- nungsvariationen behoben.

Ein temperaturstabilisierter Eingangsstrom lässt sich bei- spielsweise durch einen BGR (Band Gap Reference)-Schaltkreis besonders einfach erzeugen. Derartige Schaltkreise sind be- reits in vielen Geräten vorhanden und können vorteilhafter- weise auch für die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung ver- wendet werden.

Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung ist besonders dafür geeignet, auf einem gemeinsamen Substrat integriert zu sein und insbesondere mittels CMOS-Technologie hergestellt zu wer- den. Bei einem derartigen Herstellungsprozess können sowohl der Wandlerwiderstand als auch der mindestens eine Widerstand der Stromquelle durch Abscheidung von Polysilizium-Material mit einem hohen Widerstandswert pro Flächeneinheit erzeugt werden. Dadurch werden ein geringer Stromverbrauch des Trans- konduktanzverstärkers und eine gute Temperaturstabilität des

Gesamtverstärkungsfaktors gewährleistet. Ferner weisen in diesem Fall die beiden linearen'Widerstände vergleichbare (negative) Temperaturkoeffizienten und Herstellungstoleranzen auf.

Das erfindungsgemäße Verfahren dient zur Verstärkung einer Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung. Dabei ist der Ge- samtverstärkungsfaktor, welcher die Verstärkung der Eingangs- spannung in die Ausgangsspannung angibt, ein Produkt aus ei- nem ersten und einem zweiten Verstärkungsfaktor. Der erste und der zweite Verstärkungsfaktor sind durch gegenläufige Temperaturabhängigkeiten gekennzeichnet. Bei dem erfindungs- gemäßen Verfahren wird zunächst ein Zwischensignal aus der Eingangsspannung und dem ersten Verstärkungsfaktor erzeugt.

Anschließend erfolgt die Generierung der Ausgangsspannung aus dem Zwischensignal und dem zweiten Verstärkungsfaktor.

Der Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens liegt wieder in den gegenläufigen Temperaturabhängigkeiten des ersten und des zweiten Verstärkungsfaktors. Daraus ergibt sich insgesamt ein über einen weiten Betriebstemperaturbereich stabilisierter Gesamtverstärkungsfaktor.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. In diesen zeigen : Fig. 1 ein schematisches Schaltbild einer Verstärkerschal- tung gemäß dem Stand der Technik ; und Fig. 2 ein schematisches Schaltbild eines Ausführungsbei- spiels der erfindungsgemäßen Stromquelle zur Spei- sung des Differenzverstärkers des in Fig. 1 gezeig- ten Transkonduktanzverstärkers.

Fig. 2 zeigt ein schematisches Schaltbild eines Ausführungs- beispiels einer erfindungsgemäßen Stromquelle IREF, die zur Bereitstellung eines Stroms I1 dient, der für die in Fig. 1

gezeigte Differenzverstärkerstufe des Transkonduktanzverstär- kers OTA verwendet wird. Die Stromquelle IREF enthält einen Transistor T9, dessen Source-Drain-Strecke zwischen eine Stromquelle ICONST und ein gemeinsames festes Potential, ins- besondere eine Masse VSS, geschaltet ist. Der Transistor T9 ist als Eingangstransistor einer Stromquellenbank mit Transi- storen T10 und Tll als Ausgangstransistoren über ihre Gate- Anschlüsse verbunden. Des Weiteren ist der Drain-Anschluss des Transistors T9 mit seinem Gate-Anschluss verbunden. Die Transistoren T10 und Tll sind an ihren Drain-bzw. Source- Anschlüssen jeweils miteinander verbunden. Zwischen die Sour- ce-Anschlüsse der Transistoren T10 und Tll und die Masse VSS ist ein Widerstand R2 geschaltet. Auf der Seite der Drain- Anschlüsse der Transistoren T10 und Tll wird der Strom I1 er- zeugt. Die Transistoren T9, T10 und Tll sind beispielsweise n-Kanal-MOSFETs.

Eine Voraussetzung für das erfindungsgemäße Funktionieren der vorliegenden Schaltung ist es, dass die Stromquelle ICONST einen temperaturunabhängigen Strom bereitstellt. Diese Vor- aussetzung wird beispielsweise von einem BGR-Schaltkreis er- füllt. Der von der Stromquelle ICONST erzeugte Strom wird von dem Transistor T9 in die Drain-Source-Strecken der Transisto- ren T10 und Tll gespiegelt.

Dabei ist die Gate-Source-Spannung des Transistors T9 größer als die Gate-Source-Spannungen der Transistoren T10 und Tll.

Die Differenz dieser Gate-Source-Spannungen fällt über dem Widerstand R2 ab. Je mehr Transistoren wie die Transistoren T10 und Tll als Ausgangstransistoren der Stromquellenbank parallel geschaltet sind, desto größer ist die Spannung, die über dem Widerstand R2 abfällt. Desto größer ist auch die Temperaturabhängigkeit des Stroms I1 von dem Widerstand R2, da der Strom I1 eine Funktion von 1/R2 ist.

Des Weiteren ist die Steilheit eines CMOS-Transistors propor- tional zu dem durch seine Drain-Source-Strecke fließenden

Strom, sofern der CMOS-Transistor unterhalb der Schwellen- spannung betrieben wird. Da sich der optimale Arbeitspunkt für die die CMOS-Transistoren Tl und T2 aufweisende Diffe- renzverstärkerstufe zwischen dem Unterschwellspannungsbereich und dem Spannungsbereich mit leichter Inversion befindet, ist die Steilheit S des Transkonduktanzverstärkers OTA ebenfalls proportional zu dem Strom I1 und gemäß dem vorstehenden Ab- satz somit eine Funktion von 1/R2. Daraus folgt, dass der Verstärkungsfaktor der in Fig. 1 gezeigten Verstärkerschal- tung mit der vorliegenden erfindungsgemäßen Stromquelle IREF proportional zu dem Widerstand R1 und indirekt proportional zu dem Widerstand R2 ist. Da die Widerstände Rl und R2 auf- grund ihrer Bauart gleiche Temperaturabhängigkeiten aufwei- sen, ist der Verstärkungsfaktor über einen weiten Temperatur- bereich temperaturunabhängig.