Dans mon brevet France n°7833385 a été décrite la aise en oeuvre de matériaux composites absorbants dans des structures à propagation, dont en particulier dans des fils, câbles et circuits intégrés.

Les spectres d' absorption (en fonction de la fréquence) de telles struc¬ tures étaient essentiellement liées aux spectres de la perméabilité magnétique des composites, c'est à dire celle des ferri- ou ferromagnétiques utilisés, dont la partie imaginaire (perméabilité de pertes) introduisent l'absorption. De ces faits, on ne peut guère obtenir une absorption magnétique :

- pour les fréquences plus basses (par exemple au dessous de quelque 10 MHz), où le matériau magnétique a des pertes réduites (jus¬ tifiant son utilisation classique) ,

- pour des fréquences très élevées (par exemple au-dessus de quelques GHz), où les phénomènes magnétiques disparaissent (effet Snoek) ou encore, se rétrécissent en bande étroite ( résonance magné¬ tique sous champ d' anisotropie ou champ de polarisation continu),

- et pour les fréquences dans la gamme d' absorption (quelque 10 MHz à quelque GHz), on ne peut guère obtenir une absorption d'allure différente de celle du spectre intrinsèque de perméabilité du matériau utilisé (liée essentiellement à un phénomène de relaxation et/ou de résonances magnétiques) . Ceci explique, au début de cette gamme, un affaiblissement de pente de +1 à +1,5, c'est à dire croissant proportionnellement à la fréquence ou avec la puissance 1,5 avec la fréquence (6 à 9 dB/octave) .

Pour élargir le domaine de fréquences d'absorption, dans mon brevet France n° 2.550.657 , ^une solution a été décrite, utilisant des réflexions d'onde dues à des désadaptationε, par variation d' impédance caractéristique (câbles), avec une structure continue, ou encore avec une structure discontinue, par l' adjonction de composants localisés (inductances, capacitances) .

Toujours dans le même sens d' élargissement de la bande d'ab¬ sorption, dans mon brevet France n° 2.592.265 _a été décrite la réalisation d'un ferrite "synthétique" (mélange de plusieurs matériaux magnétiques) , représentant l' inconvénient que les effets de chacun des matériaux sont évidemment réduits : en d'autres mots, comme pour la solution ci-dessus, 1' élargissement /modelage du spectre d' absorption est au dépens de l'absorption dans la gamme de fréquences d' absorption propres du matériau magnétique.

Encore dans le même sens, un autre moyen d'élargir la bande d' absorption a été décrite dεns mon brevet France n° 83-255851 consistant à dériver une partie du courant HF de la structure absorbante de base ("effet peau simulé") t l' inconvénient de cette solution étant un affaiblissement limité vers les fréquences élevées.

Dans le présent brevet, je décris 1' utilisation d'un ou plusieurs effets d'absorption nouveaux autres que les pertes diélectromagnétiques des structures citées ci-dessus, chacun de ces effets ayant un ou des spectres d' absorption propres, complémentaires à 1' absorption ferro- ou ferrimagnétique : L' invention est ainsi carac¬ térisée par une addition à cette dernière (donc sans effet de dilution) , afin d' élargir le domaine de la fréquence et /ou afin de modifier l'allure de la variation de l'absorption en fonction de la fréquence, ainsi que la sélection des spectres d' absorption complémentaires, de façon à élargir /remodeler le spectre d' absorption global de la structu¬ re.

Les effets des pertes diélectriques, qui interviennent automatiquement dans une structure de propagation, sont considérés dans le cadre des exemples descriptifs qui suivront.

Un premier but de 1' invention présente consiste donc à décrire les effets absorbants additionnels utilisés , chacun de ces effets ab¬ sorbants additionnels pouvant exister (et être utilisés) seul, ou encore, être utilisés ensemble.

Pour des raisons de facilité de compréhension l'essentiel des exemples sera choisi dans l'aspect d'élargissement/remodelage de l'ab¬ sorption di électromagnétique d'un matériau ferro- ou ferrimagnétique tel que décrit dans mon brevet France n° 78.33385.

Un second but de l'invention consiste en la réalisation de spectres globaux (c'est à dire avec les différents effets additionnels) , s' étendant en-dessous de quelque 10 MHz et /ou au-dessus de quelques GHz, et/ou la réalisation des pentes d' affaiblissement (autant vers le bas que vers le haut) dépassent la pente +1 à 1,5 intrinsèque aux matériaux magnétiques.

Un troisième but de l' invention est de décrire l' application à des structures de propagation en général, telles que :

- structures ouvertes (fils de liaison, câbles non blindés, conducteurs multiples, câbles plats, circuits imprimés, circuits MICetc),

- structures semi-ouvertes (câbles coaxiaux inversés, fils pris dans la masse, circuits imprimés et intégrés (MICPCetc) , surfa¬ ces antiréfléchissantes, etc), et

- structures fermées (câbles coaxiaux, guides d'onde, enceintes, etc) .

Un quatrième but de l' invention est de décrire comment sont choisis les différents effets additionnels ci-dessus, afin de donner un spectre donné à l' absorption globale, avec le point essentiel, que les effets additionnels soient dissipatifs en eux-mêmes, afin que l'effet d'addition (plutôt que dilution) soit effectivement présent.

Un cinquième but de l'invention est de décrire des structures intrinsèques continues (donc faciles à réaliser) , en opposition avec les concepts de ruptures d' impédances caractéristiques , selon mon brevet π° 2.550.657.

Un sixième but de l'invention est de décrire l' addition d'effets intervenant en série (dans le schéma équivalent Kirchhoff), là où les effets di électromagnétiques cités ci-dessus, interviennent surtout en dérivation. En d'autres mots, ces effets interviennent quelle que soit la structure parallèle de la structure, c'est à dire indépendamment des isolants utilisés (intervenant en shunt).

Un septième but de l'invention est de décrire des combinaisons des nouvelles structures absorbantes "élargies" (c'est à dire : spectre élargi et /ou remodelé) , représentées essentiellement par des structures à constantes distribuées, avec des composants localisés, pour réaliser des assemblages .

Un huitième but de l' invention consiste à obtenir des spectres d'absorption d'allure particulière, réalisables par le choix et le dosage des effets additionnels. Ainsi, par exemple, des effets parasites dus aux composants localisés des assemblages ci-dessus peuvent être compensés. L'application à des systèmes complexes suit le même ordre d ' i dée .

Un neuvième but de l' invention est de décrire quelques réalisa- tions types selon l' invention, comme exemples non limitatifs, choisis pour être représentatifs pour des applications industrielles ou militai¬ res précises.

Je vais d'abord décrire plus en détail, trois effets addition- nels, utilisés selon l' invention.

D'abord l'effet veau artificiel, utilisant la concentration du courant dans un conducteur, à la surface, aux fréquences élevées : l'effet peau normal est artificiellement augmenté, en utilisant un conducteur magnétique à forte perméabilité ou encore une simple couche d'un tel conducteur à la surface d'un conducteur non magnétique, tel que le Cuivre. J'ai décrit l'application de cet effet en détail dans mes brevets France n° 1.428.517 et 1.514.178.

Cet effet est lié à la conduction (et non à des effets diélec- tromagnétiques) : de ce fait, le spectre de ces pertes magnétiques s'étale vers les fréquences en dessous de quelque MHz, et se rajoute aux phénomènes absorbants diélectromagnétiques .

Ensuite, un second effet additionnel est lié aux effets de proximité dans les conducteurs. Je l'ai remarqué de façon inattendue dans une structure connue et utilisée pour réduire l' absorption : le fil LTTZ. Dans un tel fil, des conducteurs fins isolés sont assemblés en toron, de telle sorte à ce que chaque fil traverse la section du

toron : alors, il est connu, que le courant est réparti dans la section, et l'effet peau est ainsi annulé : la résistance haute-fréquences d'un tel toron étant plus réduite, le fil LITZ permet de réaliser des inductances à forte surtension.

Or, en diminuant le diamètre des brins individuels et en aug¬ mentant leur nombre (pour une fréquence donnée) avec éventuellement l'introduction de l'effet peau artificiel (ci-dessus) , sur chacun des brins, j'ai obtenu une très forte augmentation de la résistance du toron, c'est à dire une absorption proportionnelle à la racine carrée du nombre de brins du conducteur (quand l'effet peau proposé à chaque brin joue à plein). Le courant d'un des brins introduit un "effet de proximité" avec les brins adjacents, et les couplages correspondants introduisent des pertes, qui augmentent l' absorption.

Ici encore, le domaine de fréquence de cet effet (additionnel ou utilisé seul) peut être placé au choix, dans les fréquences en dessous de 10 MHz, et même dans la gamme de 10 έ 1 GHz, permettant d' augmenter et d'élargir l' absorption.

Cette augmentation de l' impédance du conducteur, agit encore sur l'impédance (et les pertes) "internes" du conducteur.

Ensuite, un troisième effet additionnel est lié à des effets de couplage de lignes résonnantes ou antirésonnantes , placées près du conducteur (interne ou externe) de la structure ou plus généralement dans le trajet des ondes électromagnétiques dues au champ électromagnétique incident .

De tels éléments de lignes vont absorber de l'énergie électro¬ magnétique prise sur les conducteurs, aux fréquences où elles sont résonnantes (ou antirésonnantes) , et ceci d'autant plus que leur coupla¬ ge avec le (les) conducteurs est important, et qu'elles sont elles-mêmes absorbantes. J'ai observé que de tels éléments de lignes couplées peu- vent prendre des formes diverses (telles que des couplages électriαues et; ou magnétiques) et des réalisations diverses , comme j'ai observé que leurs longueurs de résonance (antirésonance) sont directement proportionnelles à la constante de propagation du milieu où ils sont insérés, et de ce fait, correspondent à des longueurs physiques nette- ment plus petites que la demie (ou le quart) de la longueur d'onde en question.

Ainsi encore, les domaines des fréquences de cet effet (addi¬ tionnel ou utilisé seul) peut être placé au choix, dans le domaine de fréquences : aux fréquences basses (par exemple, au-dessous de 10 MHz), mais aussi aux fréquences très élevées (par exemple au dessus de 1 GHz).

Pour mieux décrire les différents aspects de l'invention, je choisirai quelques exemples types de structures à propagation simples, comme décrit dans l' énoncé, en partant de fils et câbles comportant une enveloppe absorbante diélectromagnétique, telle que décrite en détail dans mon brevet France n° 7833385.

Dans un premier exemple, décrit par la figure la, un conducteur central (l) est entouré d'une couche en composite absorbant (2)1 et d'une couche d'isolant interne et/ou externe Q) , et d'un écran externe

(^ : c'est la structure coaxiale passe-bas classique.

Dans la figure 2, l' absorption d'un tel câble suit le tracé

(T) , reflétant exclusivement l' absorption du composite à ferrite absor- bant : Au-delà de 250 MHz, l'absorption dépasse 100 dB/m, valeur qui se prolonge jusqu'à quelque 18 GHz, avec les mélanges absorbants décrits dans mon brevet cité.

Les deux réalisations selon les figures la et 1b, utilisent un conducteur central en Cuivre, de 1 mm de diamètre, et une épaisseur de lmm de la couche absorbante. Cette dernière est constituée d'un composite comportant une concentration volumique de 68% en ferrite, dans une matrice type PVC ou silicone, conférant à ce composite une perméabilité basse fréquence autour de 20. La couche isolante 3 est constituée de 2 rubans polyester guipés, de 0,05 mm d'épaisseur.

Dans la figure 1b, le même conducteur central Hj est entouré d'une mince couche ferromagnétique ζ5J , telle que décrite dans mes brevets Effet Peau Artificiel France n° 1.428.517 et 1.514.178, réalisé par exemple, par une couche externe en fils a haute perméabilité, ou encore, un guipage en bande mince ferromagnétique à haute perméabilité. La couche (T) est composée du même composite ferrimagnétique absorbant qu'auparavant, et la couche (F) représente encore un guipage ou guir- landage en matériau ferromagnétique à haute perméabilité, placé sous ι _a tresse de blindage{4jou même remplaçant celle-ci.

Les dimensions sont identiques à celles de la figure la : l'épaisseur des couches ferromagnétiques et de 20μ.

Dans la figure 2, l'absorption combinée est représentée par le tracé B, où l'absorption à 10 MHz est passée de quelque 0,8 dB/m à 6,5 dB/m.

Dans les deux réalisations, la tresse de blindage (4) représentant la masse, peut être constituée par une surface de masse adjacente, ou encore d'autres conducteurs au potentiel moyen de la masse, réalisant ainsi des structures ouvertes selon l' invention.

Ici, j'ai observé le fait remarquable, que pour un signal plus important (tel que l' impulsion nucléaire (EMP), ou un éclair), l'atté- nuation dans la gamme du MHz se trouve multipliée par un facteur de

5 à 10 : c'est le choix de la rectangularité du cycle d'hysterisis du ou des ferromagnétiques, qui permet ainsi d'obtenir, si souhaité, un câble à bande passante autocommandé par le signal perturbateur : en quelque sorte, le câble coupe la transmission du signal EMP, tout en ne représentant, aux faibles signaux, qu'une atténuation réduite pour les basses fréquences. Le même phénomène peut être obtenu avec des ferrites spéciaux (dans la composition dielectromagnetique ou dans les composants décrits plus loin).

Les effets de superposition des absorptions propres au mélange composite dielectromagnetique et à l'effet peau artificiel, sont clairs dans cet exemple : le spectre magnétique du ferromagnétique aux basses fréquences, et le spectre dielectromagnetique du ferrimagnétique aux fréquences élevées se rajoutent.

Dans un second exemple, je vais décrire l' application du deuxième effet addtionnel, basé sur l'absorption d'un fil Litz, par effet de proximité, aux fréquences au-delà de celles où a lieu l'effet peau, dans chaque brin du conducteur.

Par définition, il s'agit, comme pour l'effet de l'absorption par effet peau artificiel, d'un effet large bande, se plaçant aux fré¬ quences élevées, et lié au/aux conducteur, c'est à dire dans l'élément série du schéma Kirchhoff . De ces faits, cet effet peut s'appliquer en addition, ou encore, en remplacement de l' absorption du composite dielectromagnetique à ferrites.

Dans la figure 3a-, le conducteur Qj est réalisé suivant la technique Litz (diamètre total 1mm), c'est à dire, les différents brins conducteurs sont isolés les uns des autres, et assemblés en toron, chaque brin traversant la section dans sa totalité.

Le diélectrique^ (2 couches de polyester de 0,05"^ d' épaisseur ) isole le conducteur central de la tresse (ou surface de masse) ; le cas échéant il peut être absent, dans la mesure où l'isolant des brins du litz est suffisant.

Dans la figure 4, j'ai reproduit l'effet d' absorption passe-bas d'une réalisation selon la figure 3 a : Dans la courbe A on voit en effet que les pertes par effet proximité permettent d' obtenir un effet d' absorption passe-bas large bande : Cet effet croît seulement avec la racine de la fréquence, là où l'effet d' absorption par le compo¬ site à ferrite croît avec la puissance -h 1 à 1,5 de la fréquence. Dans les fréquences en dessous de 100 MHz, l'affaiblissement est plus réduit qu'avec l'effet peau artificiel, pour s' approcher de zéro en-dessous de 1 MHz, où le fil du litz, (utilisé dans sa capacité première) , repré- sente des pertes négligeables .

Dans la figure 3 b,j'ai combiné l'effet ci-άessus (conducteur litz 1), avec la couche additionnelle (2) de l' absorbant à composite à ferrite (d' épaisseur 1 mm). Le tracé (S) de la figure 4 indique l' atténuation augmentée, selon l' invention : les effets de proximité de conduction et de l'effet d' absorption d'une couche de composite à ferrites se rajoutent, avec essentiellement une augmentation de l'ab¬ sorption dans les fréquences élevées et très élevées : en effet, un fait remarquable selon l'invention, consiste en la non limitation de l'atténuation vers les fréquences très élevées, contrairement aux cas précédents (Figures 2), où l'absorption s'arrêtait avec la dispari¬ tion des effets magnétiques.

Il est encore évident que cet effet de pertes par proximité, peut encore être utilisé avec d'autres structures ouvertes, semi-ouver¬ tes ou fermées, comme indiqué en préambule . Parmi les très nombreux exemples, I ^e citerai l'utilisation d'une masse réalisée en litz à effet Proximité, _ou donc inversement à l'exemple des figures 3, l'effet proximité est réalisé par le conducteur externe.

Dans un troisième exemple, je vais décrire l'application du troisième effet additionnel, dû à des effets de ^' couplages entre les conducteurs avec des lignes résonnantes (et /ou antirésonnantes) .

Par définition, je l'ai déjà dit, il s'agit de coupler aux champs (électriques et /ou magnétiques) d'une structure de propagation, des éléments de lignes isolées, de longueur donnée : ce couplage va prélever de l'énergie (donc introduire une absorption, vu du conduc¬ teur chaud) à des fréquences correspondant à n λ /2 (pour une ligne couplée ouverte, demi-onde) ou à des fréquences correspondant à ( 2n- 1 ) .-φ- ( pour une ligne couplée, exitée en quart-d'onde) .

Les "résonances" peuvent être élargies (dans le domaine fréquen¬ ce) dans la mesure, où les éléments de ligne sont eux-mêmes absorbants (par exemple résistifs, ou à effet peau) ou encore dans la mesure où ils sont placés près ou émergés dans un milieu dielectromagnetique absorbant (tel que les composés absorbants cités).

Dans la mesure, où je peux donc définir l'emplacement en fréquence de telles absorptions résonantes, de fixer leur intensité par le degré de couplage au conducteur d'excitation, je rajoute d'abord un effet d'absorption existante à toute absorption par ailleurs, et ce(s) rajout(s) peut être formé et placé à volonté, selon l' invention.

Dans la Figure 5, j'indique le schéma général d'une telle ligne couplée, avec l'exemple d'une structure coaxiale, utilisant comme autre absorbant une couche de composite ferrimagnétique .

Dans cette figure,(P représente le conducteur , @ la couche de composite absorbant ferrimagnétique, ^} l'isolant et © la tresse de masse du câble. L'élément résonnant (J) est représenté comme une couche mince conductrice (ou résistive, ou effet peau) : elle s'étale seulement sur une certaine longueur géométrique α, de la structure, isolée par rapport aux autres conducteurs (ligne demi -onde ) , (Figure 5b). Sa lon- gueur "électrique" -i, sera réduite par le rapport de la constante de propagation de l'endroit, et c'est cette longueur réduite qui devra présenter le n. _j -de l'effet de couplage.

Bien entendu, le choix approprié de sections de longueur i y _n , P„- etc permettra de placer des résonances dr absorption aux endroits souhaités du SDectre.

Sien entendu, un nomore αe telles sections couplées perme _t être déoosée, le long de la structure, pour multiplier les effets a _D sor- bants.

Bien entendu, l' influence αe chaque section sera fonction de l' intensité de son couplage avec le/les conducteurs chauds : où par exemple, la couche conductive 7 peut être placée autrement par rapport aux couches successives de la structure, et remplir seulement une par _¬ tie de la circonférence ^; en d'autres mots des bandes conductrices (ou résistives ou à effet Deau) peuvent être utilisées, ou encore des fais conαucteurs (ou résistifs ou effet peau) le long de la généra¬ trice αe la structure à prooogation. Avec de telles réalisations (à remolissage partiel) des lignes couplées de longueurs différentes (<.,-C _n , ^} \) peuvent être placées aux mêmes endroits de la structure.

Une réalisation particulière utilise ainsi des fils conducteurs

(résistifs ou a effet peau) sous forme αe tresse ouverte ; une autre, αes fils conαucteurs (résistifs ou a effet peau) intégrés αans le comoo- sita absorbant (et éventuellement coextruαés avec le mélange aosorbant) .

Une réalisation narticulièrement simole, utilisera ainsi un ou αes fils ou tresses de conαucteurs couD±és accompagnés d'un isolant à pertes, ou un ou des fils ou tresses (ou résistifs et/ou à effet peau) couDlés, représentant un/des conducteurs libres ou supplémentaires dans un câble (tel que le 2ème conducteur d'un coaxial "twm-ax" ou encore une tresse de blindage) . La simplicité et le prix de revient très bas d'une telle réalisation sont évidents.

Les figures 5c et 5d indiquent les réalisations typiques quar _t d'onde (2n-l) -Ç- ; l'excitation en courant de l'élément couplé est réa¬ lisé par la connexion d'un côté, entre ce dernier et le conduc _t eur cnaud ou la masse. L'intérêt αe cette réalisation réside dans la faci _¬ lité de placer αes "résonances" aux fréquences DIUS basses ; l'inconvé¬ nient (dû à la connexion) n'existe pas quand la connexion es _t fai _t e au moment de l'utilisation d'un bout de la structure, où l'on réuni _t simplement électriquement deux extrémités de conducteur, au niveau d'une prise de connexion.

Quelques exemples pratiques démontrent ces aspects de l'inven¬ tion :

Dans la figure 6, courbe A , sont reproduits les performances passe-bas de la réalisation selon la Figure 5a, (avec la géométrie et couche absorbantes de la Figure 1b) : avec une couche de couplage conductrice 7, de longueur 1 ≈ 11 cm, non connectée aux deux bouts (c'est à dire réalisation "A/2,). Cette couche a été réalisée sous forme de peinture conductrice circonférentielle fermé.

On voit clairement l'addition des résonances demi-onde, à l'atténuation de fond du mélange composite absorbant.

Dans le cas de bandes noncirconférentielles, ou de simples fils le long de la génératrice, on a exactement les mêmes effets, avec des amplitudes de résonances plus réduites, dus au couplage plus faible de la ou des lignes couplées. En sens inverse, dans le cas de lignes couplées de façon plus importantes au conducteur central (ou conducteur extérieur) , l' amplitude des résonances augmentent.

Le même échantillon de cable, quand je connecte la section couplée à un bout du conducteur central (ou la tresse) donne les réso¬ nances en Xi 4, comme le démontre la tracé B de la Figure 6. Dans ce cas, j'ai l'avantage d'un couplage inductif important, même quand la ligne couplée est un/des simple(s) fil(s) le long de la génératrice.

Je vérifie aisément que les multiples des résonances A/2 ou X/4 ne sont pas placés exactement aux multiples des fréquences : comme déjà dit ces résonances sont liées à la constante de propogation inter¬ ne du câble, ou de la structure à propagation en général, elle-même dispersive, quand un milieu dispersif (telle qu'une couche de composite absorbant, par exemple) est présent.

Selon l'invention, je peux superposer de telles résonances ( A/2 et/ou X/4) à des fréquences choisies, et leur donner l'importance souhaitée, avec un couplage ad hoc. Selon l'invention encore, différen¬ tes résonances peuvent coexister sur la même longueur de câble, comme on démontrera avec l'exemple suivant.

Dans la Figure 7, dans une réalisation utilisant seulement des lignes couplées type A/2. j'ai utilisé la mise en oeuvre de la Figure 5a (courbe figure 6 A ) avec le segment couplé de Ion-

gueur de 1 = 11 cm, mais ne couvrant que la moitié de la circonférence. L'autre moitié de la circonférence, comportant deux métallisations de deux fois la longueur de 5,1 cm, séparées de 8 mm.

Si la résonance à A/2 (1 = 11 cm) est maintenant ou peu moins marquée, (vers 240 MHz), vers 500 MHz on trouve la résonance 3λ/2 (1=1 lcm) plus les résonances A/2 de deux sections de 1^ = 5,1 cm, résonance donc très marquée. Les résonances en 3\/2 (1„ = 5,1 cm) sont également apparentes.

Selon l' invention, il apparaît donc clairement que je peux "modeler" à volonté, en fréquence, en largeur de bande et en amplitude ces effets d'absorption additionnels et en particulier, les placer dans les fréquences basses (par exemple ^.100 MHz) et les fréquences très élevées ( > i GHz par exemple) pour compléter les spectres d'absorp¬ tion fixés liés aux absorptions ferro- et ferrimagnétiques.

Evidemment, l' invention inclut une grande diversité de mises en oeuvre, en dehors des structures coaxiale décrites ci-dessus, comme °n verra plus loin.

Les quelques exemples, qui suivent, montrent quelques applica¬ tions industrielles des principes de lignes résonnantes couplées, en liaison avec d'autres utilisations de pertes.

Dans un premier exemple, je considère le câble passe-bas selon la norme MIL-C-85485, avec sa caractéristique essentielle d'affaiblis¬ sement supérieur à 100 dB/m, au-delà de 1 GHz (et jusqu'à quelques 18 GHz) selon la réalisation de la Figure la. (La couche absorbante © ^en composite ferrimagnétique, peut être placée contre le conducteur φ, ou encore être placé sous la tresse (4) ( isolant (T) sur conducteur) , ou finalement être placée entre deux couches isolantes 3).

Pour obtenir une fréquence de "coupure" de 100 dB/m à 1 GHz, il suffit d'une mince couche absorbante (par exemple 0,1 mm), le ou les isolants a/ ont des épaisseurs du même ordre. Dans la figure 8, la trace A indique l'absorption du câble typique selon la norme (attei¬ gnant les 100 dB/m pour quelque 500 MHz) ; ce câble a un affaiblisse¬ ment (non souhaité) de quelque 2 dB/m à 10 MHz, définissant ainsi une "bande passante" (à faibles pertes) de quelque 10 MHz.

L'introduction de segments de couplage (en \/2) de 16 cm et de 10 cm, avec éventuellement une troisième longueur intermédiaire, réalise des résonances d' absorption dans la gamme des fréquences de la pente d'atténuation (vers 120 à 200 MHz). En d'autres mots, _j' ai augmenté la pente naturelle de l'absorption, liée à ferrimagnétisme. .4ussï ιe pevx réaliser, selon l' invention, une "pente" de filtre beau¬ coup plus raide (par exemple 60 dB/octave) , ainsi que par ailleurs un bande passante, à 2 dB, qui augmentera jusqu'à quelque 30 MHz. Par ailleurs, l'absorption est supérieure à 100 dB à partir de 230 MHz.

L' addition, de fibres conductrices (résistives, à effet peau etc) de quelque cm à mm (par exemple, dans la masse du composite) , permettent , par ailleurs d' introduire les absorptions par résonances jusqu'à des fréquences de 50 GHz et plus, remplaçant l'absorption magné¬ tique du composite, qui disparait au-delà de quelques 10 GHz : ici, se superposent l'effet des fibres résonnantes, aux pertes diélectriques résiduelles du composite dielectromagnetique .

Des résultats identiques peuvent être obtenus, si je remplace les sections couDlées plus ou moins concentriques, par des fibres de longueurs convenables, utilisant ainsi le principe du fonctionnement en "enchevêtré. L'utilisation de particules chirales, à la place de fi¬ bres, représente un cas type, avec à la fois des couplages électriques et magnétiques aux champs électromagnétiques de la structure.

Dans un deuxième exemple, js considère un câble multi conducteur blindé : en utilisant un ou plusieurs conducteurs (ou encore une tresse additionnelle, dans un câble à blindage multiple) en lignes couplées, j arrive à des solutions très faciles à mettre en oeuvre, en particu¬ lier si je désire introduire une/des absorptions aux fréquences plus basses. Je pars par exemple, d'un câble blindé, comportant trois con¬ ducteurs de phase (diamètre toron cuivre 1,20 mm : épaisseur couche absorbante composite 0,5 mm ; épaisseur isolant PVC extrudé 0,45 mm) sous écran.

Pour le mode commun, (les trois conducteurs réunis, par rapport à l'écran) dans la figure 9, le tracé A, montre l'affaiblissement dû au composite absorbant. En branchant l'un des conducteurs en segmen _t s résonnants A/4 (donc en coupant ce conducteur par endroits, et en réu¬ nissant un des deux côtés, aux conducteurs chauds), avec les longueurs

1 = 0,60 m, 1. = 1,05 m et 1, = 1,81 m, j'obtiens un "câble prolonga¬ teur-filtre", de longueur totale de 3,50 m ~.

J'obt iens 1 'affaiblissement du trace B, où V'ai donc "optimi¬ sé" les choix des fréquences de résonances pour obtenir un effet plus large bande. Ainsi les fréquences de 6,6 MHz et 20,3 MHz correspondent aux résonances A/4 et 3 XI 4 du tronçon 1. = 1,81 m, 11,5 MHz et 34,8 MHz correspondent aux résonances de la longueur 1„ = 1,05 m et 20,3 MHz et 64 MHz aux résonances de la longueur 1, = 0,60 m).

Dans un troisième exemple dans la prolongation de l'exemple ci-dessus, j' indiquerai la synthèse globale d'un spectre d' atténuation donnée, par l' addition des différents effets selon l' invention, par une structure fabriquée en continu.

L'atténuation recherchée (pour une longueur totale de 3,50 m) est de 0,9 dB à 1 MHz, de 3,8 dB à 3 MHz, de 10 dB à 10 MHz, de 18,4 dB à 10 MHz et supérieur à 20 dB au-delà.

~ ^s vérifie facilement que :

la solution avec le mélange absorbant (décrit) seul n'est pas possible : En effet, il faudrait un concentration en volume de quelque 76 % et qui n'est plus extrudable facilement.

Alors : les caractéristiques souhaitées peuvent être obte¬ nues selon l'invention :

- par l' addition à la structure à composite absorbant (selon la figure lb) (avec une légère augmentation de la concen¬ tration en ferrite à 73 %, extrudable) de l'effet des segments couples résonnants (selon la Figure 9).

- par l' addition à la structure à composite absorbant stan¬ dard (selon la figure lb) de l'effet peau artificiel (selon la figure 3b) sur le conducteur sous la tresse.

par l' addition à la structure à composite absorbant (selon la figure lb) de l'effet peau artificiel (d'un côté seu¬ lement) (selon la figure 3b) avec l'effet de segments couples résonnants (selon la figure 9).

Ceci est facilement vérifié par la modélisation selon les prin¬ cipes décrits dans ma publication "Absorptive Low-Pass Cables : State of the Art and an Outlook to the Future", IEEE EMC Washington, 23-25 August 1983.

Maintenant, il est évident que l'on peut obtenir plus facile¬ ment des absorptions aux fréquences plus basses, en utilisant des struc¬ tures en hélice classiques ou encore en "coaxial inverse" (brevet Fran¬ ce n° 2.593.329) , avec l'utilisation des diverses techniques "addition¬ nelles" décrites :

Dans un quatrième exemple, j'indique une réalisation en hélice (2 conducteurs cuivre isolés de diamètre 0,75 mm, en parallèle, bobinés au pas de 3 mm sur une âme absorbante composite de diamètre 2.5 mm t metallisation résistive (ouverte circonférentiellement) de résistance lOΛ/m ; couche externe avec l' absorbant composite décrit de diamètre 5,5 mm ; tresse masse).

Dans la figure 10, courbe A indique l'atténuation d'un câble de longueur de 2,20 m en l'absence de la tresse résistive ; la courbe B en présence de cette tresse, connectée d'un côté au conducteur cen¬ tral (couplage X/4). Cet exemple montre clairement la possibilité d' étendre l' atténuation passe-bas vers les fréquences du MHz : vers 1,7 MHz se situe la résonance A/4, vers 6 MHz se situe la résonance 3À/4.

Cet exemple montre aussi, l'utilisation d' éléments résistifs, pour les raisons citées plus haut : en effet, l'affaiblissement réduit du composite a ces fréquences, donnerait lieu à des résonances à bande très étroite aux fréquences ci-dessus, sans l' introduction d'un "amor- tissement des effets résonnants.

Le fil d' allumage,- décrit dans le brevet France cité en préam¬ bule, est un autre exemple de structure hélicoidale, utilisant un absor¬ bant compos'îte dielectromagnetique , mais cette fois-ci ouverte : le principe de l' addition de l'effet sections couplées, de l'effet des pertes de proximité, et de l'effet peau artificiel s' applique selon l 'invention.

Dans un cinquième exemple, l' ai utilisé l'effet oeau artificiel , à la place de l'utilisation d'un composite absorbant : dans cet exemple donc, dans le sens de l' invention, je grefferai des segments de lignes couplées.

Le câble considéré est un twinax, réalisé de la façon suivante :

2 conducteurs diamètre cuivre 0,78mm ; isolés diamètre 1,20 mm Tefzel et assemblés en torsades ; recouvert d'une tresse serrée réalisée en méplat permallov de 0,04 mm (résistance longitudimale 2.5 SLlm) , isolant te f Ion d' épaisseur 0,2 mm, tresse externe en cuivre.

La figure 11 montre les affaiblissements obtenus avec une telle structure : le tracé A indique l' affaiblissement quand la tresse mtern- ne est reliée à la tresse externe, tout le long : il s'agit de l'atté¬ nuation dû uniquement à l'effet peau artificiel (brevet cité). Les valeurs d' atténuation sont typiques pour une autre utilisation de câbles passe-bas selon la Norme MIL-C-85485 (fabriqué par la Société Gore) .

Quand ηe déconnecte la tresse interne magnétique, pour la re¬ connecter en un seul bout, je réalise un segment couplé X/4 , =t j'obtiens l'atténuation du tracé B, montrant les effets de la ligne cou ^¬ plée A 14. Dans cet exemple, le bout de la tresse résonnante est relié (en bout de ligne) à la tresse de cuivre, selon la figure 5d, donnant un meilleur couplage pour ce type de câble multiconducteur .

Cet exemple est intéressant, dans la mesure où l'atténuation pour le mode commun (figure 10) est important ; l' atténuation du mode différentiel (affaiblissement de la ligne représentée par les deux conducteurs internes) est négligeable, réalisation type donc selon les principes du brevet France n° 2.593.329.

Finalement, la grande largeur des pointes d' absorption, dans les domaines fréquences, sont ici le résultat d'un segment couplé résis¬ tant et à effet peau.

Il est évident, par ailleurs, que l' adjonction de segments couplés résonnants à fréquences plus élevées, analogues au principe de la réalisation du tracé B de la Figure 8 permet la reproduction de l' atténuation demandée par la norme MIL-C-85485 selon le tracé A de cette même figure.

Dans un sixième exemple, je considère un faisceau de conduc¬ teurs, un câble plat ou encore des stripline, microstripline etc : Je peux réaliser le principe des couplages résonnants en utilisant des conducteurs libres, à côté de conducteurs chauds (l'ensemble entouré par exemple de deux conducteurs de masse ou encore d'une surface de masse). L' atténuation additionnelle peut être introduite par une surface en composite absorbant, par les conducteurs à effet peau artificiel etc.

L'application des effets de pertes par proximité, peau arti- ficiel et de segments couplés à d'autres structures ouvertes est évidente : Je peux citer pour exemple un câble absorbant, à couche externe de composite absorbant (sur le blindage) , à laquelle j'appli¬ que des segments couplés et/ou l'effet peau artificiel , selon l'inven¬ tion. Je peux citer, comme autre exemple de structure ouverte, le simple fil de câblage absorbant, composé par les éléments de structure 1, 2, 3 dans la figure la, ce fil étant placé près d'une masse. Il s'agit ici d'une réalisation - type de câblage, le fil étant proche d'une paroi métallique, ou placé dans un faisceau de câblage.

L'action additionnelle de l'effet peau artificiel, de l'effet de lignes couplées, de l'effet de proximité, outre celle d'influencer la courbe d'absorption globale, selon l' invention, va diminuer l'influ¬ ence d'une variation de la distance de la masse, par l'action privilé- giée sur les éléments série de la ligne.

Dans un septième exemple, je considère une autre structure électromagnétique ouverte, soumise à une onde transversale électromagné¬ tique non guidée. L'exemple d'une surface absorbante, pour couvrir les parois conductrices d'une chambre anéchoiqueε est typique : dans une telle réalisation, ie peux utiliser du ferrite compact, mais dont on connaît aussi les limitations des performances en basse et en très hautes fréquences. Selon l' invention, l'absorption ferri- et ferromagné¬ tique intrinsèque de ce ferrite, peut être complétée, par une ou des couches à effets de couplages absorbants demi-onde décrit. Par exemple, des fibres ou bandes métalliques sont incluses /insérées dans le ferrite, ou à sa surface entre les plaques pour apporter l' atténuation addition¬ nelle recherchée. Selon l' invention aussi, une couche d'effet peau artificiel peut compléter cette réalisation : tout simplement les tuiles de ferrite sont posées sur une surface conductrice ferrimagnétique, réalisant, à la fréquence considérée, l'effet peau dans son épaisseur.

Dans un huitième exemple, des perles/tubes de ferrite compact sont utilisés pour réaliser des filtres passe-bas pour des inductances de mode commun ou encore des filtres en traversée. L'utilisation des effets peau artificiel et /ou des segments couplés résonnants, permet l' amélioration de l'affaiblissement, en particulier aux basses fréquen¬ ces et aux très hautes fréquences.

Dans le même ordre d'idées, les additions d' absorption selon l' invention, s' appliquent aux joints hyper fréquences : en particulier l' addition des éléments de lignes couplées à un composite dielectroma¬ gnetique, est intéressant pour les joints de four micro-ondes, où l'effet de résonance permet de Favoriser des qualités particulières, telles que la suppression d'harmoniques, la réduction des fuites à l'ouverture de la porte, etc.

Dans un exemple final, _j e considère l' application de mon inven¬ tion aux structures de mon brevet France 2. ^τ~ ^ .657 , avec en parti¬ culier l' application aux fils et câbles absorbants, en liaison avec des composants localisés, tel que par exemple un filtre-prolongateur, comportant une longueur déterminée de fil /câble électrique αe liaison, et un ou des composants localisés au oout, tels que des inductances et capacités : les effets de pertes additionnels αécrit dans cette invention s' appliquent ici pour améliorer les performances.

Par exemple, un tel prolongateur- filtre peut être réalisé avec le fil Litz, selon, l' invention, et/ou avec l'effet peau artificiel, et/ou encore les résonances par segments couplés : je mettrai en oeuvre, avantageusement le fait que la longueur déterminée du cordon permet d'obtenir des effets de couplage déterminés, dont _j e placerai la/les résonances dans la gamme des fréquences, où les composants localisés introduisent des effets perturbateurs (tel que des résonances de compo¬ sants self-résonances dues à la cascade des composants et/ou résonances mter faciales) .

Dans la figure 12, _j e considère l' affaiblissement au moae com¬ mun de deux assemblages de câbles-filtres du marché (EMC-CORD Eupen) utilisant une inductance composant de 1,2 mH dans la prise secteur ; une longueur de câble blindé composite absorbant de 2 m, et ouvert a l'autre bout (tracé A) ou comportant, à l'autre bout une capacité à la masse de 2.2 nF (tracé B).

L' utilisation de la technique des effets proximité (selon l'invention) permet d'obtenir à peu près les mêmes atténuations, sans le composite absorbant.

Par ailleurs, l'utilisation de l'effet de lignes couplées (avec une ligne résonante en X/4, utilisant une couche conductrice addition¬ nelle) sur la longueur de 2 m, est d'une implémentation immédiate : elle permettrait de réaliser l' atténuation du tracé B avec le cordon sans capacité A : en d'autres mots, permet de supprimer les capacités et d'obtenir une réalisation "première monte" à hautes performances, c'est à dire où l' utilisateur oranche seulement 2 ou 3 conducteurs lors du montage de son appareil.