Für mobile Kommunikationsdienste existiert nur eine begrenzte Anzahl an Frequenzbändern. Die erforderliche Kanalbandbreite bei der Datenübertragung und die mögliche Datenrate sind entscheidende Faktoren, welche die Effektivität eines Übertragungssystems charakterisieren.

Dabei wird innerhalb eines Frequenzbandes eine maximale Datenrate angestrebt. Es existieren verschiedene Verfahren, die es gestatten, bei gleicher Kanalbandbreite eine höhere Datenrate zu erlauben und dadurch einen effizienteren Nachrichtenfluß zu ermöglichen.

In den letzten Jahren hat sich im Bereich der mobilen Kommunikation der GSM- (Global System for Mobile Communication) Standard etabliert. Dabei wird eine GMSK- (Gaussian Minimum Shift Keying) Modulation verwendet. Die GMSK zählt zu den sogenannten CPM- (Continuous Phase Modulation) Modulationsverfahren. Dabei handelt es sich um ein nichtlineares digitales Modulationsverfahren mit konstanter Amplitude und stetiger Phase.

Die Erhöhung des Nachrichtenflusses kann durch Änderung des Modulationsverfahrens erfolgen. Dabei wird anstatt einer GMSK-Modulation eine 3n/8-8PSK- (Phase Shift Keying) Modulation für den GSM-EDGE- (Enhancement Data Ratio for GSM Evaluation) Standard oder eine QPSK- (Quadrature Phase Shift Keying) Modulation für UMTS- (Universal Mobile Telecommunications System) Standard verwendet. Die 3n/8- 8PSK-Modulation und die QPSK-Modulation enthalten neben der Phasenmodulation auch eine Amplitudenkomponente. Dadurch

ist eine Übertragung von zusätzlichen Informationen zur Erhöhung der Datenrate bei der gleichen Kanalbandbreite möglich.

Ein kritischer Punkt in dem mobilen Endgerät ist das Übertragungsverhalten des HF-Sendeverstärkers in Bezug auf die zu übertragenden HF-Signale für den EDGE und UMTS- Standard. Im Gegensatz zur GMSK-Modulation werden bei der 3n/8-8PSK-Modulation und QPSK-Modulation die Phase und die Amplitude moduliert. Das Ergebnis ist eine spektrale Verbreiterung des Ausgangssignales nach dem nichtlinearen Leistungsverstärker bzw. eine deutliche Verzerrung des Sendesignals. Dies führt zu einer Erhöhung der Bitfehlerrate (BER) bei gleicher Empfangsfeldstärke.

Um diese Verzerrungen zu minimieren, wäre eigentlich der Einsatz eines linearen Leistungsverstärkers erforderlich.

Der Wirkungsgrad linearer Verstärker ist aber mit ca. 35% deutlich schlechter im Vergleich zu nichtlinearen Leistungsverstärkern, welche einen Wirkungsgrad von über 50% bis 60% erreichen.

Die hohe Energieaufnahme des Systems durch den niedrigeren Wirkungsgrad der Komponenten steht im Gegensatz zu dem Bestreben, möglichst lange Betriebszeiten der mobilen Station zu erreichen.

Signal-Rekonstruktionstechniken wie Polar-Loop ermöglichen den Einsatz nichtlinearer Leistungsverstärker auch für den EDGE-Standard und UMTS-Standard.

Sogenannte Polar-Loop-Sendeschaltungen sind beispielsweise in dem U. S-Patent Nr. 4,481, 672, der WO 02/47249 A2, dem U. S. -Patent Nr. 4,630, 315 oder der GB 2368214 A beschrieben.

Auch die EP 1211801 A2 offenbart eine Polar-Loop- Sendeschaltung, die für zukünftige Mobilfunksysteme, welche

eine Phasen-und Amplitudenmodulation aufweisen, geeignet ist und auch für bekannte Systeme nach dem GSM-Standard verwendet werden kann. Die Polar-Loop-Sendeschaltung umfaßt einen Leistungsverstärker, der eingangsseitig ein Signal von einem VCO empfängt. Das Steuersignal für den VCO wird durch Amplituden-Begrenzen des Sendesignals als Sollsignal und durch Amplituden-Begrenzen eines Ist-Signals, einen anschließenden Phasenvergleich der begrenzten Signale und eine nachfolgende Tiefpaßfilterung gewonnen.

Das Amplitudensteuersignal für den steuerbaren nichtlinearen Leistungsverstärker wird durch Hüllkurvendetektion des Sendesignals als Soll-Signal, Hüllkurvendetektion eines Ist-Signals, eine nachfolgende Differenzbildung mittels eines Differenzverstärkers und eine anschließende Tiefpaßfilterung erzeugt.

Das Ist-Signal für die Amplitudenregelung sowie für die Phasenregelung wird vom Ausgang des nichtlinearen Leistungsverstärkers abgezweigt, einem programmierbaren Verstärker zugeführt, dann auf eine Zwischenfrequenz heruntergemischt, einem rampenartig steuerbaren Verstärker zugeführt und dann einerseits in den Gleichrichter zur Amplitudenregelung und andererseits in den Begrenzer zur Phasenregelung eingespeist.

Am Steueranschluß des programmierbaren Verstärkers, in den ein vom Ausgang abgezweigtes Rückkopplungssignal zunächst eingespeist wird, kann mit einem Steuersignal der Leistungspegel am Ausgang der Polar-Loop-Sendeschaltung geregelt werden. Hierbei ist der programmierbare Verstärker ein linearer Verstärker, der das an seinem Eingang zuführbare Signal linear dämpft. Die Spannung des an seinem Ausgang bereitgestellten Hochfrequenz-Signals hingegen hängt nicht linear von einem an dem Steueranschluß zuführbaren Stellsignal ab und beträgt z. B. 2 dB pro Least-Significant-Bit-Änderung des Stellsignals.

Typische Polar-Loop-Sendeschaltungen, wie sie in der EP 1211801 A2 offenbart sind, eignen sich für zellulare Funktelefone gemäß dem GSM-Standard sowie für alternative Modulationsverfahren, bei denen eine Phasen-und eine Amplitudenmodulation stattzufinden hat.

Solche zellularen Mobilfunksysteme haben als weitere Komponente eine automatische Verstärkungsregelung dahin gehend, daß in der Basisstation und/oder im Mobilteil eine Feldstärkemessung durchgeführt wird, um dann, wenn aufgrund einer geringen Empfangsfeldstärke festgestellt wird, daß der gerade herrschende Übertragungskanal nicht zufriedenstellend ist, die Sendeleistung des Mobiltelefons und/oder der Basisstation hochzuregeln.

So ist es einerseits im Interesse einer geringen Bitfehlerrate wünschenswert, eine sehr hohe Sendeleistung zu verwenden, da damit automatisch das Signal/Rausch- Verhältnis am Empfänger und damit die Bitfehlerrate fällt.

Andererseits ist eine hohe Sendeleistung aufgrund der zunehmenden Widerstände aus der Bevölkerung unerwünscht.

Des weiteren führt eine hohe Sendeleistung dazu, daß die Zellen nur relativ grobmaschig ausgelegt werden können bzw., daß eine Trägerfrequenz nicht möglichst oft in einem Zellenraster"wiederverwendet"werden können, um eine hohe Teilnehmerzahl in dem begrenzten Frequenzband zu erlauben.

Eine hohe Sendeleistung hat insbesondere bei der Verwendung von nichtlinearen Verstärkern das Problem, daß Nebenkanalstörungen zunehmen können, d. h., daß ein Sender, der eigentlich für eine Trägerfrequenz spezifiziert ist, in einen Nebenkanal, in dem er eigentlich nichts oder nur unterhalb einer Schwelle senden dürfte, aufgrund seiner Nichtlinearität ebenfalls Leistung aussendet. Ein solches Sendegerät ist dann nicht vorschriftsmäßig, wenn die sogenannte Nebenkanalaussendung oberhalb einer bestimmten Spezifikation liegt. So ist beispielsweise für den erwähnten EDGE-Standard gefordert, daß das Spektrum des

Ausgangssignals des Funkgeräts bei einer Ablagefrequenz von +/-200 kHz bezüglich einer Trägerfrequenz kleiner als-54 dBc ist, und ferner bei einer Ablagefrequenz von +/-300 kHz bezüglich des Trägers unter-60 dBc liegt.

Für den UMTS-Standard wird gefordert, daß das Spektrum des Ausgangssignals im gesamten Nachbarkanal besser als-45 dBc ist.

Alle diese Anforderungen sprechen dafür, daß die Sendeleistung des Mobiltelefons so gering als möglich sein muß, wenn an GSM und EDGE gedacht wird.

Bei UMTS dagegen wird eine Breitband-CDMA-Technik verwendet. Hier besteht die Anforderung, dass die Signale der Handys, die mit einer Basisstation kommunizieren, in etwa die gleiche Leistung an der Basisstation haben. Aus diesem Grund wird eine sehr schnelle Leistungsregelung in den Handys durchgeführt.

Darüber hinaus existiert für Handys im speziellen die Anforderung, daß sie preisgünstig sein müssen, da der Handy-Markt sich zu einem außerordentlich wettbewerbsintensiven Markt entwickelt hat, in dem bereits kleine Preisvorteile dazu geführt haben, daß das eine System überlebensfähig war, also vom Markt akzeptiert worden ist, während das andere System sich auf dem Markt nicht durchgesetzt hatte.

Für Mobiltelefone wird daher eine möglichst empfindliche Sendeleistungsregelung eingesetzt, die im Falle eines guten Übertragungskanals die Sendeleistung sehr schnell und so weit als möglich reduziert, die jedoch auch in der Lage ist, im Falle eines meist nur vorübergehend schlechten Kanals die Sendeleistung sehr schnell und insbesondere sehr

stark hochzufahren. Eine Polar-Loop-Sendeschaltung muß daher einerseits in einem sehr hohen Dynamikbereich des Leistungsverstärkers arbeiten und andererseits einen sehr hohen Dynamikbereich hinsichtlich der Amplitudenregelschleife und der Phasenregelschleife, die zusammen die Polar-Loop bilden, verkraften.

Nachteile an dem in der EP 1211801 A2 offenbarten Konzept besteht darin, daß die Einstellung der Ausgangsleistung über die Programmierung des programmierbaren Verstärkers im Rückkopplungszweig erfolgt. Der programmierbare und der nachgeschaltete rampenartig betreibbare Verstärker müssen daher ein Ausgangssignal mit einer hohen Dynamik liefern, das in einem Fall, nämlich bei maximaler Ausgangssendeleistung sehr klein ist, und das im anderen Fall, nämlich bei minimaler Ausgangsleistung, sehr groß ist und hierbei insbesondere in die Nähe der Amplitude des Ausgangssignals vom Sendesignalgenerator kommt.

Es wurde herausgefunden, daß das aufwendige Polar-Loop- Konzept, das eine komplette Phasenregelschleife und zusätzlich eine komplette Amplitudenregelschleife umfaßt, nicht in allen Fällen dringend eingesetzt werden muß. So hat sich herausgestellt, daß für viele Anwendungen Schaltungen auf der Basis des ER-Konzepts (ER = Envelope Restoration) ausreichend sind. Sendeschaltungen gemäß dem ER-Prinzip haben ebenso wie Polar-Loop-Schaltungen eine Phasenregelschleife, umfassen jedoch im Unterschied zu Polar-Loop-Schaltungen keine Amplitudenregelschleife, sondern steuern die Amplitude auf der Basis der Amplitudenmodulationskomponente des zu sendenden Signals, ohne daß eine Rückkopplung stattfinden muß.

Sendestufen ohne Amplitudenregelschleife (ALL) sind aus dem U. S. Patent Nr. 6,256, 482 bekannt.

Generell besteht bei Sendestufen, die für den zellularen Mobilfunk eingesetzt werden, die Anforderung, daß dieselben

die eng gesetzten Spezifikationen erfüllen und gleichzeitig preisgünstig, also mit minimalem Schaltungsaufwand, implementierbar sein müssen. Dies liegt daran, daß insbesondere auf dem Handy-Markt die Anforderungen an einen günstigen Preis ganz erheblich sind, da es sich inzwischen eingebürgert hat, daß ein Kunde, wenn er einen Vertrag mit einem Netzanbieter abschließt, für sein Handy nur einen minimalen Betrag oder sogar nichts bezahlt. Preisgünstig hergestellte Handys sind daher für die Gewinnspanne des Netzbetreibers entscheidend, da er das Handy zusammen mit einem Vertrag gewissermaßen"verschenken"muß.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine präzise arbeitende und gleichzeitig preisgünstige implementierbare Sendestufe zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch eine Sendestufe nach Patentanspruch 1 oder Patentanspruch 20, ein Verfahren zum Senden nach Patentanspruch 21 oder ein Computer-Programm nach Patentanspruch 22 gelöst.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß preisgünstige Sendestufen implementierbar sind, die lediglich eine Phasenregelschleife haben, die jedoch eine Amplitudenmodulation eines von einem Leistungsverstärker ausgegebenen Signals direkt gemäß dem Envelope-Restoration- Prinzip direkt, also ohne Rückkopplung durchführen.

Die Phasenregelschleife besteht aus einem Vorwärtskopplungszweig und einem Rückkopplungszweig und umfaßt einen Phasendetektor zum Vergleichen einer Phasendarstellung als Soll-Signal mit einem Ist-Signal, um ein Abstimmsignal zu liefern, das in einem Schleifenfilter gefiltert und einem steuerbaren Oszillator zugeführt wird, der wiederum mit dem Signaleingang des Leistungsverstärkers koppelbar ist.

Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist in dem Vorwärtskopplungszweig in Signalflußrichtung vor dem steuerbaren Oszillator und nach dem Phasendetektor ein Digital/Analog-Wandler vorgesehen. Ferner ist in dem Rückkopplungszweig in Signalflußrichtung vor dem Phasendetektor und nach einer Auskopplungseinrichtung, die ein Teil des Leistungsverstärker-Ausgangssignals zur Rückkopplung auskoppelt, ein Analog/Digital-Wandler vorgesehen, so daß der Phasendetektor als digitaler Phasendetektor ausgeführt ist. Dies hat den Vorteil, daß an sich aufwendige analoge Phasendetektorschaltungen, wie sie in Polar-Loop-Schaltungen zum Einsatz kommen, bei dem erfindungsgemäßen Konzept nicht mehr benötigt werden.

Insbesondere für EDGE-oder UMTS-Anwendungen liegen die Basisband-Modulationssignale ohnehin digital vor, so daß das erfindungsgemäße Konzept eine möglichst große Signalverarbeitung in der digitalen Domäne ermöglicht, wobei erst so spät als möglich in die analoge Domäne übergegangen wird, für die teuere analoge Bauelemente benötigt werden, die nicht nur hinsichtlich ihrer eigenen Herstellungskosten teuer sind, sondern auch im Zusammenbau und der Kalibration aufwendig sind und dem Konzept einer so weit als möglich fortgeschrittenen Integrierbarkeit widersprechen.

Gemäß der vorliegenden Erfindung kann ein wesentlicher Teil der Sendestufe in einem digitalen Signalprozessor (DSP) komplett integriert ausgeführt werden, was zum einen eine Massenherstellung ermöglicht und zum anderen dazu führt, daß Abweichungen von DSP zu DSP, also von Handy zu Handy minimal werden.

Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist in der Verstärkungssteuerungseinrichtung, die ausgebildet ist, um die Amplitudendarstellung des zu sendenden Signals in ein Verstärkungssteuerungssignal umzusetzen, ein Digital/Analog-Wandler vorgesehen, der aus dem

normalerweise digital vorliegenden Amplitudendarstellungssignal ein analoges Signal macht, das in den Verstärkungssteuerungseingang des Leistungsverstärkers einkoppelbar ist.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfaßt die Verstärkungssteuerungseinrichtung einen Verstärker mit variabler Verstärkung, über den der Ausgangspegel des Leistungsverstärkers über einen hohen Dynamikbereich steuerbar ist. Der Steuereingang des Verstärkers mit variabler Verstärkung wird von einer Kanalmeßeinrichtung angesprochen, um die Sendeleistung am Empfänger der Basisstation wie gewünscht einzustellen.

Der Verstärker ist vor dem Digital/Analog-Wandler angeordnet und kann somit vollständig als digitaler Verstärker ausführbar sein. Damit können von einer Kanalbestimmungseinrichtung der Basisstation (oder alternativ auch des Handys) gelieferte digitale Signale unmittelbar in die Sendestufe eingespeist werden, und der digitale Verstärker kann aufgrund seiner digitalen Natur flexibel wählbare Übertragungsfunktionen implementieren.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist im Rückkopplungszweig ein Abwärtsmischer vorhanden, um das bei einer Sendefrequenz vorliegende ausgekoppelte Signal in eine einfach beherrschbare Zwischenfrequenz umzusetzen, wobei das in seiner Frequenz auf der Zwischenfrequenz vorliegende Signal dann analog/digital gewandelt wird, um dann digital weiterverarbeitet zu werden, um schließlich dem Phasendetektor in dem Vorwärtskopplungszweig zugeführt zu werden. Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist dem Frequenzumsetzer ein Dämpfungsglied mit variabler Dämpfung vorgeschaltet, das entsprechend dem Verstärker mit variabler Verstärkung in der Verstärkungssteuerungseinrichtung betrieben wird, um unabhängig von der Ausgangsleistung des

Leistungsverstärkers ein Signal mit konstanter Leistung bzw. mit einer Leistung in einem wohldefinierten vorbestimmten Bereich zu schaffen, so daß sichergestellt wird, daß weder der Mischer noch der nachgeschaltete Analog/Digital-Wandler übersteuert werden.

Die vorliegende Erfindung ist insbesondere dahingehend vorteilhaft, daß einerseits keine schnellen und andererseits keine teueren Analog/Digital-Wandler mit hoher Dynamik in der Phasenregelschleife benötigt werden, da alle Digital/Analog-Wandler einerseits in einem bequem beherrschbaren Frequenzbereich arbeiten und andererseits Eingangssignale verarbeiten, die einen innerhalb einer Toleranz konstanten von vorneherein bekannten Leistungspegel haben.

Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die Verschiebung der digitalen Schnittstelle nach vorne bis zu einem vorzugsweise vorgesehenen Anti- Aliasing-Filter (AAF) verschoben ist, so daß ein maximaler Teil der Sendestufe digital ausgeführt und damit in einem digitalen Signalprozessor integriert implementierbar ist.

Bei einem Einsatz das variablen Dämpfungsglieds im Rückkopplungszweig wird eine Amplitudenstabilisierung des rückgeführten Signals erreicht, um eine Übersteuerung des Analog/Digital-Wandlers im Rückkopplungszweig zu verhindern.

Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß das I/Q-Signal einer EDGE-oder UMTS- Signalquelle vollständig digital in Amplitudeninformation A (t) und Phaseninformation (t) verarbeitet wird. Dadurch wird ein Einsatz von Limiter-Schaltungen und Amplituden- Demodulatoren wie im Polar-Loop-Konzept überflüssig.

Darüber hinaus ist die vorliegende Erfindung dahingehend vorteilhaft, daß vorzugsweise eine digitale

Frequenzumsetzung der Phaseninformationen verwendet wird.

Hierdurch wird eine ausreichende Einstellung der Bandbreite der PLL-Schleife gewährleistet. Insbesondere wird es bevorzugt, sowohl das Schleifenfilter der PLL als auch das einem variablen Verstärker in der Verstärkungssteuerungseinrichtung nachgeschaltetes Tiefpaßfilter digital auszuführen, so daß eine einfache und flexible Einstellung der Filterkoeffizienten des digitalen Filters möglich ist, um beliebig gewünschte Übertragungsfunktionen zu realisieren.

Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß AM/PM-Verzerrungen des nicht-linearen Leistungsverstärkers durch die PLL-Schleife korrigiert werden.

Ferner ist die vorliegende Erfindung dahingehend vorteilhaft, daß sie eine hohe Präzision liefert, indem eine vollständig digitale Signalverarbeitung für die wesentlichen Teile der Regelschleife sowie für den wesentlichen Teil der Verstärkungssteuerungseinrichtung zur Amplitudenvariation des Leistungsverstärkers eingesetzt werden.

Darüber hinaus liefert die vorliegende Erfindung die Möglichkeit einer präzisen Kontrollierbarkeit von Filtercharakteristika und die Möglichkeit der Anpassung an Komponentencharakteristika z. B. des Leistungsverstärkers und des VCO einfach über Software-Einstellungen der Filterkoeffizienten eines FIR-oder IIR-Filters.

Aufgrund des erheblichen Anteils an digitaler Signalverarbeitung ist die erfindungsgemäße Sendestufe zum einen preisgünstig implementierbar und zum anderen präzise genug, um durch moderne Mobilfunkstandard vorgegebene Spezifikationen zu erfüllen.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen detailliert erläutert. Es zeigen : Fig. 1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Sendestufe ; Fig. 2 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Sendestufe gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ; Fig. 3 eine tabellarische Darstellung des Zusammenhangs der Steuerung des variablen Dämpfungsglieds und des variablen Verstärkers ; und Fig. 4 eine Gegenüberstellung des VCO-Ausgangsspektrums und des Leistungsverstärker-Ausgangsspektrums.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Sendestufe zum Senden eines Amplituden-und Phasen- modulierten Signals unter Verwendung eines Leistungsverstärkers 10 mit einem Signaleingang 11, einem Signalausgang 12 und einem Verstärkungssteuerungseingang 13.

Die Sendestufe umfaßt eine Einrichtung 14 zum Bereitstellen des Amplituden-und Phasen-modulierten Signals, die in Fig.

1 mit 14 bezeichnet ist. Die Einrichtung 14 ist wirksam, um das Signal, das letztendlich von dem Verstärker 10 ausgegeben und z. B. an einer Antenne, die an einem Gesamtausgang 15 der Schaltung ankoppelbar ist, abgestrahlt werden soll, zu erzeugen.

Die in Fig. 1 gezeigte Sendestufe umfaßt ferner eine Phasenregelschleife (PLL) mit einem Vorwärtskopplungszweig 16 und einem Rückkopplungszweig 17. Der Vorwärtskopplungszweig 16 umfaßt einen Phasendetektor zum Vergleichen der Phasendarstellung, die von der Einrichtung

14 geliefert wird, als Phase-Soll-Signal 18 mit einem Phase-Ist-Signal 19, um ein Abstimmsignal zu liefern, das durch ein Schleifenfilter gefiltert wird und einem steuerbaren Oszillator zugeführt wird, der mit dem Signaleingang 11 des Leistungsverstärkers koppelbar ist.

Der Rückkopplungszweig 17 ist mit einer Auskopplungseinrichtung 20 gekoppelt, die ausgebildet ist, um ein Signal an dem Signalausgang 12 des Leistungsverstärkers 10 auszukoppeln und dem Rückkopplungszweig 17 zuzuführen. Der Rückkopplungszweig umfaßt ferner eine Einrichtung zum Ermitteln des Phase-Ist- Signals 19 aus dem von der Auskopplungseinrichtung 20 gelieferten ausgekoppelten Signal.

Die erfindungsgemäße Sendestufe von Fig. 1 umfaßt ferner eine Verstärkungssteuerungseinrichtung 21, die ausgebildet ist, um die Amplitudendarstellung, also das Amplitude-Soll- Signal 22, das von der Einrichtung 14 geliefert wird, in ein Verstärkungssteuerungssignal umzusetzen, das in den Verstärkungssteuerungseingang 13 des Leistungsverstärkers 10 einspeisbar ist.

Erfindungsgemäß ist in dem Vorwärtskopplungszweig 16 in Signalflußrichtung vor dem steuerbaren Oszillator und nach dem Phasendetektor ein Digital/Analog-Wandler vorgesehen.

Ferner ist in dem Rückkopplungszweig 17 in Signalflußrichtung nach der Auskopplungseinrichtung ein Analog/Digital-Wandler vorgesehen, derart, daß der Phasendetektor in dem Vorwärtskopplungszweig 16 als digitaler Phasendetektor ausgeführt ist. Die Einrichtung 14 zum Bereitstellen des AM/PM-Signals, also des Amplituden- Soll-Signals 22 und des Phase-Soll-Signals 18, ist bei dem Ausführungsbeispiel gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung derart implementiert, daß zumindest das Phase-Soll-Signal als digitales Signal geliefert wird.

Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Einrichtung 14 ausgebildet, um zumindest das Amplitude- Soll-Signal 22 als digitales Signal zu liefern. In diesem Fall ist in der Verstärkungssteuerungseinrichtung 21 ein Digital/Analog-Wandler vorgesehen, so daß von der Einrichtung 14 zum Bereitstellen des AM/PM-Signals ein digitales Amplitude-Soll-Signal 22 lieferbar ist und andererseits in den Verstärkungssteuerungseingang 13 des Leistungsverstärkers 10 ein analoges Signal einspeisbar ist.

Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Einrichtung 14 zum Bereitstellen des AM/PM-Signals ausgebildet, um sowohl ein digitales Phase-Soll-Signal 18 als auch ein digitales Amplitude-Soll-Signal 22 zu liefern, derart, daß sowohl in der Verstärkungssteuerungseinrichtung 21 ein Digital/Analog-Wandler vorgesehen ist, als auch in dem Vorwärtskopplungszweig 16 bzw. in dem Rückkopplungszweig 17 eine Digital/Analog-bzw.

Analog/Digital-Wandlung durchgeführt wird, derart, daß sich die gesamte erfindungsgemäße Sendestufe, wie sie in Fig. 1 gezeigt ist, in eine digitale Domäne 23 und eine analoge Domäne 24 mit einer dazwischenliegenden A/D-Schnittstelle bzw. D/A-Schnittstelle aufteilen läßt.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist der gesamte digitale Bereich, also alle Signalverarbeitungen vor den Digital/Analog-Wandlern bzw.

Analog/Digital-Wandlern in einem digitalen Signalprozessor integriert, derart, daß so viel Signalverarbeitung als möglich auf digitaler Seite, also exakt und preisgünstig implementierbar ausgeführt wird.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild einer Sendestufe gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, bei der ein umrandeter Teil 23 die digitale Domäne darstellt und als DSP (digitaler Signalprozessor) ausgebildet ist.

Der Vorwärtstsopplungszweig 16 von Fig. 1 umfaßt in Fig. 2 einen Phasen-und/oder Frequenz-Detektor 160, der das Phase-Soll-Signal 18 und das Phase-Ist-Signal 19 empfängt und ausgangsseitig ein Abstimmsignal 161 liefert, das in einem Tiefpaßfilter 162 gemäß vorbestimmter SchleifencharakteNistika gefiltert wird. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 162 wird einem Digital/Analog-Wandler 163 zugeführt, der ausgangsseitig mit einem entsprechend eingestellten Anti-Aliasing-Filter 164 verbunden ist, um durch die in dem DAW 163 vorgenommenen Operationen eingeführte Aliasing-Störungen zu unterdrücken.

Das Anti-Aliasing-Filter 164 ist ausgangsseitig mit einem steuerbaren Oszillator 165 verbunden, der bei dem in Fig. 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ein von einer Spannung steuerbarer Oszillator ist. Ausgangsseitig liefert der VCO 165 das bei einer Frequenz f2 vorliegende Signal, das als Phasenmodulation nunmehr die Phaseninformationen des Phase-Soll-Signals 18 trägt. Der VCO 165 ist ferner wirksam, um ein bei einer Zwischenfrequenz fi vorliegendes Phase-Soll-Signal 18 auf die Sendefrequenz f2 umzusetzen, die typischerweise im Bereich von 900 MHz, 1,8 GHz bzw. 2,1 GHz etc. liegen wird.

Der Rückkopplungszweig 17 umfaßt bei dem in Fig. 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ein steuerbares Dämpfungsglied 170, eine Frequenzumsetzungseinrichtung mit einem Lokaloszillator 171a und einem Mischer 171b, um das auf der HF-Frequenz vorliegende rückgekoppelte Signal in eine leichter zu verarbeitende Zwischenfrequenz fi umzusetzen. Das Signal am Ausgang des Mischers 171b, das mit der ZF-Frequenz vorliegt, wird in einen Analog/Digital-Wandler 172 eingespeist, der wiederum die Schnittstelle zwischen der analogen Domäne und der digitalen Domäne darstellt. Das digitale Ausgangssignal des Analog/Digital-Wandlers 172 wird einem IQ-Demodulator 173 zugeführt, der eine IQ-

Demodulation durchführt, um ausgangsseitig eine I- Komponente 174a und eine Q-Komponente 174b zu erhalten. Die I/Q-Komponenten werden einem Umsetzer 175 zugeführt, der ausgebildet ist, um I und Q in eine Phasen-Darstellung (9) umzusetzen, wie später erörtert wird.

Am Ausgang des I/Q- (p-Umsetzers 175 liegt dann das Phase- Ist-Signal 19 von Fig. 1 an, das in den Ist-Signaleingang des Phasendetektors 160 eingespeist wird.

Die Einrichtung 14 zum Bereitstellen des AM/PM-Signals von Fig. 1 umfaßt bei dem in Fig. 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel einen EDGE-oder UMTS-Signalgenerator 140, der ein I-Signal 141a und ein Q-Signal 141b liefert, welche zusammen auch als Eingangssignal Sin (t) bezeichnet werden. I und Q liegen im Basisband vor und stellen zeitabhängige Informationssignale dar, die von einem I/Q- A/ (p-Umsetzer 142 in ein Basisband- Amplitudenmodulationssignal 143b und ein Basisband- Phasenmodulationssignal 143a umgesetzt werden. Die Signale 143a und 143b werden einem digitalen Frequenzumsetzer 144 zugeführt, der in Fig. 2 auch als DDS (DDS = Direct Digital Synthesizer) bezeichnet ist. Der digitale Mischer 144 kann gemäß beliebigen digitalen Algorithmen ausgeführt sein, um die Phaseninformationen 143a, also die zeitabhängige Basisband-Phasendarstellung, in eine Phasendarstellung des Phasen-modulierten Signals auf der Zwischenfrequenz fi umzusetzen, wobei bei dem in Fig. 2 gezeigten Ausführungsbeispiel dieses Signal als Phase-Soll-Signal 18 bezeichnet wird.

Der Mischer 144 ist ferner im Hinblick auf die Amplitudendarstellung wirksam, um dieselbe unverändert oder möglicherweise irgendwie konditioniert, d. h. verstärkt, gedämpft, etc. auszugeben, und zwar als Amplitude-Soll- Signal 22, das in die Verstärkungseinrichtung 21 von Fig. 1 eingespeist wird. Bei dem in Fig. 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfaßt die

Verstärkungseinrichtung 21 einen variablen Verstärker 210, ein nachgeschaltetes Tiefpaßfilter 211, einen Digital/Analog-Wandler 212 sowie ein dem DAW 212 nachgeschaltetes Anti-Aliasing-Filter 213, das in Fig. 2 auch mit AAF2 bezeichnet ist. Die genannten Komponenten sind derart wirksam miteinander gekoppelt, wie es aus Fig.

2 ersichtlich wird. Am Ausgang des Anti-Aliasing-Filters 213 liegt dann das Verstärkungssteuerungssignal 13 an, über das der Pegel des Ausgangssignals Sout (t) steuerbar ist. Zur Pegelsteuerung umfaßt die in Fig. 2 gezeigte Sendestufe ferner eine Pegelsteuerungseinheit 30, die einerseits den Verstärker 210 mit variabler Verstärkung über das Steuersignal sc ansteuert, um am Ausgang 12 des Verstärkers 10 einen höheren Signalpegel zu erreichen. Um gleichzeitig sicherzustellen, daß der Analog/Digital-Wandler 172 im Rückkopplungszweig nicht übersteuert wird, steuert die Pegelsteuerungseinrichtung 30 ferner über ein Steuerungssignal sd die variable Dämpfung des Dämpfungsglieds 170.

Hierzu werden die in Fig. 3 gezeigten Zusammenhänge verwendet. Insbesondere wird das Verhältnis zwischen dem Betragsquadrat von Sout (t) am Ausgang der Sendestufe und dem Betragsquadrat von Sin (t) am Ausgang des Signalgenerators 140 als Verstärkung V bezeichnet. Die Dämpfung des variablen Dämpfungsglieds wird umgekehrt proportional zu V eingestellt, und zwar über das Signal Sd. Ferner ist die Verstärkung der gesamten Sendestufe eine Funktion des Steuerungssignals für den Verstärker 210 mit variabler Verstärkung, wobei dieses Signal als sc bezeichnet wird.

Die in Fig. 2 gezeigte Sendestufe gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfaßt ferner eine Bandbreiteneinstellungseinrichtung 31, die ausgebildet ist, um zu den Tiefpaßfiltern 162 und 211 entsprechend erwünschte Filterkoeffizienten zu liefern. Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht gerade darin, daß die Tiefpaßfilter 162 und 211 und insbesondere das

Tiefpaßfilter 162, das wesentliche Charakteristika der PLL bestimmt, digital implementiert und damit auch digital variabel und je nach Bedarf einfach Software-mäßig eingestellt werden können, wobei das Einstellen einer Filtercharakteristik eines digitalen Filters wesentlich einfacher und vor allem preisgünstiger zu bewerkstelligen ist als das Einstellen der Charakteristika eines analogen Tiefpaßfilters.

Fig. 4 zeigt eine Gegenüberstellung von zwei Spektren der in Fig. 2 gezeigten Schaltung. Das Spektrum mit geringerer Leistung 40a ist das Spektrum am Ausgang des VCO 165, also das Signal, das in den Signaleingang 11 des Leistungsverstärkers 10 eingegeben wird. Das andere Spektrum mit höherer Leistung ist das Spektrum, das am Ausgang 12 des Leistungsverstärkers 10 erhalten wird.

Dieses Spektrum ist in Fig. 4 mit 40b bezeichnet. Aus Fig.

4 ist ersichtlich, daß das Spektrum 40b des Leistungsverstärkers 10 eine ausreichende Selektivität dahingehend hat, daß die UMTS-und EDGE-Spezifikationen hinsichtlich der Nebenkanalaussendung erfüllt sind. Darüber hinaus ist der Dynamikbereich des Leistungsverstärker- Ausgangssignals im Bereich von 60 dB. Ferner ist aus Fig. 4 zu sehen, daß die Bandbreite des Leistungsverstärker- Spektrums durch die PLL in der Bandbreite des VCO- Ausgangssignals gehalten wird und streckenweise, zu höheren Ablagefrequenzen hin sogar besser ist als das Ausgangsspektrum des VCO 165.

Das erfindungsgemäße Konzept basiert auf der ER-Technik.

Hierbei ist die PLL ein wesentlicher Bestandteil der Sendestufe. Das I/Q-Signal einer EDGE-oder UMTS- Signalquelle 140 wird in dem digitalen Umsetzer 142 in eine digitale Amplitudeninformation A (t) und eine digitale Phaseninformation (p (t) umgerechnet. Wie es bekannt ist, wird eine Amplitudeninformation aus einer I-Komponente und einer Q-Komponente folgendermaßen berechnet :

A (t) = (I (t) 2 + Q (t) ) 1/z Für die Phaseninformation (p (t) ergibt sich folgende Gleichung : (p (t) = arctan (Q (t)/I (t)) Das durch die Einrichtung 142 erzeugte Ausgangssignal si (t) kann somit folgendermaßen dargestellt werden : sl (t) = A (t) cos (o3l t + (p (t) ).

Die Phaseninformation (p (t) wird in dem Element 144 auf die Trägerfrequenz fl"aufmoduliert".

Das Ausgangssignal Sout (t) am Ausgang der Schaltung wird in dem regelbaren Dämpfungsglied 170 gedämpft. Das gedämpfte Signal S2 (t) wird in dem Mischer 171b auf die Frequenz 1 umgesetzt. Das Signal wird dann in dem Analog/Digital- Wandler 172 digitalisiert und im Block IQ-Demodulator 173 als I (t)- und Q (t) -Signal im digitalen Bereich 23 abgebildet.

Die aus I (t) und Q (t) errechnete Phase (p2 (t) = f (I (t), <BR> <BR> Q (t) ), wobei als Funktion f eine Arcustangens-Funktion bevorzugt wird, wird dem Phasenfrequenzdetektor 160 zugeführt. Im Phasenfrequenzdetektor findet ein Vergleich zwischen dem Eingangssignal cp*1 (t), das das Phase-Soll- Signal 18 ist, mit dem umgesetzten Teil des Ausgangssignals <p2 (t) statt. Das Fehlersignal, das auch als"Tune" bezeichnet wird, wird über ein Schleifenfilter 162 mit Tiefpaß-Charakter gefiltert und dann in dem Digital/Analog- Wandler 163 in eine analoge Darstellung umgesetzt und von einem Anti-Aliasing-Filter 164 gefiltert. Das gefilterte Signal wird dann dem spannungsgesteuerten Oszillator 165 als Abstimmsignal zugeführt. Das so erzeugte Signal korrigiert den VCO mit einer Mittenfrequenz von fz entsprechend dem Tune-Signal in Frequenz und Phase. Die

PLL-Schleife sorgt also dafür, daß die Phasendifferenzen, die aufgrund von AM/PM-Verzerrungen im Leistungsverstärker entstehen, korrigiert werden.

Die Einhüllende des modulierten Signals, also der AM- Anteil, wird über die Modulation beispielsweise der Betriebsspannung dem nicht-linearen Leistungsverstärker (PA) zugeführt. Hierfür wird die Amplitudeninformation, die in dem digitalen Umsetzer 142 von den Signalen I (t) und Q (t) abgeleitet wird, in dem steuerbaren Verstärker 210 verstärkt. Das verstärkte Signal wird dann über das Schleifenfilter 211 mit Tiefpaß-Charakter geführt. Das gefilterte Signal wird dann in dem Digital/Analog-Wandler 212 umgewandelt und von einem anschließenden Anti-Aliasing- Filter 213 gefiltert, um als Amplitudenregelspannung dem nicht-linearen Leistungsverstärker 10 zugeführt zu werden.

Die Ausgangsleistung des Sendeverstärkers 10 kann über den steuerbaren Verstärker 210 mit der Steuergröße fc nach Bedarf eingestellt werden. Das steuerbare Dämpfungsglied 170 wird in Abhängigkeit der Ausgangsleistung des Sendeverstärkers 10 durch die Steuergröße sd eingestellt.

Dies sorgt dafür, daß das rückgeführte Signal nach dem Mischer 171b immer den gleichen Signalpegel hat. Es wird also eine Amplitudenstabilisierung des rückgekoppelten Signals S2 (t) durchgeführt. An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, daß es bevorzugt wird, daß das Signal am Eingang des ADW 172 immer den gleichen konstanten Leistungspegel hat. Je nach Implementation der Komponenten kann es jedoch bereits ausreichend sein, daß das Signal in einem vorbestimmten Bereich liegt, der sich beispielsweise um +/-10% um einen Soll-Pegelwert erstreckt. Hierdurch wird eine Übersteuerung des Analog/Digital-Wandlers 172 auch bei großen Ausgangsleistungen verhindert.

Selbstverständlich kann die Auskopplungseinrichtung 20 mit dem Dämpfungsglied 170 zusammen als variabler Richtkoppler oder etwas ähnliches ausgeführt sein.

Der Verstärker 10 wird über eine Versorgungsspannungsvariation amplitudenmoduliert. Es besteht nicht unbedingt ein linearer Zusammenhang zwischen dem Steuerungssignal (RS) und der Ausgangsleistung. Eine Tabelle kann eine Liste von Verstärkungssteuerungseingangssignale haben, wobei jedem Eingangssignal ein Versorgungsspannungs-Zustand für den Transistor zugeordnet ist. Durch Austausch oder Umprogrammierung der Tabelle kann die Sendestufe somit einfach an andere Verstärker angepaßt werden.

Aus Fig. 4 sind die Spektren des Phasen-modulierten Signals 40a nach dem VCO und des Amplituden-und Phasen-modulierten Signals 40b nach dem Leistungsverstärker dargestellt. Es ist zu sehen, daß das Spektrum nach dem Leistungsverstärker eine Dynamik von besser als 60 dB erreicht. Dies ist notwendig, um die Spezifikationen für den EDGE-Standard zu erreichen.

Obgleich im vorstehenden das erfindungsgemäße Konzept der Aufteilung in eine digitale Domäne und eine analoge Domäne anhand der Envelope-Reconstruction-Technik beschrieben worden ist, wird darauf hingewiesen, dass dieses Konzept auch für die Polar-Loop-Technik eingesetzt werden kann.

Bezugnehmend auf Fig. 2 würde eine Modifikation der Verstärkungssteuerungseinrichtung 21 von Fig. 1 darin bestehen, z. B. aus dem Ausgangssignal der IQ-Demodulators 173 im Rückkopplungszweig Ist-Amplitudeninformationen zu berechnen, beispielsweise durch abtastwertweise Quadrierung von I und Q, durch Summenbildung der Quadrate und durch anschließende Wurzelbildung, um die Ist- Amplitudeninformationen als Funktion der Zeit zu erhalten.

Die Ist-Amplitudeninformationen würden dann mit den Soll- Amplitudeninformationen am Ausgang des DDS 144 verglichen werden, um ein Vergleichssignal zu erhalten, das in den Verstärker 210 in Fig. 2 anstelle der Soll- Amplitudeninformationen eingespeist wird. Die Verstärkungssteuerungseinrichtung wäre daher wirksam, um

die Amplituden-Darstellung, die von der Einrichtung 14 von Fig. 1 geliefert wird, unter Berücksichtigung eines Vergleichs mit Ist-Amplitudeninformationen aus dem Rückkopplungszweig in ein Verstärkungssteuerungssignal umzusetzen, das von dem Vergleichsergebnis abgeleitet ist.

Abhängig von den Gegebenheiten kann das erfindungsgemäße Verfahren zum Senden in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementation kann auf einem digitalen Speichermedium, insbesondere einer Diskette oder CD mit elektronisch auslesbaren Steuersignalen erfolgen, die so mit einem programmierbaren Computersystem zusammenwirken können, daß das erfindungsgemäße Verfahren zum Senden ausgeführt wird. Allgemein besteht die Erfindung somit auch in einem Computer-Programm-Produkt mit einem auf einem maschinenlesbaren Träger gespeicherten Programmcode zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens, wenn das Computer-Programm-Produkt auf einem Rechner abläuft. In anderen Worten ausgedrückt kann die Erfindung somit als ein Computer-Programm mit einem Programmcode zur Durchführung des Verfahrens realisiert werden, wenn das Computer- Programm auf einem Computer abläuft.