VITERBI ENTZERRUNG MIT ERMITTLUNG VON NäCHSTLIEGENDEN KONSTELLATIONSPUNKTEN ZUR ZUSTANDSREDUZIERUNG

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Decodieren faltungscodierter Signale, insbesondere von Empfangssignalen im Mobilfunk und Rundfunk.

Herkömmlich wird zur Decodierung von faltungscodierten Signalen ein Decoder auf Basis des Viterbi-Algorithmus eingesetzt. Bei faltungscodierten Signalen entsprechen die zu übertragenden Daten den Zuständen eines „hidden Markov" Modells. Die tatsächlich übertragenen Daten entsprechen den Zustandsübergängen in dem Modell. Aus den sichtbaren Zustandsübergängen wird durch den Viterbi-Algorithmus auf die Zustände zu einem jeden Zeitpunkt geschlossen. Hierzu wird eine Metrik bestimmt, welche bei gegebenem Empfangssymbol die Wahrscheinlichkeit eines jeden Zustandsübergangs von jedem möglichen gegenwärtigen Zustand zu jedem möglichen folgenden Zustand angibt. Hierzu wird die euklidische Distanz des gegenwärtigen Empfangssymbols zu den Symbolen der Zustandsübergänge bestimmt. Jeder einzelne Zustandsübergang wird dabei als Zweig oder Ast bezeichnet. Durch Aneinanderreihung der einzelnen Zweige wird ein Pfad gebildet. Die Metrik des Pfades ergibt sich durch Summierung der einzelnen Zweig- Metriken.

Der optimale Pfad und damit die wahrscheinlichste Folge von Sendesymbolen sind durch den Pfad geringster Metrik gegeben. Jedes Empfangssymbol enthält bei faltungscodierten Signalen Anteile einer Mehrzahl zeitlich nacheinander angeordneter Symbole. Dies wird als das

Gedächtnis des Codes bezeichnet. Dadurch ist der Einfluss eines vergangenen EmpfangsSymbols auf den gegenwärtigen Zustand limitiert. Nach einer bestimmten Anzahl von Empfangssymbolen ist kein Einfluss des vergangenen Empfangssymbols auf den gegenwärtigen Zustand mehr feststellbar. So wird nach Verstreichen dieser bestimmten Anzahl von Empfangssymbolen die Anzahl der Pfade, die in die weitere Berechnung eingehen auf den wahrscheinlichsten Pfad reduziert. Dieser Schritt wird als Eliminierung der unwahrscheinlichen Pfade bezeichnet. Durch dieses Vorgehen ist ein optimaler Empfänger für das faltungscodierte Signal gegeben.

So wird beispielsweise in der US 3,872,432 Bl eine Vorrichtung zur Synchronisation in einem Viterbi Decoder und damit auch dessen Funktion gezeigt.

Ein Nachteil des Viterbi-Algorithmus ist jedoch die starke Abhängigkeit des Verarbeitungsaufwands von den Parametern des faltungscodierten Signals. So steigt der Aufwand bei einer großen Anzahl von Modulationsstufen wie auch bei einem langen Code-Gedächtnis sehr stark an.

Alternativ werden faltungscodierte Signale durch den Einsatz von „minimum mean-square-error decision-feedback equalizer" (MMSE-DFE) Decodern decodiert. Diese Decoder bestimmen direkt bei Empfang des Symbols den gegenwärtigen Zustand bereits endgültig aus den vergangenen Empfangssymbolen, ohne zukünftige Empfangssymbole zu berücksichtigen.

So wird in der DE 199 48 373 Al ein MMSE-DFE Decoder gezeigt.

Diese Decoder lösen zwar das Problem des hohen Verarbeitungsaufwands des Viterbi-Decoders, verfügen jedoch über eine wesentlich geringere Detektionssicherheit . So wird insbesondere bei stark gestörten übertragungskanälen eine hohe Bitfehlerrate des Empfangssignals erzielt.

Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zu Grunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Decodierung von faltungscodierten Signalen zu schaffen, welche bei hoher Detektionssicherheit einen geringen Verarbeitungsaufwand benötigt.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß für das Verfahren durch die Merkmale des unabhängigen Anspruchs 1 und durch die

Merkmale des unabhängigen Anspruchs 10 für die Vorrichtung gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der hierauf rückbezogenen Unteransprüche.

Zur Decodierung von faltungscodierten Empfangssymbolen wird ein Viterbi-Decoder eingesetzt. Dabei sind Sendedaten mit einem Modulationsschema zu Symbolen moduliert, welche mit einem Sendefilter zu faltungscodierten Sendesymbolen codiert werden. Ein faltungscodiertes Sendesymbol enthält Anteile mehrerer zeitlich nacheinander angeordneter Symbole. Diese Sendesymbole werden über einen übertragungskanal übertragen und als Empfangssymbole empfangen. Der Viterbi-Decoder decodiert die Empfangssymbole mittels eines modifizierten Viterbi- Algorithmus. Vor Durchlaufen des Viterbi-Decoders werden die Empfangssymbole von einer Symbol-Reduktions- Einrichtung verarbeitet, welche unabhängig von der Decodierung durch den Viterbi-Decoder in jedem Zustand der Decodierung zusätzliche Informationen, mögliche Folge-

Zustände der Decodierung betreffend, ermittelt. Die Symbol-Reduktions-Einrichtung nutzt die zusätzlichen Informationen, mögliche Folge-Zustände der Decodierung betreffend, um die Decodierung durch den Viterbi-Decoder auf bestimmte Folgezustände einzuschränken. Durch die Reduktion der möglichen Folgezustände wird der Verarbeitungsaufwand deutlich gesenkt. Gleichzeitig wird eine hohe Detektionsgenauigkeit erreicht, da die wahrscheinlichsten Folgezustände als mögliche Folgezustände ausgewählt werden.

Vorteilhafterweise gewinnt die Symbol-Reduktions- Einrichtung das zusätzliche Wissen, mögliche Folge- Zustände betreffend, durch Ermittlung eines intersymbolinterferenzfreien gegenwärtigen Empfangssymbols . Bevorzugt gewinnt sie das intersymbolinterferenzfreie gegenwärtige Empfangssymbol durch gewichtete Subtraktion vergangener intersymbolinterferenzfreier Empfangssymbole von dem gegenwärtigen Empfangssymbol. Die Symbol-Reduktions- Einrichtung bestimmt vorteilhafterweise die Folgezustände durch Ermittlung der Zustände geringster euklidischer Distanz zu dem intersymbolinterferenzfreien gegenwärtigen Empfangssymbol. So kann mit hoher Sicherheit eine Reihe von möglichen Folgezuständen ermittelt werden. Der Verarbeitungsaufwand ist sehr gering.

Das Modulationsschema ist bevorzugt eine Phasenmodulation (PSK) und die Symbol-Reduktions-Einrichtung schränkt bevorzugt die weitere Decodierung auf zwei bestimmte Folgezustände ein. Eine Einschränkung auf zwei Folgezustände reduziert den Verarbeitungsaufwand besonderes stark.

Das Modulationsschema ist vorteilhafterweise eine 8- stufige Phasenmodulation (8-PSK) oder eine 16-stufige Phasenmodulation (16-PSK) . Die Reduktion des Verarbeitungsaufwands der Decodierung von Signalen, welche mit einer Vielzahl von Modulationsschemata moduliert sind, ist möglich.

Das Modulationsschema ist bevorzugt eine Quadraturamplitudenmodulation (QAM) und die Symbol- Reduktions-Einrichtung schränkt bevorzugt die weitere Decodierung auf vier bestimmte Folgezustände ein. Bei hoher übertragungsrate ist gleichzeitig eine deutliche Reduzierung des Verarbeitungsaufwands gegeben.

Das Modulationsschema ist bevorzugt eine 16-stufige oder 32-stufige oder 64-stufige Quadraturamplitudenmodulation. Die Reduktion des Verarbeitungsaufwands der Decodierung von Signalen, welche mit einer Vielzahl von Modulationsschemata moduliert sind, ist möglich.

Der Viterbi-Decoder ermittelt bevorzugt in jedem Zustand der Decodierung mit dem Viterbi-Algorithmus zumindest einen Pfad, der mit geringer Wahrscheinlichkeit die korrekte Folge von Sendesymbolen ergibt und eliminiert bevorzugt diesen zumindest einen Pfad aus der weiteren Decodierung. So wird der Verarbeitungsaufwand der Decodierung weiter reduziert. Die Sicherheit der Detektion wird dabei nicht wesentlich verringert.

Ein Filter filtert bevorzugt die Empfangssymbole vor der Decodierung. Die Filterung durch das Filter reduziert bevorzugt den Einfluss vergangener Symbole auf das faltungscodierte Empfangssymbol und erhöht bevorzugt den Einfluss des gegenwärtigen Symbols auf das

faltungscodierte Empfangssymbol. Damit wird die Sicherheit der ermittelten Folgezustände erhöht. Gleichzeitig ist der zusätzliche Verarbeitungsaufwand sehr gering.

Die Koeffizienten des Filters und die Gewichtungsfaktoren zur Ermittlung des intersymbolinterferenzfreien gegenwärtigen Empfangssymbols werden bevorzugt durch Optimierung bestimmt. So werden optimale Filterkoeffizienten und Gewichtungsfaktoren ermittelt.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung, in der ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt ist, beispielhaft beschrieben. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines Sende- und

Empfangspfades eines faltungscodierten Signals;

Fig. 2 ein beispielhaftes Zustandsdiagramm eines Viterbi-Decoders;

Fig. 3 ein beispielhaftes Zustandsdiagramm eines modifizierten Viterbi-Decoders;

Fig. 4 ein Blockdiagramm eines MMSE-DFE Decoders;

Fig. 5 ein erstes Blockdiagramm eines

Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Vorrichtung;

Fig. 6 ein zweites Blockdiagramm eines

Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Vorrichtung;

Fig. 7 die Impulsantwort eines beispielhaften

Sendefilters für faltungscodierte Signale;

Fig. 8 die durch ein Filter auf Empfangsseite umgeformte Impulsantwort eines beispielhaften

Sendefilters für faltungscodierte Signale;

Fig. 9 ein erstes beispielhaftes Modulationsschema;

Fig. 10 ein zweites beispielhaftes Modulationsschema;

Fig. 11 ein beispielhaftes Zustandsdiagramm eines ersten

Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen

Decoders;

Fig. 12 ein beispielhaftes Zustandsdiagramm eines zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Decoders, und

Fig. 13 ein Diagramm der Resultierenden

Bitfehlerwahrscheinlichkeiten verschiedener Decodier-Verfahren .

Zunächst wird anhand der Fig. 1 - 2 der Aufbau und die Funktionsweise des bislang gebräuchlichen Viterbi-Decoders gezeigt. Mittels Fig. 3 - 12 wird der Aufbau und die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Vorrichtung und des erfindungsgemäßen Verfahrens veranschaulicht. Anhand der Fig. 13 wird das Decodier-Ergebnis der erfindungsgemäßen Vorrichtung gegenüber dem Stand der Technik gezeigt.

Identische Elemente wurden in ähnlichen Abbildungen zum Teil nicht wiederholt dargestellt und beschrieben.

In Fig. 1 wird ein Blockdiagramm eines Sende- und Empfangspfades eines faltungscodierten Signals dargestellt. Die Sendesymbolfolge s(lT _s ) 10 im Basisband wird durch die Modulationseinrichtung 11 auf die Sendefrequenz moduliert. Das Sendefilter 12 prägt dem Signal seine Impulsantwort auf. Das Signal 13 wird über den Kanal übertragen. Dieser ist durch additives weißes Rauschen 14, welches in einem Addierer 15 addiert wird, modelliert. Auf der Empfangsseite wird das Empfangssignal durch einen Empfangsfilter 16 gefiltert. Das gefilterte

Empfangssignal 17 wird von der Demodulationseinrichtung 18 zu einem Basisband-Signal 19 demoduliert. Ein Decodierfilter 20 bereitet das Signal 19 auf, bevor der Viterbi-Decoder 21 das Signal zu der Empfangssymbolfolge 22 decodiert.

Fig. 2 zeigt ein beispielhaftes Zustandsdiagramm eines Viterbi-Decoders. Die Zustände 30 - 37 und ihre Verbindungsmöglichkeiten 38 - 40 sind über die Zeitpunkte 41 - 44 dargestellt. Jeder Zustand 30 - 37 zu einem bestimmten Zeitpunkt 41 - 44 ist dabei mit jedem Zustand 30 - 37 des darauffolgenden Zeitpunkts 41 - 44 verbunden. Für jede Verbindung der Zustände wird die Zweigmetrik berechnet. Hierzu wird die euklidische Distanz des jeweiligen Empfangssymbols zu den einzelnen, den Zweigen zugeordneten Empfangssymbolen berechnet. D.h. es werden für einen Zustandsübergang 64 Zweigmetriken und für das gesamte dargestellte Zustandsdiagramm 192 Zweigmetriken berechnet. Weiterhin werden aus den Zweigmetriken die Pfadmetriken berechnet. Da sämtliche Pfade des gesamten Zustandsdiagramms berücksichtigt werden, werden 4096 Pfadmetriken berechnet. Dies entspricht bereits einem nennenswerten Verarbeitungsaufwand. Wenn man nun von einem Modulationsschema mit mehr als 8 Zuständen, z.B. 64

Zuständen und einem Code-Gedächtnis von mehr als drei vergangenen Zuständen ausgeht, so steigt der Decodieraufwand in nicht mehr einfach handhabbare Größenordnungen an.

Fig. 3 zeigt ein beispielhaftes Zustandsdiagramm eines modifizierten Viterbi-Decoders. Zur Reduktion des Verarbeitungsaufwands werden hier nach der Berechnung der Zweigmetriken und Pfadmetriken für einen Zeitpunkt lediglich die zwei Pfade größter Wahrscheinlichkeit, d.h. geringster Metrik weiterverfolgt. Die übrigen Pfade werden eliminiert. So werden zum Zeitpunkt 41 lediglich die von Zustand 30 und 34 ausgehenden Pfade weiterverfolgt. Zum Zeitpunkt 42 werden lediglich die von Zustand 33 und 35 ausgehenden Pfade weiterverfolgt. Zum Zeitpunkt 43 werden lediglich die von Zustand 31 und 37 ausgehenden Pfade weiterverfolgt. Damit lässt sich der Verarbeitungsaufwand um Größenordnungen senken. Die Detektionssicherheit wird hierdurch jedoch reduziert, da vorzeitig potentiell nützliche Information verworfen wird. Fälle, in welchen das korrekte EmpfangsSymbol auf einem unwahrscheinlichen und damit eliminierten Pfad liegen, werden nicht korrekt decodiert, obwohl hierfür genügend Informationen in dem Empfangssignal enthalten sein könnten.

In Fig. 4 wird ein Blockdiagramm eines „minimum mean- square-error decision-feedback equalizer" Decoders (MMSE- DFE) dargestellt. Anstatt den gesamten Pfad möglicher Zustandsübergänge zu berücksichtigen, wird bei dieser Art des Decoders jeder Zustand für sich betrachtet und lediglich der Einfluss vergangener Zustände betrachtet. Hierzu stellt zunächst ein Filter 51 eine Minimalphasigkeit des Empfangssignals 50 her. D.h. der Einfluss des gegenwärtigen Symbols auf das Empfangssymbol

wird verstärkt, während der Einfluss der vergangenen Symbole auf das Empfangssymbol verringert wird. Anhand dieses gefilterten Signals und Informationen aus bereits decodierten Symbolen wird in einem Entscheider 52 der Wert des gegenwärtigen Symbols 53 entschieden. Dieser Wert wird mittels eines Rückkopplungsfilters 54 zurückgekoppelt und von dem Ausgangssignal des Filters 51 subtrahiert. Dadurch wird ein intersymbolinterferenzfreies Signal am Entscheider 52 erreicht. Dieser Decoder ist mit sehr geringem Verarbeitungsaufwand zu realisieren. Gleichzeitig ist jedoch auch hier die Bitfehlerwahrscheinlichkeit suboptimal, da nicht sämtliche zur Verfügung stehenden Informationen das Sendesignal betreffend zur Decodierung genutzt werden.

In Fig. 5 wird ein erstes Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Vorrichtung dargestellt. Die Empfangssymbolfolge 50 wird von einem Filter 70 gefiltert. Das Filter stellt zunächst eine Minimalphasigkeit des Empfangssignals 50 her. Dieser Vorgang wird anhand der Fig. 7 und 8 näher erläutert. Anschließend wird das Signal von einem modifizierten Viterbi-Decoder 71, welcher die decodierte Sendesymbolfolge 53 ausgibt, decodiert. Der Aufbau und die Funktionsweise des modifizierten Viterbi-Decoders werden anhand Fig. 6 näher dargestellt.

Fig. 6 zeigt ein zweites Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Vorrichtung. Wie in Fig. 5 dargestellt wird die Empfangssymbolfolge 50 von einem Filter 70 gefiltert, um Minimalphasigkeit herzustellen. Dieser Vorgang wird anhand der Fig. 7 und 8 näher erläutert. Anschließend durchläuft das Signal eine Zustands-Reduktions-Einrichtung 80, welche mit Hilfe

bereits decodierter Symbole 85 eine Reduktion der zulässigen gegenwärtigen Symbole vornimmt. Hierzu werden gewichtete decodierte Symbole von dem intersymbolinterferenzbehafteten Empfangssymbol subtrahiert. Das resultierende Symbol ist ein intersymbolinterferenzfreies Symbol.

Aus der Position dieses Symbols im eingesetzten Modulationsschema des faltungscodierten Signals wird eine bestimmte Anzahl NachbarSymbole, z.B. bei Phasenmodulation zwei Nachbarsymbole, als einzige zulässige Symbole bestimmt. Gemeinsam mit der gefilterten Eingangssymbolfolge 50 wird die Information, zulässige Zustände betreffend, an eine Zweig-Metrik-Bestimmungs- Einrichtung 82 weitergeleitet, welche lediglich für

Zweige, welche zu einem der zulässigen Symbole führen, die Metrik bestimmt. Die Metriken der zulässigen Zweige wird an die Pfad-Metrik-Bestimmungs-Einrichtung 83 weitergeleitet. Diese berechnet die Pfad-Metriken der zulässigen Pfade aus den Zweig-Metriken der zulässigen Zweige durch Addition. Die Pfad-Metriken werden an die Pfad-Eliminierungs-Einrichtung 84 übergeben, welche den wahrscheinlichsten Pfad auswählt und die übrigen Pfade eliminiert. Der verbleibende Pfad ergibt direkt die decodierten Symbole 53. Der Block 81 entspricht dabei einem herkömmlichen Viterbi-Decoder .

Fig. 7 zeigt die Impulsantwort eines beispielhaften Sendefilters für faltungscodierte Signale. Die Impulsantwort 106 des beispielhaften Sendefilters setzt sich aus drei Komponenten 100, 101, 102 zusammen. Die dem gegenwärtigen Symbol entsprechende Komponente 102 ist dabei nicht die stärkste Komponente der Impulsantwort.

In Fig. 8 wird die durch ein Filter auf Empfangsseite umgeformte Impulsantwort eines beispielhaften Sendefilters für faltungscodierte Signale dargestellt. Die gefilterte Impulsantwort 107 des beispielhaften Sendefilters setzt sich aus drei Komponenten 103, 104, 105 zusammen. Die dem gegenwärtigen Symbol entsprechende Komponente 105 ist hier die stärkste Komponente der Impulsantwort.

Fig. 9 zeigt ein erstes beispielhaftes Modulationsschema. Bei dem hier dargestellten Modulationsschema 115 handelt es sich um eine 8-stufige Phasenmodulation. Die Modulationsstufen So - S ₇ entsprechen den Zuständen der Decodierung aus den Fig. 2, 3. Die Modulationsstufen So - S ₇ sind durch Punkte auf einem Einheitskreis in dem komplexen Raum, aufgespannt durch die Inphase-Komponente 111 und die Quaternär-Komponente 110, gebildet. Jede Modulationsstufe So - S ₇ zeichnet sich durch einen diskreten Phasenwinkel aus. So ist die Modulationsstufe Si beispielsweise durch den Phasenwinkel 117 festgelegt. Jeder Punkt auf dem Einheitskreis hat dabei zwei

Modulationsstufen als direkte Nachbarn. Jede weitere Modulationsstufe neben den beiden direkten Nachbarn ist deutlich weiter entfernt. Wird durch die Symbol- Reduktions-Einrichtung 80 aus Fig. 6 das intersymbolinterferenzfreie Symbol 113 mit dem

Phasenwinkel 116 ermittelt, so sind die beiden zulässigen Symbole bei diesem Modulationsschema 115 die Modulationsstufen So 114 und Si 112.

In Fig. 10 wird ein zweites beispielhaftes

Modulationsschema dargestellt. Bei dem hier dargestellten Modulationsschema 120 handelt es sich um eine 16-stufige Quaternär-Amplituden-Modulation. Hier sind 16 Modulationsstufen SQ - S ₁₅ in dem komplexen Raum,

aufgespannt durch die Inphase-Komponente 111 und die Quaternär-Komponente 110, angeordnet. Jede Modulationsstufe So - S ₁₅ zeichnet sich durch einen diskreten Wert der Inphase-Komponente 111 und der Quaternär-Komponente 110 aus. Aufgrund der Anordnung der Modulationsstufen S ₀ - Si ₅ ergeben sich für jeden Punkt innerhalb des Modulationsschemas 121 im komplexen Raum 4 Modulationsstufen als direkte Nachbarn. Jede weitere Modulationsstufe neben den vier direkten Nachbarn ist deutlich weiter entfernt. Wird durch die Symbol- Reduktions-Einrichtung 80 aus Fig. 6 das intersymbolinterferenzfreie Symbol 129 ermittelt, so sind die vier zulässigen Symbole bei diesem Modulationsschema 121 die Modulationsstufen S ₀ 127, Si 128, S ₂ 125 und S ₃ 126.

Fig. 11 zeigt ein beispielhaftes Zustandsdiagramm eines ersten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Decoders. Das Zustandsdiagramm ist nun gegenüber den Zustandsdiagrammen aus Fig. 2 und 3 stark vereinfacht.

Hier ist eine Reduktion der zulässigen Folgezustände auf 3 dargestellt. Gleichzeitig ist eine Reduktion der zu verfolgenden Pfade auf die zwei wahrscheinlichsten dargestellt. So ergibt sich ein drastisch verringerter Verarbeitungsaufwand. Durch die Kombination der Reduktion der Folgesymbole und der Pfadanzahl wird der Verarbeitungsaufwand besonders stark gesenkt. Die Bitfehlerwahrscheinlichkeit ist gegenüber einer vollständigen Analyse sämtlicher Zustände und Pfade erhöht. Das Verhältnis der Bitfehlerrate gegenüber dem Verarbeitungsaufwand ist jedoch sehr viel günstiger.

In Fig. 12 wird ein beispielhaftes Zustandsdiagramm eines zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen

Decoders dargestellt. Auch hier wird ein vereinfachtes Zustandsdiagramm 142 dargestellt. Durch Beschränkung der zulässigen Zustände auf zwei zulässige Zustände 140 und 141 und der Pfadanzahl auf zwei ergibt sich eine sehr geringe Zahl von zu berechnenden Pfaden.

Fig. 13 zeigt ein Diagramm der resultierenden Bitfehlerwahrscheinlichkeiten verschiedener Decodier- Verfahren. über dem Signal-Rausch-Verhältnis ist die resultierende Bitfehlerrate bei Decodierung mit unterschiedlichen Decodern dargestellt. Ein herkömmlicher Decoder 160, welcher Intersymbolinterferenz nicht ausgleicht, erzielt nur eine sehr hohe Bitfehlerrate. Ein besseres Ergebnis liefert der in Fig. 4 dargestellte MMSE- DFE Decoder. Ein Viterbi-Decoder 162, welcher das vollständige Zustandsdiagramm auswertet, liefert ein optimales Ergebnis. Ein nur unwesentlich schlechteres Ergebnis liefert der erfindungsgemäße modifizierte Viterbi-Decoder 163, welcher jedoch einen wesentlich geringeren Verarbeitungsaufwand benötigt, als der vollständige Viterbi-Decoder.

Die Erfindung ist nicht auf die dargestellten Ausführungsbeispiel beschränkt. Wie bereits erwähnt, können unterschiedliche Arten faltungsbasierter Signale decodiert werden. So ist ein Einsatz im Mobilfunk, wie auch in der Wiedergewinnung aufgezeichneter Daten, z.B. auf Festplatten, denkbar. Alle vorstehend beschriebenen Merkmale oder in den Figuren gezeigten Merkmale sind im Rahmen der Erfindung beliebig miteinander kombinierbar.