| CN2118377U | 1992-10-07 | |||
| CN2824488Y | 2006-10-04 | |||
| CN1677830A | 2005-10-05 |
| 权 利 要 求 书 :ί、 一种 VMOS管功放的失真抵消电路， 其特征是： 互补型 S极输出的 VM0S管功放， 两个 G极之 间加入一只电阻和一只正向导通二极管串联的电路， 串联电路通过恒流源供电， 串联电路两端的压降给两 只互补型 VM0S管提供 G极和 S极间的静态偏置电压， 恒流源同 ^也是中间放大级的负载。 2、 一种 VMOS管功放的温漂抵消电路， 其特征是： 如权利要求 1所述的串联电路， 用一只正向导通 的二极管去抵消两只互补型 VMOS管 G极和 S极间电压的温漂。 3、 如权利要求！所述的恒流源电路， 其特征是： 采用 TL431提供恒定电压， 这个恒定电压给三极管 B极供电， 三极管的 E极连结 TL431的参考电压端， E极回路中接入限流电阻以调节恒流源电流的大小， 三极管的 C极连结 VMOS管的 G极， 另一只互补型 VMOS管 G极连结中间放大级的输出端， 两只互补 型 VMOS管 G极之间接入电阻， 恒流源同时也是中间放大级的负载。 |
晶体管功放的音质一直是个令人们头疼的问题 .仪器溯得指标很好的晶侔管功放，听起来却 真刺耳。 这是因为仪器测得的指标是闭环的， 而人耳听到的却是瞬间开环的功放放出来的声 音， 这是瞬态互调失真 的经典解释。 那么， 降低开环失真自然就能改善音质了， 这点已经是业界的共识。 关键是看怎么降低开环 失真， 本发明的方法就是提供了一种有效降低开环失 真的途径。 经过样机实际听感测试， 高、 中音基本达 到电子管单端甲类功放水平， 低音还远好于电子管功放。
下面结合附图来说明工作原理。 图 1中的 Q1是中间放大级， Q3和 Q4是一对 VMOS管组成的互补 输出极。 Q2是恒流源， Di和 R3串联给 Q3和 Q4提供静态偏置电压。 由于恒流源的动态电阻和 VMOS 管的输入电阻都很 S, 所以中间放大级的增益极高， 工作点的变化范围也极小. 非线性失真也极小。 图 2 所示的是一种指数特性曲线图。这个图可以表 示很多自然现象。二极管 .和 VMOS管的特性曲线图都有类似 的形状。 对于二极管来说， X轴是电压， Y轴是电流； 而对于 VMOS管来说， X轴是 G、 S极间电压， Y 轴是 D、 S极间电流。 如果我们选择合适的坐标参数， 可以使得二极管的特性曲线与 VMOS管的特性曲线 重合！ 这就是本发明的理论基础所在。 假设在某一时刻， Q3的 G极电压升高， 如果没有 D1 的存在， 那 么， Q3的电流会作如圏 2所示的非线性变化， 这个非线性变化就是失真 而现在有了： m 的存在， D】 的 正极电压也会升高， 由于恒流源的动态电阻不是无限大， 所以， Di 的电流也会作 ¾图 2所示的非线性变 化， 这个非线性变化同样是失真。 这两个失真是大小相等方向相反. 互相抵销的。 所以， 合成后的输出声 音就没有失 ¾了。 为了说明这个抵销的过程， 在图 2的曲线上取 A、 B , C三点， 假设 Q3的 G极 1电压从 A 点经 B点变化到 C点， 如果从 A点到 C点连结直线的话， 很显然不会经过 B点的， 这就是非线性失真。 这个 B点存在的问题是本该更大的电流 ϊί [[实际没有更大， 也就是说， 应有的输出电流变小了。 同样地， 如 果把这个曲线看成是二极管的特性曲线的话， m正极的电压从 A点经 B点变化到 C点， 这时的 B点电流 本该更大从而拉低 Q3的 G极电压， 在 B点时刻， Q3的 G极电压本该更小 实际没有更小。 这就好了， VMOS管的失真就是在 B点的电流变小了， 二极管的失真就是在 B点的电压变大了， 这个二极管变大了 的电压正好抵消了 VMOS管变小了的电流， 使得 VMOS管电流的非线性失真消失了。 请注意， 这是降低 开环失真。 如果 D1换成两只二极管串连失真就会变得很大， 这是形成过补偿的原因。 这也从另一方面证 实了上面分析的合理性。 本电路的另一个作用是抵消温漂， D〗 压降的负温度系数正好抵消了 Q3., Q4两 K VMOS t ; G , S极间电压温度系数。 对于' VMOS管来说， 在小电流状态时， 同样的 G、 S极电压， D、 S极电流会随温度升高而增大。 D1的存在正好能抵消了这个温漂。至于为 么一只二极管能正好抵消两只 VMOS管的温漂，这是由实验确定的。如果要从 论上给与的合理解释，那么只能是：把两只 补型 VMOS 说 明 书
管的 G极看成是极薄层的导体， 且连在一起了， 两只互补型 VMOS管的导电沟道正好构成一个 PN结， 这 个 PN结& ¾温度系数和普通二极管 PN结的温度系数正好相等。
图 .中的 V!.是 ,由 Q2构成的恒流源使用了 TL431 ,并且 Q2的 E极电 ¾上的压降反馈给 TL431 的参考电压端， Q2的 BE结受热后压降会降低， 导致流过 R2的电流加大， TL431参考电压端的电压也会 加大， TL431的输出端电压会降低， Q2的 B极电压会降ί氐， 抑制了 R2电流 [¾加大。 同样的， TL431在抑 制 Q2噪声过程中的原理也是 ΐ½似的。 由此可见， 这样做可以获得更低的噪声， 更稳定的电流， 更好的热 稳定性， 给中间放大级提供更高的动态电阻。 Π果使用三极管取代 TL431构成恒流源的话， 热稳定性达不 到要求。 如果恒流源不能稳定的话， 那么， 流过 Di和 R3的电流形成的偏置电压就不能稳定， D1的失真 抵消作用就达不到要求。
现有的 VMOS管功放中，使用的是三极管代替在图 1中 TL431的位置，三极管 Q2的电流稳定性和噪 声性能都很差。 使用中 由于恒流源的不稳定面很容易导致 VMOS管电流过大面烧毁。 现有的 VMOS管 功放中， 给 VMOS管提供偏置电压的电路中， 没有 D1的存在， 同样会很容易导致 VMOS管电流过大而 烧毁。 同时， VMOS管的失真也很大。
本发明的具体实施就很容易做到了， 都是普通的常用元件。 D1在安装的位置上要紧靠 Q3或 Q4, 以 便得到更好的热藕合。 需要说明的是. 要做到电子管的音质， 还需要: ¾入局部负反馈技术， 降低每一级的 增益， 减少大环路负反馈量。