Ein derartiger Wien-Robinson-Oszillator ist insbesondere aus dem Fachbuch von Tietze-Schenk"Halbleiter-Schaltungstech- nik", Springer Verlag, 8. überarbeitete Auflage von 1986, Seiten 454 bis 458 bekannt. Die Frequenz eines Wien-Robinson- Oszillators wird durch RC-Glieder,. d. h. aus Widerständen und Kondensatoren gebildete Netzwerke, bestimmt. Derartige Oszil- latoren werden vorzugsweise im Niederfrequenzbereich einge- setzt, da in diesem Frequenzbereich die Induktivitäten und Kapazitäten von LC-Oszillatoren unhandlich groß werden. Beim Wien-Robinson-Oszillator wird eine Wien-Robinson-Brücken- schaltung, wie sie in der Abb. 15. 26 auf Seite 455 darge- stellt ist, als Rückkopplungsnetzwerk und frequenzbestimmen- des Glied eingesetzt. Die Prinzipschaltung eines derartigen Oszillators ist in der Abb. 15.27 auf Seite 456 dargestellt.

Zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers und Bezugs- potential sind ein Gegenkopplungszweig und ein Mitkopplungs- zweig angeordnet. Der Gegenkopplungszweig besteht im Wesent- lichen aus zwei Widerständen, deren gemeinsamer Schaltungs- punkt mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstär- kers verbunden ist. Der Mitkopplungszweig besteht aus der Reihenschaltung von zwei RC-Gliedern, deren gemeinsamer Schaltungspunkt mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers verbunden ist. Das zwischen dem nicht- invertierenden Eingang des Operationsverstärkers und Bezugs- potential angeordnete RC-Glied besteht aus der Parallel- schaltung eines Widerstands und eines Kondensators. Das zwi- schen dem nichtinvertierenden Eingang und dem Ausgang des Operationsverstärkers angeordnete andere RC-Glied besteht aus der Reihenschaltung eines weiteren Widerstands und eines weiteren Kondensators. Damit die Schwingbedingung des Wien- Robinson-Oszillators erfüllt ist, ist der zwischen dem inver- tierenden Eingang des Operationsverstärkers und Bezugspoten- tial angeordnete Widerstand des Gegenkopplungszweigs halb so groß wie der zwischen dem invertierenden Eingang und dem Aus- gang des Operationsverstärkers angeordnete Widerstand. Außer- dem sind die Widerstände und die Kondensatoren der beiden RC- Glieder des Mitkopplungszweigs jeweils gleich groß. Um die Ausgangsspannung des Oszillators zu stabilisieren, ist in der Abb. 15.27 der zwischen dem Bezugspotential und dem invertie- renden Eingang des Operationsverstärkers angeordnete Wider- stand als Reihenschaltung eines festen Widerstands und eines steuerbaren Widerstands ausgebildet. Den steuerbaren Wider- stand bildet die Drain-Source-Strecke eines in der Regel sym- metrischen Feldeffekttransistors, dessen Drain-Anschluß mit Bezugspotential verbunden ist. Bei einem symmetrischen Feld- effekttransistor kann alternativ der Source-Anschluß anstelle des Drain-Anschlusses mit Bezugspotential verbunden sein. Der steuerbare Widerstand in Form eines Feldeffekttransistors ermöglicht es, das Widerstandsverhältnis des Gegenkopplungs- zweigs so zu verändern, daß die Bedingung für eine konstante Amplitude der Ausgangsspannung des Oszillators erfüllt ist.

Hierzu wird die Ausgangsspannung des Oszillators gleichge- richtet und die gleichgerichtete Spannung über eine Anpas- sungsschaltung dem Gate-Anschluß des Feldeffekttransistors als Steuerspannung zugeführt. Die Höhe der Amplitude der Aus- gangsspannung des Oszillators hängt in dieser Schaltung von den Daten des Feldeffekttransistors ab. Die Konstanz der Aus- gangsspannung des Oszillators läßt sich-wie anhand der Abb.

15. 28 auf Seite 458 dargestellt-durch eine Zwischenverstär- kung der Gate-Spannung verbessern. Die genannten Maßnahmen verbessern zwar die Konstanz der Ausgangsspannung des Oszil- lators, andererseits erhöhen sie aber auch den für den Oszil- lator erforderlichen schaltungstechnischen Aufwand. Als wei- terer Nachteil der beschriebenen Schaltungsanordnung kommt eine starke Empfindlichkeit der Amplitudenregelung gegenüber EMV-Störungen hinzu. Die Buchstabenfolge"EMV"steht hier in üblicher Weise für"elektromagnetische Verträglichkeit".

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Wien-Robin- son-Oszillator der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem die Amplitude der Ausgangsspannung mit einfachen Mitteln konstant gehalten ist.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Der zusätzliche Widerstand zwischen dem von dem Bezugspoten- tial abgewandten Ende des Mitkopplungszweigs und dem Ausgang des Operationsverstärkers bewirkt in Verbindung mit zwei be- tragsmäßig gleichen Hilfsspannungen entgegengesetzter Polari- tät, die mit dem gemeinsamen Schaltungspunkt des Mitkopp- lungszweigs und des zusätzlichen Widerstands über je eine Diode verbunden sind, über eine Veränderung des Verhältnisses zwischen der Mitkopplung und der Gegenkopplung eine Stabili- sierung der Amplitude der Ausgangsspannung.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unter- ansprüchen gekennzeichnet. Der gemäß Anspruch 2 zusätzlich eingefügte Widerstand verbessert die Signalgüte, insbesondere die Sinusform der Ausgangsspannung des Oszillators und ver- ringert den Klirrfaktor. Als Ausgang des Oszillators kann einer der beiden Anschlüsse des Widerstands, der in Reihe zu dem Ausgang des Operationsverstärkers angeordnet ist, verwen- det werden. Dient gemäß Anspruch 3 der von dem Ausgang des Operationsverstärkers abgewandte Anschluß des Widerstands als Ausgang des Oszillators, ist die Amplitude der Ausgangsspan- nung bei im wesentlichen konstanter Belastung stabiler als wenn-wie im Anspruch 4 angegeben-der Ausgang des Opera- tionsverstärkers als Ausgang des Oszillators dient. Außerdem wird bei der Ausgestaltung nach Anspruch 3 die dritte Ober- welle der Ausgangsspannung des Oszillators stärker unter- drückt als bei der Ausgestaltung nach Anspruch 4. Ein gegen- über Änderungen der Belastung stabiles Signal erhält man, wenn-wie im Anspruch 4 angegeben-den Ausgang des Opera- tionsverstärkers als Ausgang des Oszillators verwendet wird.

Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers ist insbesondere als Hilfssignal für die Steuerung von Schaltvorgängen gut ge- eignet. Der Einsatz eines dem Ausgang des Oszillators nachge- schalteten Treibers gemäß Anspruch 5 vermeidet Rückwirkungen auf den Oszillator bei sich ändernder Last oder aufgrund von externen Störungen, die über ein zu der Last führendes Kabel eingekoppelt werden. Durch die Belastung des Ausgangs des Treibers mit einem aus der Parallelschaltung eines induktiven Widerstands und einer Kapazität gebildeten Schwingkreises gemäß Anspruch 6 werden hochfrequente Störungen unterdrückt sowie die Stromaufnahme und die Verlustleistung des Oszilla- tors verringert. Dies gilt in besonderem Maße dann, wenn die Eigenfrequenz des Schwingkreises gemäß Anspruch 7 so bemessen ist, daß sie gleich der Schwingfrequenz des Oszillators ist.

Der Oszillator, insbesondere in seiner Ausgestaltung gemäß Anspruch 6 oder Anspruch 7 ist insbesondere zur Speisung von induktiven oder kapazitiven Meßwertaufnehmern, insbesondere Wegaufnehmern, geeignet.

Die Erfindung wird im folgenden mit ihren weiteren Einzelhei- ten anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungs- beispiels näher erläutert.

Die einzige Figur zeigt das Schaltbild eines erfindungsgemäß ausgebildeten Wien-Robinson-Oszillators 10 in Verbindung mit einer entsprechend den Unteransprüchen ausgebildeten Verstär- keranordnung 11 und einem schematisch dargestellten indukti- ven Wegaufnehmer 12.

Der Wien-Robinson-Oszillator 10 weist einen Operationsver- stärker 15 auf, der mit einem Gegenkopplungszweig und einem Mitkopplungszweig versehen ist. Als Versorgungsspannungen für den Operationsverstärker 15 dienen zwei Spannungen +Uv und -Uv mit entgegengesetzten Vorzeichen, deren Beträge gleich groß sind. Der Gegenkopplungszweig ist aus zwei in Reihe ge- schalteten Widerständen 16 und 17 gebildet. Ihr gemeinsamer Schaltungspunkt ist mit dem invertierenden Eingang des Opera- tionsverstärkers 15 verbunden. Der andere Anschluß des Wider- stands 16 ist mit Bezugspotential verbunden, während der an- dere Anschluß des Widerstands 17 mit dem Ausgang des Opera- tionsverstärkers 15 verbunden ist. Der Ausgang des Opera- tionsverstärkers 15 ist mit dem Bezugszeichen 18 versehen, seine Ausgangsspannung ist mit ua1 bezeichnet. Der Mitkopp- lungszweig ist aus zwei in Reihe geschalteten RC-Gliedern gebildet, wobei das eine RC-Glied aus der Parallelschaltung eines Widerstands 20 und eines Kondensators 21 besteht und das andere RC-Glied aus der Reihenschaltung eines weiteren Widerstands 22 und eines weiteren Kondensators 23. Das aus dem Widerstand 20 und dem Kondensator 21 gebildete RC-Glied ist zwischen dem nichtinvertierenden Eingang des Operations- verstärkers 15 und Bezugspotential angeordnet. Das aus dem Widerstand 22 und dem Kondensator 23 gebildete RC-Glied ist zwischen dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsver- stärkers 15 und dem Ausgang 18 des Operationsverstärkers 15 angeordnet, wobei zwischen dem Kondensator 23 und dem Ausgang 18 ein weiterer Widerstand 25 angeordnet ist. Der gemeinsame Schaltungspunkt des Kondensators 23 und des Widerstands 25 ist mit dem Bezugszeichen 26 versehen. Die Spannung des Schaltungspunktes 26 ist mit ua2 bezeichnet. Mit dem Schal- tungspunkt 26 ist ein Widerstand 28 verbunden, dessen anderer Anschluß mit dem Bezugszeichen 29 versehen ist. Die Spannung, die sich am Schaltungspunkt 29 einstellt, ist mit ua3 be- zeichnet. Der Schaltungspunkt 29 ist über eine erste Diode 30 mit einer konstanten positiven Hilfsspannung +Uk1 verbunden und über eine zweite, entgegengesetzt gepolte Diode 31 mit einer konstanten negativen Hilfsspannung-Ukl. Die Beträge der Hilfsspannungen +Uk1 und-Uk1 sind gleich groß, sie sind jedoch kleiner als die Beträge der Spannungen +Uv und-Uv gewählt.

Überbrückt man zunächst in Gedanken den Widerstand 25 und trennt zugleich die Verbindung zwischen dem Schaltungspunkt 26 und dem Widerstand 28 auf, so erhält man einen bekannten Wien-Robinson-Oszillator. Die Schwingbedingung eines derar- tigen Oszillators ist in bekannter Weise dann erfüllt, wenn der zwischen dem invertierenden Eingang des Operationsver- stärkers 15 und Bezugspotential angeordnete Widerstand 16 des Gegenkopplungszweigs halb so groß ist wie der zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang 18 des Operations- verstärkers 25 angeordnete Widerstand 17 und wenn außerdem die Widerstände 20 und 22 sowie die Kondensatoren 21 und 23 der beiden RC-Glieder des Mitkopplungszweigs jeweils gleich groß sind. In diesem Fall sind Gegenkopplung und Mitkopplung gleich groß und es ergibt sich eine im wesentliche sinusför- mige Spannung ua1 am Ausgang 18, deren mit flo bezeichnete Frequenz in bekannter Weise durch das Produkt aus dem Wider- stand 20 und dem Kondensator 21 bestimmt ist. Wie bereits einleitend ausgeführt, waren bisher umfangreiche zusätzliche Maßnahmen erforderlich, um die Amplitude der Schwingung eines derartigen Oszillators konstant zu halten.

Um die Amplitude der Ausgangsspannung des Wien-Robinson-Os- zillators 10 konstant zu halten, ist erfindungsgemäß-wie bereits oben beschrieben-zwischen den Schaltungspunkten 18 und 26 der Widerstand 25 eingefügt. Als Ausgangsspannung des Wien-Robinson-Oszillators 10 dient in diesem Ausführungsbei- spiel die Spannung ua2 des Schaltungspunkts 26. Alternativ hierzu ist es jedoch auch möglich, die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 15, d. h. die Spannung ua1 des Schal- tungspunktes 18, als Ausgangsspannung des Wien-Robinson- Oszillators 10 zu verwenden. In diesem Ausführungsbeispiel wird die Spannung ua2 als Ausgangsspannung des Wien-Robinson- Oszillators 10 verwendet, da sie bei im wesentlichen kon- stanter Belastung stabiler als die Ausgangsspannung ua1 des Operationsverstärkers 15 ist. Die Spannung ua1 ist dagegen als Hilfssignal für eine hier nicht dargestellte und auch nicht beschriebene Steuerung von Schaltvorgängen gut geeig- net.

Der Mitkopplungszweig des erfindungsgemäßen Wien-Robinson- Oszillators 10 ist so ausgebildet, daß die Mitkopplung die Gegenkopplung überwiegt, so lange die Dioden 30 und 31 sper- ren. In diesem Betriebszustand ist die Spannung ua3 gleich der Spannung ua2r da über den Widerstand 28 kein Strom fließt. Die Amplituden der Spannungen ual und ua2 klingen bei überwiegender Mitkopplung so lange auf, bis die Spannung Ua2 und damit auch die Spannung ua3 betragsmäßig größer ist als die um die Durchlaßspannung der Diode 30 oder der Diode 31 erhöhte Hilfsspannung +Uk1 bzw.-Ukl. Wird die Spannung ua2 größer als die um die Durchlaßspannung der Diode 30 erhöhte Hilfsspannung +Ukl, wird die Diode 30 leitend und es fließt von dem Schaltungspunkt 26 Strom über den Widerstand 28 und die Diode 30. Dabei wird die die Mitkopplung bestimmende Spannung ua2 auf einen Wert begrenzt, der um den Spannungs- abfall an dem Widerstand 28 größer als die Spannung ua3 ist.

Die Spannung ua3 ist in diesem Betriebszustand gleich der Summe aus der Hilfsspannung +Uk1 und der mit ud30 bezeich- neten Durchlaßspannung der Diode 30. Der in diesem Betriebs- zustand über den Widerstand 28 fließende Strom bewirkt einen zusätzlich Spannungsabfall an dem Widerstand 25. Dies führt zu einer weiteren Erhöhung der die Gegenkopplung bestimmenden Spannung ual. Somit wirkt in diesem Betriebszustand die Ge- genkopplung stärker als die Mittkopplung. Dies führt zu einem Abklingen der Schwingungen bis die Spannung ua2 so weit abge- sunken ist, daß die Diode 30 wieder sperrt und die Mitkopp- lung erneut stärker als die Gegenkopplung ist. Die Mitkopp- lung des Wien-Robinson-Oszillators 10 ist somit abwechselnd stärker oder schwächer als die Gegenkopplung. Auf diese Weise stellt sich im zeitlichen Mittel eine praktisch sinusförmige Schwingung mit konstanter Amplitude ein. Der Widerstand 25 ist so dimensioniert, daß der Operationsverstärker 15 im li- nearen Bereich arbeitet. Je kleiner der Widerstand 28 bemes- sen ist, desto stärker wird die Sinusform der als Ausgangs- spannung des Wien-Robinson-Oszillators 10 verwendeten Span- nung ua2 beschnitten, wenn die Begrenzung durch die Diode 30 und die Hilfsspannung +Uk1 oder durch die Diode 31 und die Hilfsspannung-Uk1 wirksam wird.

Die Verstärkeranordnung 11 weist einen Treiber 35, einen die- sem nachgeschalteten Umkehrverstärker 36 und einen Kondensa- tor 37 auf. Der mit dem Bezugszeichen 40 versehene Eingang der Verstärkeranordnung 11 ist mit dem Ausgang 26 des Wien- Robinson-Oszillators 10 verbunden. Der Treiber 35 verhindert Rückwirkungen aufgrund von Änderungen einer an den Wien-Ro- binson-Oszillator 10 angeschlossenen Last. Die Verstärker- anordnung 11 weist zwei Ausgänge 41 und 42 auf. Der Ausgang 41 ist gleichzeitig der Ausgang des Treibers 35, während der Ausgang 42 gleichzeitig der Ausgang des Umkehrverstärkers 36 ist. Die Ausgangsspannung des Treibers 35 und die Ausgangs- spannung des Umkehrverstärkers 36 sind mit ua4 bzw. ua5 be- zeichnet. Der Treiber 35 ist in diesem Ausführungsbeispiel als invertierender Verstärker ausgebildet. Grundsätzlich ist es aber auch möglich, den Treiber als nichtinvertierenden Verstärker auszubilden. Der Umkehrverstärker 36 ist als invertierender Verstärker mit dem Verstärkungsfaktor V =-1 ausgebildet. Damit stellt sich die Spannung ua5 so ein, daß sie gleich-ua4 ist.

Der induktive Wegaufnehmer 12 weist eine Primärspule 44 sowie zwei gegenläufig gewickelte Sekundärspulen 45 und 46 auf. Die Versorgung der Primärspule 44 erfolgt durch die gegenphasigen Spannungen ua4 und ua5. Zwischen der Primärspule 44 und den Sekundärspulen 45 und 46 ist ein beweglicher Kern 47 angeord- net, der die Kopplung zwischen der Primärspule 44 und den Sekundärspulen 45 und 46 entsprechend seiner Auslenkung ver- ändert. Der Wegaufnehmer 12 setzt in an sich bekannter Weise einen Weg s in eine hier mit us bezeichnete Spannung um, die in hier nicht dargestellten Schaltungsanordnungen weiter. Die Ausgänge 41 und 42 der Verstärkeranordnung 22 sind über Lei- tungen 48 bzw. 49 mit der Primärspule 44 des Wegaufnehmers 12 verbunden. Die Leitungen 48 und 49 weisen in Abhängigkeit von dem jeweiligen Anwendungsfall eine unterschiedliche Länge auf. Es besteht die Gefahr, daß über die Leitungen 48 und 49 Störsignale eingestreut werden. Der Treiber 35 verhindert eine Rückwirkung von Störsignalen auf den Ausgang des Wien- Robinson-Oszillators 10. Der Kondensator 37 bildet zusammen mit der Primärspule 44 des Wegaufnehmers 12 einen LC-Schwing- kreis. Die Kapazität des Kondensators 37 ist so bemessen, daß die Eigenfrequenz fo* des LC-Schwingkreises 37,44 gleich der Schwingfrequenz fo des Wien-Robinson-Oszillators 10 ist.

Hierdurch werden hochfrequente Störungen unterdrückt und die Verlustleistung des Wien-Robinson-Oszillators 10 verringert.

Die Leitungen 48 und 49 bilden einen Kondensator 50, der parallel zu dem Kondensator 37 und zu der Primärspule 44 liegt. Der Kondensator 50 ist in der Figur durch Strichlinien dargestellt, da es sich hier nicht um einen konkreten Konden- sator sondern um den kapazitiven Anteil der Leitungen 48 und 49 handelt. Sofern die Kapazität der Leitungen 48 und 49 nicht vernachlässigbar klein gegenüber dem Kondensator 37 ist, ist zusätzlich die Größe des Kondensators 50 bei der Bemessung des Kondensators 37 zu berücksichtigen, d. h. der Kondensator 37 ist entsprechend kleiner zu wählen.

Anstelle des in der Figur dargestellten induktiven Wegaufneh- mers 12 mit einer Primärspule und zwei Sekundärspulen ist es auch möglich, als induktiven Wegaufnehmer eine Drossel mit Mittelanzapfung und einem die Kopplung der Drossel steuernden beweglichen Kern zu verwenden. In diesem Fall ist die an der Mittelanzapfung abgegriffene Spannung ein Maß für die Auslen- kung des beweglichen Kerns.