本申请要求于 2012 年 6 月 7 日提交中国专利局、 申请号为 201210185826.0, 发明名称为 "实现同相分量正交分量 IQ失衡估计的方法、 装置及系统"的中国专利申请的优先权，其全� �内容通过引用结合在本申请中。 技术领域

本发明涉及通信领域， 尤其涉及一种实现同相分量正交分量 IQ失衡估计 的方法、 装置及系统。 背景技术

在相干接收机设计中，理论上要求 I( inphase,同相分量）路和 Q( quadrature, 正交分量）路的混频增益相等， 且相位差为 90度。 然而， 在实际系统中器件 无法严格满足设计需求，从而造成了接收机 I路和 Q路的增益和相位出现失衡， 即 IQ失衡。 IQ失衡会引起接收信号星座点产生偏移， 使误码性能下降， 影响 通信质量。 对于高频通信（如 60 GHz频段， E-band微波等）的零中频接收机， 混频器下变频量很大， I路和 Q路更难以实现准确的匹配， 故 IQ失衡问题特 别突出。 IQ 失衡估计与补偿就是要从接收到的失衡信号中 估计出失衡参数， 并基于失衡参数恢复出正确的信号。 除了 IQ失衡外， 实际系统中还存在着信 道多径干扰， 收发两端载波相偏和载波频偏， IQ失衡估计需要从受综合非理 想因素影响的信号中估计出失衡参数。

现有一种技术方案是通过设计前后两段相同的 辅助序列来避开信道多径 和载波相偏的影响， 并对 IQ 失衡及载波频偏利用 EM ( expectation maximization, 期望最大化） 算法进行联合估计， 该方案 IQ失衡估计辅助序 列的设计如图 1所示， 其由三部分构成， 分别为 t _Q [k]、 |¾与1 ₂ |¾ , 长度分 别为 D, L, L。 其中 ti ^ , ^|¾与 |¾或1 ₂ |¾的后0位相同, 即满足 循环前缀特性。 为了对抗信道多径干扰， D不小于信道响应长度 D _Q , 而 L一 般为 128的整数倍， 可以根据需求取不同倍数， 例如精度要求越高则 L为 128 的更高整数倍。

通过该技术方案虽然能够避开信道多径和载波 相偏的干扰， 可以对 IQ失 - - 衡和载波频偏进行联合估计， 然而， EM算法采用迭代运算对相关参数进行估 计，计算复杂度十分高， 并且为了得到较为理想的估计结果需要较多的 迭代次 数， 因此难以用于实际系统设计； 并且根据该方案得到 IQ失衡的估计结果需 要经过近似处理， 而近似处理的前提条件是 IQ失衡程度足够小， 否则这种近 似无效， 相应估计的性能将变得很差。 然而， 对于 60 GHz频段及E-band微波 等高频通信， IQ 失衡影响的程度可能较大， 从而使得该方案在理论上就失去 应用价值； 另外除了有用信号部分会受到 IQ失衡影响之外， 噪声分布也会因 为 IQ失衡出现变化， 相关研究已经证明当引入噪声为高期白噪声时 ， IQ增益 失衡会使得 I路和 Q路噪声的功率不同， 而 IQ相位失衡会使 I路和 Q路噪声 不再独立， 然而上述方案并未考虑噪声受 IQ失衡的影响，这有悖于实际情况。 发明内容

本发明实施例所要解决的技术问题在于，提供 一种实现同相分量正交分量 IQ失衡估计的方法、装置及系统，能够应用筒� ��的估计算法得到 IQ失衡参数， 并能基于估计结果方便地完成 IQ失衡补偿。

为了解决上述技术问题，本发明实施例提供了 一种实现同相分量正交分量 IQ失衡估计的方法， 所述方法包括：

构造辅助序列， 所述辅助序列中包括多个符号且各符号的相位 依次增加 π Ι 2 ;

发送所述辅助序列，所述辅助序列被接收装置 用于通过估计算法进行处理 得到 IQ失衡参数。

相应地， 本发明实施例还提供了一种实现同相分量正交 分量 IQ失衡估计 的方法， 所述方法包括：

通过信道接收辅助序列的信号，所述辅助序列 中包括多个符号且各符号的 相位依次增加 r / 2 ;

通过估计算法处理所述辅助序列得到 IQ失衡参数。

相应地， 本发明实施例还提供了一种用于实现同相分量 正交分量 IQ失衡 估计的发送装置， 所述用于实现同相分量正交分量 IQ失衡估计的发送装置包 括： - - 辅助序列构造模块， 用于构造辅助序列， 所述辅助序列中包括多个符号且 各符号的相位依次增加 π Ι Ι ',

辅助序列发送模块， 用于发送所述辅助序列， 所述辅助序列被接收装置用 于通过估计算法进行处理得到 IQ失衡参数。

相应地， 本发明实施例还提供了一种用于实现同相分量 正交分量 IQ失衡 估计的接收装置， 所述用于实现同相分量正交分量 IQ失衡估计的接收装置包 括：

辅助序列接收模块， 用于通过信道接收辅助序列的信号， 所述辅助序列中 包括多个符号且各符号的相位依次增加 π Ι Ι ',

IQ失衡参数估计模块，用于通过估计算法处理� ��述辅助序列得到 IQ失衡 参数。

相应地， 本发明实施例还提供了一种用于实现同相分量 正交分量 IQ失衡 估计的通信系统， 包括发送装置和接收装置， 其中：

所述发送装置用于构造辅助序列，所述辅助序 列中包括多个符号且各符号 的相位依次增加 r / 2 ; 发送所述辅助序列；

所述接收装置用于通过估计算法处理所述辅助 序列得到 IQ失衡参数。 实施本发明实施例，具有如下有益效果： 通过提出一种基于 r / 2相位变化 辅助序列， IQ 失衡估计与补偿方案可以通过筒单的设计得以 实现， 不仅能使 IQ 失衡估计避开信道多径和载波相偏的影响， 还能与载波频偏独立， 能够应 用筒单的估计算法得到 IQ失衡参数，并能基于估计结果方便地完成 IQ失衡补 偿。 附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中 的技术方案，下面将对实施 例或现有技术描述中所需要使用的附图作筒单 地介绍，显而易见地， 下面描述 中的附图仅仅是本发明的一些实施例， 对于本领域普通技术人员来讲，在不付 出创造性劳动的前提下， 还可以根据这些附图获得其他的附图。

图 1是现有技术中用于对同相分量正交分量 IQ失衡进行估计的辅助序列 结构示意图； - - 图 2是本发明实施例中一种用于实现同相分量正� �分量 IQ失衡估计的通 信系统的结构示意图；

图 3是本发明实施例中一种用于实现同相分量正� �分量 IQ失衡估计的发 送装置的结构示意图；

图 4是本发明实施例中一种用于实现同相分量正� �分量 IQ失衡估计的接 收装置的结构示意图；

图 5是本发明实施例中一种实现同相分量正交分� � IQ失衡估计的方法流 程示意图；

图 6是本发明实施例中不同大小的 IQ增益失衡在不同情况下的估计均值 与真实值的比较结果示意图；

图 7是本发明实施例中不同大小的 IQ相位失衡在不同情况下的估计均值 与真实值的比较结果示意图；

图 8是本发明实施例中不同大小 IQ增益失衡在不同情况下的估计归一化 均方差性能示意图；

图 9是本发明实施例中不同大小 IQ相位失衡在不同情况下的估计归一化 均方差性能示意图；

图 10是本发明实施例中 60 GHz有视距 LOS模式信道下 IQ失衡补偿前后 的误码率 BER性能对比示意图；

图 11是本发明实施例中 60 GHz无视距模式 NLOS信道下 IQ失衡补偿前 后的误码率 BER性能对比示意图。 具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明 实施例中的技术方案进行清 楚、 完整地描述， 显然， 所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例， 而不是 全部的实施例。基于本发明中的实施例， 本领域普通技术人员在没有作出创造 性劳动前提下所获得的所有其他实施例， 都属于本发明保护的范围。

图 2是本发明实施例中一种用于实现同相分量正� �分量 IQ失衡估计的通 信系统的结构示意图。 如图所示本发明实施例中的通信系统包括发送 装置 10 和接收装置 20, 其中： - - 发送装置 10用于构造长度为 D + 2L的辅助序列， 其中 D不小于信道响应 长度 D _Q , L为 128的整数倍， 所述辅助序列中各符号的相位依次增加 r/ 2, 即： t[k] = e ^{jk /2} ,k = l,. ,D + 2L, 其中 t[k]为所述辅助序列中的各符号， k为各 符号的标号， 即该符号在序列中对应的序号； 发送所述辅助序列。 所述辅助序 已知符号的相位依次增加 r/2, 在调制到射频 <¾后， 发送至信道中。 接收装置 20用于通过估计算法处理所述辅助序列得到 IQ失衡参数。发送 装置 10将辅助序列经过调制发送到信道中的信号经� ��多径信道响应 hjjn] (这 里 n表示产生多径信道响应的多径信道数量)以及� ��加频带高斯白噪声 _nRF [k] 后， 到达接收装置 20, 接收装置 20通过估计算法处理所述接收到的辅助序列 获取 IQ 失衡参数， = 1 其中

D+2L D+2L D+2L

a= ∑ _ri ² [k], b= ∑ r _Q ² [k], c = -∑ _ri [k]r _Q [k]。 下文将对得到该结果的计算 k=D+l k=D+l k=D+l 过程进行推演。

图 3是本发明实施例中一种用于实现同相分量正� �分量 IQ失衡估计的发 送装置的结构示意图。如图所示本实施例中的 发送装置包括辅助序列构造模块 110和辅助序列发送模块 120, 其中：

辅助序列构造模块 110用于构造辅助序列，所述辅助序列中包括多 个符号 且各符号的相位依次增加 r/2, 具体的， 所述辅助序列可以表示为： t[k] = e ^jk " ^/2 ,k = l,---,D + 2L, 其中 t[k]为所述辅助序列中的各符号， k为各符号 的标号， D + 2L为序列长度， D不小于信道响应长度 D _Q , L可以根据需求取 对 128不同的整数倍数， 例如精度要求越高则 L为 128的更高整数倍。

辅助序列发送模块 120, 用于发送所述辅助序列， 所述辅助序列被接收装 置用于通过估计算法进行处理得到 IQ失衡参数。 进一步的， 所述辅助序列发 送模块 120可以包括调制单元和发送单元， 其中： 调制单元用于将所述辅助序 列调制到射频 ； 调制到射频 的辅助序列可以表示为 ： - - tRF[k] = cos(k^- 12) cos(iy ₀ kT) + sin(kr 12) sin(iy ₀ kT) = cos(iy ₀ kT— kr / 2)； 发送单 元用于发送经过调制的辅助序列。

图 4是本发明实施例中一种用于实现同相分量正� �分量 IQ失衡估计的接 收装置的结构示意图。如图所示本实施例中的 接收装置至少包括辅助序列接收 模块 210和 IQ失衡参数估计模块 220, 其中：

辅助序列接收模块 210用于接收辅助序列的信号，所述辅助序列在 构造时 包括多个符号且各符号的相位依次增加 r/ 2,具体的，所述辅助序列可以表示 为： t[k] = e ^{jk /2} ,k = l,. ,D + 2L, 其中 t[k]为所述辅助序列中的各符号， k为各 符号的标号， D + 2L为序列长度， D不小于信道响应长度 D _Q , L为 128的整 数倍。 上述辅助序列经过调制在信道传输过程中经过 多径信道响应 hj n]后， 信号形式为： s _RF [k] = - n]h _RF [n] = cos(iy ₀ kT— kr / 2— ω ₀ ηϊ + ηπ 12)h _RF [n] n=0 n=0

= hj cos(iy ₀ kT -k^/2) + h _Q sin(i¾kT - π 12) ( 1 )

= f cos(iy ₀ kT -Υπ 12- β) 其中 k = D + l，D + 2，"'，D + 2L, 即前 D个符号用于克服信道多径延迟； ^ 与 h _Q 均为与符号无关的常数， 且 = ¹ cos(i¾nT- 112：/2)1^[11] ,

n=0 h _Q = 。 从式（ 1 )的结

果可以得知，经过信道多径响应之后，相邻 符号间的不同仍只是相位相差 πΙΙ, 证明本发明中辅助序列具有筒化多径干扰的优 越性。

进一步的， 在经过信道多径响应后的信号叠加频带高斯白 噪声 _nRF [k], 其 形式为： n^fk] = n _I [k]cos[(iy ₀ + A<»)kT - + n _Q [k] sin[(iy ₀ + A<»)kT - χ]。

其中， 频带噪声频率被看作与接收机频率一致， ( Δ 为收发 端载波频偏）； 相位 可看作为 [- r, r]中的任意取值； ！^！^和 ]分别为对 I 路和 Q路信号叠加的噪声， 其都服从均值为 0、 方差为 Ν/2的高斯分布， 其中 Ν为噪声能量大小。 最后， 通过下变频及引入 IQ失衡之后， 辅助序列接收模 块 210得到所述辅助序列的 I路和 Q路信号的表达形式为下式（ 2 ): r _∑ [k] = (1 + /2 + Αψ) + θ + Αφ] + n _I [k]cos(6>'+ Αφ)- n _Q [k] ύη(θ'+ Αφ)} r _Q [k] = α -

(2) 其中 Δ^ = Δ Τ, τ为符号时长， 即为由频偏引起的在一个符号周期内的 相位偏移量； ^{θ = θ} 。 ⁺ β , 为收发两端初始载波相偏； ^θ ' ^{= θ} 。"。

IQ失衡参数估计模块 220, 用于通过估计算法处理所述辅助序列得到 IQ 失衡参数。具体的， IQ失衡参数估计模块 220进行 IQ失衡参数估计就是要从 式（ 2 )所示的接收辅助序列信号中估计得到增益失� � 和相位失衡 。首先， 将相邻两个接收符号按下式（2)求取期望：

Eir^kl + r^k + l]}

= (1 + ） ² {Scos ² [k (； r / 2 + Δ + < + Δ^] + S cos ² [(k + 1)(π / 2 + Αψ) + θ + Α ]+ Ν}

« (1 + ^) ² (S + N)

E{r^[k] + r^[k + l]}

< = (1 - ^) ² {S sin ² [k(^- / 2 + Δ + 6· - Δ^] + S sin ² [(k + 1)(π / 2 + Αψ) + θ - Αφ] + N} (3) « (1-^) ² (S + N)

EWkJrQ + rJk + l^k + l]}

= -(1 - ² ){S sin(2A^) - sin[k(^ + 2Α ) + 2Θ]—昏 sin[(k + \){π + 2Α ) + 2Θ] + sin(2A^)}

«-(l-^) ² (S + N)sin(2A^)

上式中取 的主要原因在于忽略了 Δ^, 由于 非常微小， 这种取 舍是合理的。 例如对于 60 GHz通信， 当符号速率按 IEEE 802.11ad标准取为 1.76 GHz, 载波频偏高达 lOOppm ( lppm = 10 ^_6 i¾ )时， 仅为 1.2。 ， 这几 乎不会对式（3)所示的三角函数运算造成任何� ��响。 由此可见， 通过以上求 期望运算， 去掉了信道、 载波相偏及载波频偏的信息， 而只保留了 IQ失衡及 信号能量相关的参量。 此外， 式（3) 的结果独立于符号位置 k, 因此可以利 用其进行矩估计。 将接收到的 2L个符号共 L对按式（3)计算后累加， 可以 得到以下结果： - -

(1 + ^) ² (S + N) =

圍

(1-^) ² (S + N) = ^-

(l-^) ² (S + N)sin(2A^) =—

T

D+2L D+2L D+2L

其中， a= ∑ r _∑ ² [k] , b= ∑ r _Q ² [k] , c = - ∑ r _∑ [k]r _Q [k] ₀ 如此， 可以通过

k=D+l k=D+l k=D+l 筒单运算求得 IQ失衡估计结果， 为：

IQ失衡的增益失衡为： = 1 ^ ^，相位失衡为： =— arcsin 。

1 + Va/b 2 ab 由此， IQ 失衡参数估计得到了筒洁的闭式解， 这使得接收装置中的估计 器的设计直接而又筒单， 在复杂度上相比背景技术有很大的优越性。

可选的， 本实施例中的接收装置还可以包括 IQ失衡补偿模块 230, 用于 根据 IQ失衡参数估计模块 220得到的所述 IQ失衡参数对接收到的信号进行 IQ失衡补偿。 对于接收装置接收到的数据负载部分， 上变频至<¾并通过信道 响应之后的射频信号可以统一地表示为：

SRF = s^kJcosl^kT) + s _Q [k]sin(<z> ₀ kT) 通过引入噪声， IQ 失衡下变频后， 接收装置接收到的数据负载信号表示 为： u _∑ [k] = (l + <^){s _I [k]cos(kA^ + 6' ₀ + A^)-s _Q [k]sin(kA^ + 6' ₀ + Δ^)

+ n _I [k]cos(6''+ Αφ)― n _Q [k]sin(6''+ Δ^)}

u _Q [k] = (1— sin(kA ψ + θ ₀ - Αφ) + s _Q [k] cos(kA ψ + θ ₀ + Αφ)

+ n _I [k]sin(/9'-A^) + n _Q [k]cos(i9'-A^)} (4) 而假设没有 IQ失衡的影响， 接收到的理想信号应该为：

y _∑ [k] = s _∑ [k]cos(kA^ + θ ₀ )― s _Q [k]sin(kA^ + θ ₀ ) + n _I [k]cos(6'') - n _Q [k]sin(6*') y _Q [k] = s _∑ [k] sin(kA + 6* ₀ ) + s _Q [k] cos(kA ψ + + ήη(θ ') + n _Q [k] cosC^ ') - -

IQ失衡补偿就是要从收到的 { _Ul [k],u _Q [k]}中恢复得到 { _yi [k],y _Q [k]}， 根据 式（4)及式（5 ), 通过计算得到补偿公式为：

cos(A^) sin(A^)

1

cos(2A^) sin(A^) cos(A^) u ₀ M 图 5是本发明实施例中一种实现 IQ失衡估计的方法流程示意图。 前文已 经通过对用于实现 IQ失衡估计的通信系统及装置的说明对 IQ失衡的估计和补 偿的过程和演算进行了详细的阐述，下面通过 对 60GHz频段系统实施 IQ失衡 估计的实例， 对本发明 IQ失衡估计与补偿的性能进行分析。 所述性能性能评 估包括估计均值与均方差 MSE ( mean square error ) 两个方面， 均值反映了估 计的偏差性能， 均方差反映了估计的抖动性能即有效性， 本实例中采用归一化 均方差 NMSE ( normalized mean square error ) 以更形象地反应估计的有效' ί生。 高性能的估计要求均值等于真实值， 均方差尽可能小。本实施例相关的通信条 件设置为： 载波频率<¾为6001¾ 2 , 符号速率 1/T为 1.76GHz; 辅助序列 长度参数 L为 128。 如图所示本实施例实现流程包括：

步骤 S501, 构造辅助序列， 所述辅助序列中各符号的相位依次增加 r/2; 具体的， 所述辅助序列可以表示为： t[k] = e ^{jk /2} ,k = l,...,D + 2L, 其中 t[k]为所 述辅助序列中的各符号， k为各符号的标号， D + 2L为序列长度， D不小于 信道响应长度 D _Q , 本实施例中 L为 128。

步骤 S502, 发送所述辅助序列。 具体实现中， 发送装置可以先将所述辅 助序列调制到射频 <¾； 调制到射频 的辅助序列可以表示为： tRF[k] = cos(k^- 12)cos(<z> ₀ kT) + sin(k r 12) sin(<z> ₀ kT) = cos(<z> ₀ kT - π 12) , 再 ^夺经 过调制的辅助序列发送到信道上进行传输。

步骤 S503, 接收装置通过估计算法处理所述辅助序列得到 IQ失衡参数。 具体实现中，所述辅助序列接收模块接收到的 所述辅助序列的 I路和 Q路信号 分别为 rjk]和 [1^] , 则接收装置通过估计算法得到 IQ失衡的增益失衡为： - -

= 1 r _T ² [k]

D+2L D+2L

b = ∑ r _Q ² [k] , c = -∑ _ri [k]r _Q [k]

k=D+l k=D+l 步骤 S504,接收装置根据估计算法得到 IQ失衡参数对接收到的信号进行

IQ失衡补偿， 补偿公式为:

u。[k]

其中 _Ul [kWpu _Q [k]分别为接收装置接收到的信号的 I路和 Q路信号， yjk]和 y _Q [k]分别为 I路和 Q路信号经过补偿后的信号。 下面通过测试对本实施例中的 IQ失衡估计和补偿性能进行分析： 参考图 6是本发明实施例中不同大小的 IQ增益失衡在不同情况下的估计 均值 E [ ]与真实值的比较结果示意图， 而图 7 是本发明实施例中不同大小的 IQ相位失衡在不同情况下的估计均值 Ε[Δ 与真实值的比较结果示意图。 其 中，载波频偏 Aw取为 O ppm, lO ppm, lOO ppm三种情况，信噪比 SNR ( signal to noise ratio, 信号噪声功率比 )取为 0 dB, 10 dB, 20 dB三种情况。 由方案 的推导过程可知， 信道响应和载波相偏对 IQ失衡估计没有影响， 因此不再比 较不同信道条件及不同载波相偏下的估计性能 ， 而将信道固定为 IEEE 802.11ad标准中的一种无视距 NLOS ( non-line- of- sight )模式， 将载波相偏固 定为 r / 4。从图 6和图 7中可知，在不同 IQ失衡程度的不同频偏及 SNR条件 下， IQ 失衡参数的估计均值均等于真实值， 因此本方案的估计器具有良好的 无偏性。

图 8是本发明实施例中不同大小 IQ增益失衡在不同情况下的估计归一化 均方差 E[( - ) ² / ² ]性能示意图， 图 9是本发明实施例中不同大小 IQ相位失 衡在不同情况下的估计归一化均方差 Ε[(Δ^ - / ]性能示意图。 从图中 可以看到， IQ失衡参数的归一化均方差足够小， 在 SNR达到 10 dB时， 其值 - - 一般在 0.1以下， 因此本发明的估计器具有较好的有效性。 IQ失衡参数的归一 化均方差并不会因为频偏的引入而出现明显变 化，结合图 6及图 7可知频偏不 会对估计性能造成影响， 这也说明了式（3 ) 中的 " " 具有较强的合理性。 此外， IQ失衡参数的归一化均方差会受到 SNR的影响， 信噪比越大时其值越 小， 即估计的有效性越好。 图 10是本发明实施例中 60 GHz有视距 LOS ( line-of-sight )模式信道下 IQ失衡补偿前后的误码率 BER ( bit error rate )性能对比示意图， 图 11是本发 明实施例中 60 GHz无视距模式 NLOS ( non-line-of-sight )信道下 IQ失衡补偿 前后的误码率 BER性能对比示意图。除了估计性能评估中的相 关条件设置夕卜， IQ增益失衡 = 0.1 , IQ相位失衡 Δ^ = 10° , 载波频偏 Δ = 10 ρριη , 信道均衡 采用基于最小均方算法 MMSE的单载波频域均衡， 并且假定载波相偏、 载波 频偏及多径干扰可以被理想对抗。 从图中可以看出， QPSK调制系统受 IQ失 衡的影响较小， 而 16-QAM调制系统受 IQ失衡的影响较大， 尤其是 NLOS信 道下已经出现了较高的误码平台。 不过， 经过本发明实施例所提出的 IQ失衡 补偿后， IQ失衡所引起的性能下降可被消除， BER性能曲线几乎与理想情况 即无 IQ失衡时重合。

从本实例中可以看出， 本发明所提出的基于 r / 2相位变化辅助序列的 IQ 失衡估计与补偿方案可以通过筒单的设计得以 实现，具有较好的估计性能及误 码性能， 对 IQ失衡影响较为显著的通信系统设计具有较强� ��指导意义。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例 方法中的全部或部分流程， 是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完 成，所述的程序可存储于一计算 机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包 括如上述各方法的实施例的流程。 其中，所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读 存储记忆体（Read-Only Memory, ROM )或随机存储记忆体（Random Access Memory, RAM )等。

以上所揭露的仅为本发明较佳实施例而已，当 然不能以此来限定本发明之 权利范围，因此依本发明权利要求所作的等同 变化，仍属本发明所涵盖的范围。