添付の図面を参照して本発明の実施の形態� ��説明する。以下に説明する実施の形態は本� ��明の構成の例であり、本発明は、以下の実� ��の形態に制限されるものではない。

 図1は、OFDRによる光リフレクトメトリ測定� �置の基本構成の一例を示す図である。図1に� ��いて、周波数掃引光源1からの出力光は光方 向性結合器Aにより分岐され、一方は参照光3� ��して用いられ、他方は被測定光回路4に入射 される。被測定光回路4の内部で後方散乱さ� �た信号光5は光方向性結合器Aにより取り出さ れ、光方向性結合器Bにより参照光3と合波さ� ��たのち受信器6により検波される。このとき 、2光波の干渉により生じる干渉ビート信号� �サンプリング装置7によりサンプリングし、� ��定したデータを周波数解析装置8にて解析す ることにより、被測定光回路4内の各位置か� �の後方散乱光強度分布が測定される。

 ここで、周波数掃引光源1からの測定光2の� �波数を時間T、最大光周波数掃引幅δFで時間� ��対して直線的に掃引するとき、被測定光回� ��4内のある点Xで後方散乱された信号光5によ� ��生じるビート信号の周波数Fbは、参照光3と� ��Xで後方散乱された信号光5との光路長差δL� �光周波数掃引速度γ、光の屈折率n、および� �速cを用いて次の数式(3)により与えられる。

ただし、γ=δF/Tである。また、距離分解能δz� ��受信ビート信号のスペクトル幅δFbを用いて 数式(4)により与えられる。

 ただし以上は、測定距離が光源コヒーレン� ��長の1/2を超えない場合に成立する。光源コ� ��ーレンス長の1/2を超える測定距離において� ��数式(3)のビート信号の周波数Fbは周波数掃� �光源の位相雑音による影響を受ける。よっ� �スペクトル幅δFbは周波数掃引光源自身の持� ��線幅にまで広がり、測定は不可能になる。� ��にそのことを説明する。

 図2は、周波数掃引光源の位相雑音による測 定への影響を示す図である。図2(a)に示すよ� �に周波数掃引光源20からの光路を2分岐し、� �方の光路に光周波数シフタ21を挿入するとと もに他方の光路に遅延ファイバ22を設けてマ� ��ハツェンダ光干渉計を形成する。周波数掃� ��光源20の出力光が理想的な単色光であれば� �干渉計の光路差に依存せずに、光周波数シ� �タ21のシフト周波数にデルタ関数状のピーク を持つようなパワースペクトラムが受信器23� ��おいて得られる(図2(b))。しかしながら実際� ��は、周波数掃引光源20のパワースペクトラ� �は有限の幅を持つ。仮に周波数掃引光源20が 半導体レーザであれば位相雑音はFM雑音が支� ��的になり、ローレンツ形状の幅を持つパワ� ��スペクトラムになる(図2(c))。

 このように、光路差が光源コヒーレンス長� ��内であれば(遅延距離<<光源コヒーレン� ��長)出力電流のパワースペクトラムは光周波 数シフタ21のシフト周波数にデルタ関数形状� ��ピークを持つようなパワースペクトラムに� ��るが、光路差がコヒーレンス長よりも大き� ��なると(遅延距離>>光源コヒーレンス長) 次第にノイズフロアが上昇し、最終的には図 2(c)のようにローレンツ形状のパワースペク� �ラムになる。従って光源コヒーレンス長の1/ 2を超える測定距離においては雑音成分が顕� �になり、正確な計測が難しくなる。

(第1の実施形態)

 図3は、この発明に係わる光リフレクトメト リ測定装置の実施の形態を示す機能ブロック 図である。この光リフレクトメトリ測定装置 は、被測定回路における反射率の伝播方向に 対する分布をOFDR測定する。図3において、周� ��数掃引光源1からの出力光9は光方向性結合� �Cにより分岐され、一方は測定光2として測定 部11に入射し、他方はモニタリング光10とし� �コヒーレンスモニタ部12に入射する。測定部 11による測定の結果とコヒーレンスモニタ部1 2によるモニタの結果とを解析部13に入力し、 演算処理により被測定回路(測定部11内)にお� �る後方散乱光強度分布を得る。

 測定部11は周波数掃引光源1の出力光と被測� ��回路からの後方散乱光との干渉ビート信号� ��検出する。コヒーレンスモニタ部12は例え� �自己遅延ホモダイン検波により出力光9のコ� ��ーレンス特性をモニタする。これにより得� ��れるモニタリングビート信号に基づいて解� ��部13は参照信号を生成し、この参照信号に� �づいて測定結果を得る。この測定結果は、� �波数掃引光源1のコヒーレンス長1/2を超える� ��定領域のものまでも含むものになる。

 図4は、図3の光リフレクトメトリ測定装置� �より詳細に示す機能ブロック図である。コ� �ーレンスモニタ部12に入射されたモニタリン グ光は光方向性結合器Dにより2分岐され、一� ��の光のみが遅延部14により遅延されたのち� �いに光方向性結合器Eで合波される。合波さ� ��た光は受信器15により検波され、モニタリ� �グビート信号が生成されてサンプリング装� �16に入力される。サンプリング装置16は、解� ��部13に備わるクロック17のクロックに同期す るタイミングでモニタリングビート信号の波 形をサンプリングし、サンプリングデータを 解析部13のデータ処理装置18aに入力する。

 測定部11に入射された測定光2は図1と同様の 処理を施され、干渉ビート信号がサンプリン グ装置7に入力される。サンプリング装置7は� ��ロック17のクロックに同期するタイミング� �、すなわちサンプリング装置16と互いに同期 する間隔で干渉ビート信号の波形をサンプリ ングする。これにより得られたサンプリング データはデータ処理装置18aに入力される。

 次に数式を用いて定量的に説明する。周波� ��掃引光源1の出力光の電界振幅は次の数式(5) で与えられる。

 数式(5)においてAは振幅(常数)、f(t)は周波数 掃引光源の掃引される光周波数、θ(t)は変動� ��る位相項、φ(t)はトータルの位相である。

 図3の遅延部14に光源コヒーレンス長L _c の遅延ファイバを設ける。その遅延時間τ _c は次の数式(6)で与えられる。

 数式(6)で得られた遅延部14での遅延時間τ _c により、データ処理装置18aに入力されるモニ タリングビート信号は次の数式(7)で与えられ る。

 モニタリングビート信号の位相は次の数式( 8)のX ₁ (t)で与えられる。

 図5は数式(8)のグラフである。図5(a)に示す� �うに、数式(8)のX ₁ (t)は時間tに対して-πから+πまでの値をとる� �、最初の+πから-πに折り返す点から次の+π� �ら-πに折り返す点までの区間に順次2πの整� �倍を加算することにより、X ₁ (t)を図5(b)に示すように断続点の無い滑らか� �関数として表すことができる。

 データ処理装置18aは、この連続関数X ₁ (t)を参照信号として、0から3L _c /4までの測定距離に対する補正を行う。

 連続関数X ₁ (t)がMS ₁ を取る時刻を数列t _M1 として求める。ただしMは自然数(M=1,2,3,…)で� ��る。なお後述するように、S ₁ は測定信号Y _n をサンプリングする際に必要となる十分なナ イキストサンプリングレートを持つように設 定しなければならない。このため、まずY _n にアンチエイリアシングフィルタ処理を施し てFFT処理のエイリアシングを防止する。具体 的には、Y _n に対して低域濾過フィルタ処理を施す。この フィルタの通過上限周波数は必要な測定距離 に応じて決まる。処理後のY _n を、Y _{n Anti-aliasing1} と表記する。Y _n は等間隔でサンプリングしたデータであるの で、Y _{n Anti-aliasing1} も等間隔の離散データである。この間隔を1/W [秒]とする。

 Y(t)を時間tの関数であるとし、これが0からW /2までの範囲の周波数成分を持ち、W/2以上の� ��波数成分を含まないとすると、標本化定理� ��よって関数全体が一つに決まる。すなわちY (t)は次の数式(9)で与えられる。

 数式(9)に時刻の数列t _M1 を代入することにより、Y(t _M1 )を求めることができる。Y(t _M1 )に高速フーリエ変換(FFT)処理を施すことによ り時間軸を空間軸に変換し、伝播距離に応じ た各位置の反射率を算出することができる。

 数式(7)または数式(8)に示されるモニタリン� ��ビート信号を用いれば、周波数掃引光源1か ら反射点までの距離がL _c /2以内であれば、つまり被測定光回路4内にお いて、周波数掃引光源1からL _c /2以内の点から後方散乱される信号光に対し� ��は、既知の技術により測定結果を最適に補� ��できる。しかし、この距離より長い距離を� ��つ被測定回路に対しては補正の誤差が大き� ��なる。

 ただし、被測定光回路4内においてL _c /2のN倍(Nは整数)の点から後方散乱された信号 光により生じるビート信号に対しては、次の 数式(10)に示す位相情報を用いれば最適に補� �できる。なお光伝播距離の片道分がL _c /2であるので、往復ではこれを2倍してコヒー レンス長はL _c となる。

 数式(10)は次の数式(11)を用いて作り出すこ� �ができる。

 図6は数式(11)を利用して位相情報を新しく� �り出すことが可能であることを示す図であ� �。図6は数式(11)の根拠をイメージ的に示すも のである。図6の曲線bはモニタリングビート� ��号の位相X ₁ (t)であり、曲線aはτ _c 時間遅延処理をした位相X ₁ (t-τ _c )を表す。この手法すなわち連結生成方法を� �用して生成したX ₂ (t)は図6の曲線cに示される。X ₂ (t)=X ₁ (t)+X ₁ (t-τ _c )である。

 連続関数X _N (t)がM・S _N を取る時刻を数列t _MN として求める。ただしMは自然数(M=1,2,3,…)で� ��る。なお後述するように、S _N は測定信号Y _n をサンプリングする際に必要となる十分なナ イキストサンプリングレートを持つように設 定しなければならない。よってまずY _n に、Nに対応するアンチエイリアシングフィ� �タ処理を施してFFT処理のエイリアシングを� �止する。具体的には、Y _n に次の数式(12)の通過上限周波数を持つ低域� �過フィルタ処理を施せば良い。

 数式(12)においてMax[dX _n (t)/dt]は、(2N-1)L _c /4から(2N+1)L _c /4までのデータ全域での最大値を示す。フィ� ��タ処理後のY _n を、Y _{nAnti- aliasingN} と表記する。数式(9)のY _{n Anti-aliasing1} をY _{n Anti-aliasingN} に置き換え、時刻の数列t _MN を代入することによりY(t _MN )を求めることができる。さらに、このY(t _MN )に高速フーリエ変換(FFT)処理を施せば、伝播 距離に応じた各位置の反射率を算出できる。 しかも、距離NL _c /2にある点の近傍の測定結果の補正は最適に� ��る。

 図7はビート信号をL _c /2距離の倍数毎にサンプリングする処理を説� ��するためのイメージを示す図である。0から 3L _c /4までの測定距離は、位相情報X ₁ (t)から補正できる。3L _c /4から5L _c /4までの測定距離は、位相情報X ₂ (t)から補正できる。以下同様にして(2N-1)L _c /4から(2N+1)Lc/4までの測定距離は、位相情報X _N (t)から補正することができる。補正処理はN� �必要になるが、必要なデータを取得する処� �自体は1回だけで済む。

 位相情報X ₁ (t)、X ₂ (t)、…、X _N (t)から時間数列t _M1 、t _M2 、…、t _MN を求めるにあたり、必要となる間隔S ₁ 、S ₂ 、…、S _N は測定信号Y(t)をサンプリングする際のナイ� �ストサンプリングレートに制限される。位� �情報X _N (t)は長さNL _c のディレイファイバを入れてビートする信号 から求めることに相当し、測定信号Y(t)は往� �で(2N+1)L _c /2の長さのファイバを測定することになる。� ��イキストサンプリングレートを満足する間� ��S _N は、次の数式(13)となる。

 図8は、図4の光リフレクトメトリ測定装置� �おける処理手順を示すフローチャートであ� �。ステップS20で周波数掃引光源1の光周波数� ��掃引される。コヒーレンスモニタ部12は、� �信器15から出力されるモニタリングビート信 号をサンプリングし、サンプリングデータX _n を内部メモリ(図示せず)などに記録する(ステ ップS23)。データ処理装置18aはこのサンプリ� �グデータX _n の位相を求める上で、図5(b)に示すような断� �点の無い関数(連続関数)X ₁ (t)を計算する(ステップS25)。

 一方、測定部11は、受信器6から出力される� ��渉ビート信号を同じ間隔でサンプリングし� ��サンプリングデータY _n を内部メモリ(図示せず)などに記録する(ステ ップS24)。

 さらにデータ処理装置18aは、コヒーレンス� ��ニタ部12から受け取った関数X ₁ (t)と測定部11から受け取ったデータY _n とを利用して、サンプリング処理とFFT処理と を含むデータ処理を、N回にわたり繰り返す� �これにより得たデータFFT _N は、記録される(ステップS26)。そしてデータ� ��理装置18aは、データFFT ₁ 、FFT ₂ 、…、FFT _N を利用して測定結果を計算する(ステップS27)� ��

 図9は、図8のステップS26における手順を詳� �く示すフローチャートである。ステップS26� �おいてデータ処理装置18aは、まず、ステッ� �S25で得られたX ₁ (t)に数式(11)を当てはめてX _N (t)を計算する(ステップS30)。なおN=1であれば� ��のままのX ₁ (t)となる。並行してデータ処理装置18aは数式 (13)を用いてサンプリング間隔S _N を計算する(ステップS31)。そして、連続関数X _N (t)からMS _N に等しい時間数列t _MN を求める(ステップS32)。

 一方、ステップS24で得られたY _n につきNに対応するアンチエイリアシングフ� �ルタを求め、このフィルタ係数を用いてY _n にフィルタリング処理を施す。すなわちY _n に、数式(12)に示すNに対応する通過上限周波� ��((2N+1)/2N)・Max[dXn(t)/dt]を持つ低域濾過フィル タ(アンチエイリアシングフィルタ)をかける� ��これによりY _{nAnti- aliasingN} を得る(ステップS33)。

 そしてデータ処理装置18aは、ステップS32で� ��めた時間数列t _MN を利用して、フィルタ処理後のY _n に基づくY(t _MN )を計算する(ステップS34)。このステップでは Y _{n Anti-aliasingN} に数式(9)を当てはめてt _MN を代入し、Y(t _MN )を求める。

 算出されたデータのうち、(2N-1)L _c /4から(2N+1)L _c /4までの測定距離(N>1)に対応するデータの� �を、データFFT _N として記録する(ステップS36)。なお、N=1であ� ��ば、0から3L _c /4までの結果を記録する。

 ステップS26(ステップS30からステップS36まで )をN回繰り返すことによりデータFFT ₁ 、FFT ₂ 、…、FFT _N を取得することができる。これらのデータを グラフ上の横軸で繋げることによって、0か� �(2N+1)L _c /4までの距離での測定を全て実施することが� ��きる。

 以上説明したようにこの実施形態では、周� ��数掃引光源1のコヒーレンス特性をモニタす るコヒーレンスモニタ部12を設け、そのモニ� ��の結果に基づいて測定部11における測定結� �を補正するようにしている。すなわち、コ� �ーレンスモニタ部12において自己遅延ホモダ イン検波により光源出力光のモニタリングビ ート信号を生じさせ、そのビート信号の参照 信号を作り出し、その作り出した参照信号に 基づき測定部11のビート信号をサンプリング� ��て、得られた数列にFFT処理を施して測定結� ��を得るようにしている。

 このようにすることで、光源コヒーレンス� ��を超える測定領域に対しても、干渉ビート� ��号をFFT処理した結果が発散的に広がること� ��防ぐことができる。従って光源コヒーレン� ��長による制限を受けることなく、OFDRによる 測定を光源コヒーレンス長の超える測定距離 で実施することの可能な光リフレクトメトリ 測定方法および光リフレクトメトリ測定装置 を提供することが可能となる。すなわち、OFD Rによる光源コヒーレンス長の1/2を超える測� �距離で実施することの可能な光リフレクト� �トリ測定方法および光リフレクトメトリ測� �装置を提供することが可能になる。

 (第2の実施形態)

 第1の実施形態では、被測定光回路4におい� �NL _c /2の点から後方散乱された信号光により生じ� ��ビート信号に対しては最適に補正できる。� ��だし、測定点がNL _c /2から離れるに従い、補正精度は劣化する。� ��2の実施形態では補正精度の劣化を避けるこ との可能な処理方法につき説明する。この実 施形態においては装置の基本的構成は図4と� �様であり、データ処理装置18aの処理が異な� �。

 第1の実施形態で述べたように、数式(11)を� �いた補正処理は距離NL _c /2において最適となる。補正後、この距離に� ��応するビート周波数F _N は定数となり、次の数式(14)で与えられる。

 数式(14)においてf _N (t)は数式(11)の時間微分X″ _N (t)(=dX _N (t)/dt)であり、瞬時ビート周波数を示す。β(t) は参照信号からの補正項である。しかし、こ のような補正を行っても、測定点が距離NL _c /2から離れるに従って補正精度は劣化する。� ��の劣化要因を以下に説明する。

 距離NL _c /2からδLだけ離れた点(NL _c /2-δL)から後方散乱された信号光により生じ� �ビート信号の周波数をf _N (t)-δf(t)とすると、補正後のその周波数は次� �数式(15)で与えられる。 

 距離NL _c /2の点から後方散乱された信号光により生じ� ��ビート信号と、距離(NL _c /2-δL)の点から後方散乱された信号光により� �じるビート信号の周波数差δf(t)は次の数式(1 6)で与えられる。

 ここで、δτ=δL・n/cである。α _N (t)はNL _c /2の距離にある反射点に対応するビート周波� ��変化率であり、次の数式(17)で与えられる。 数式(17)の右辺の分子はX ₁ (t)の時間微分である。

 従って、上記のように、参照信号X _N (t)を用いて補正した場合には、距離(NL _c /2-δL)の測定点に対応するビート周波数fは次� ��数式(18)で与えられる。

 数式(18)から分かるように、係数X″ ₁ (t)/X″ _N (t)があるので、NL _c /2の点から離れるに従って補正精度が劣化す� ��ことになる。そこでこの実施形態では、以� ��に説明する手法でデータを処理し、補正精� ��の劣化を避けるようにする。

 まず、測定点NL _c /2-δLがNL _c /2よりも手前にある場合を考える。なおδL> 0である。この場合、数式(18)に示すように、f はF _N より小さい。つまり、信号Y(t _MN )は(2N-1)L _c /4からNL _c /2の距離にある点から後方散乱された信号光� ��より生じるビート信号として、F _N よりも小さい成分を含む。

 図10(a)に示すように、この信号に対してバ� �ドパスフィルタを利用してフィルタリング� �ることにより、(2N-1)L _c /4からNL _c /2までに対応する成分を抽出する。このバン� ��パスフィルタの通過上限周波数はF _N であり、通過下限周波数をF _NLow とする。F _NLow は次の数式(19)で与えられる。

 数式(19)における右辺{ }内の、F _N -F _N ・X″ ₁ (t)/[2X″ _N (t)]という周波数は、(2N-1)L _c /4の距離の点から後方散乱された信号光によ� ��生じるビート信号の周波数である。Min{ }は その最小値を示す。

 フィルタリングされた信号を単一波cos(2πFNt )と合波することで、ベースバンド信号を得� �ことができる。図10(b)に示すように、合波処 理して得られる信号D _NLow (t)の周波数は0から(F _N -F _NLow )までとなる。NL _c /2の点からδLだけ離れた点に対応する周波数f δLは次の数式(20)で与えられる。

 NL _c /2からδLだけ離れた点に対応するビート周波� ��はX″ ₁ (t)/X″ _N (t)という係数によって時間的に変動すること を、数式(20)は示す。従って合波処理した信� �D _NLow (t)を次の数式(21)に示すサンプリング間隔Sで� ��ンプリングすれば、係数X″ ₁ (t)/X″ _N (t)に対する補正を行うことができる。このサ ンプリングデータをFFT処理した結果をグラフ 化すると、図11(a)に示すように、NL _c /2から(2N-1)L _c /4までの距離に対応することになる。サンプ� ��ング間隔Sを次の数式(21)に示す。

 数式(21)のSはサンプリングに必要となるサ� �プリングレートの最小値を意味し、サンプ� �ングレートがこれより大きければ、つまり� �ンプリング間隔がこれより小さければ良い� �すなわち0≦A≦1である定数Aを用いて次の数� ��(22)が満たされればよい。

 次に、測定点NL _c /2+δLがNL _c /2より遠方にある場合を考える。ここでもδL& gt;0である。この場合、fはF _N より大きい。つまり、信号Y(t _MN )はNL _c /2から(2N+1)L _c /4までの距離にある点から後方散乱された信� ��光により生じるビート信号として、F _N よりも大きい成分を含む。

図10(c)に示すように、この信号に対してバン� ��パスフィルタを利用してフィルタリングす� ��ことにより、NL _c /2から(2N+1)L _c /4までに対応する成分を抽出する。このバン� ��パスフィルタの通過上限周波数をF _NUp とし、通過下限周波数はF _N である。F _NUp は次の数式(23)で与えられる。

 数式(23)における右辺{ }内の、F _N +F _N ・X″ ₁ (t)/[2X″ _N (t)]という周波数は、(2N+1)L _c /4の距離の点から後方散乱された信号光によ� ��生じるビート信号の周波数である。Max{ }は その最大値を示す。

 フィルタリングされた信号を単一波cos(2πFNt )と合波することで、ベースバンド信号を得� �ことができる。図10(d)に示すように、合波処 理して得られる信号D _NUp (t)の周波数は0から(F _NUp -F _N )までとなる。以下同様に、合波処理した信� �D _NUp (t)を数式(21)に示すサンプリング間隔Sでサン� ��リングすれば、係数X″ ₁ (t)/X″ _N (t)に対する補正を行うことができる。このサ ンプリングデータをFFT処理した結果をグラフ 化すると、図11(b)に示すように、NL _c /2から(2N+1)L _c /4までの距離に正確に対応するデータを得ら� ��る。

 D _NLow (t)のFFT処理結果の横軸を逆にして距離の範囲 (2N-1)L _c /4からNL _c /2までに対応させ、D _NUp (t)に対するFFT処理結果の横軸と合わせると、 図11(c)に示すように(2N-1)L _c /4から(2N+1)L _c /4までの範囲での結果を得る。このように本� ��施形態によればNL _c /2を超える範囲での反射率データを得ること� ��可能になる。

 なおこの実施形態では、遅延部14の長さを� �源コヒーレンス長L _c に等しくしたが、その精度はそれほど要求さ れない。遅延部14の長さがL _c より短い場合でも全く同じ結果を得ることが できる。ただし、同じ距離を測定するのに数 式(11)の右辺の項数が多くなるのでプロセッ� �の処理負担を考慮する必要がある。また遅� �部14の長さがL _c より長い場合でも、NL _c /2近傍の点において結果を正しく補正できる� ��は同じである。

 図12は、図4の光リフレクトメトリ測定装置� ��、この実施形態における処理手順を示すフ� ��ーチャートである。基本的処理手順は図8と 共通するが、この実施形態ではステップS26に おける処理が異なる。ステップS26においては 、図9と比べてステップS30、S31、S32、S33、S34� �外の処理が異なる。

 図12においてデータ処理装置18aは、ステッ� �S24(図8)で得られたY _n につきNに対応するアンチエイリアシングフ� �ルタを求め、このフィルタ係数を用いてY _n にフィルタリング処理を施す。すなわちY _n に、数式(13)で表されるNに対応する通過上限� ��波数((2N+1)/2N)・Max[dXn(t)/dt]を持つ低域濾過フ ィルタ(アンチエイリアシングフィルタ)をか� ��る。これによりY _{nAnti- aliasingsN} を得る(ステップS33)。

 そしてデータ処理装置18aは、ステップS32で� ��めた時間数列t _MN を利用して、フィルタ処理後のY _n に基づくY(t _MN )を計算する(ステップS34)。このステップでは Y _{nAnti- aliasingN} に数式(11)を当てはめてt _MN を代入し、Y(t _MN )を求める。

 得られたY(t _MN )に対する処理は、N=1の場合とN>1の場合と� �異なる。N=1であれば(ステップS60でYes)、デー タ処理装置18aはY(t _MN )にそのままFFT処理を行って伝播距離に応じ� �0から3L _c /4までの測定距離の各位置の反射率を算出し� ��データB _N として記録する(ステップS45)。

 N>1であれば以降の処理手順は、区間(2N-1)L _c /4からNL _c /2までについてはステップS46へ、区間NL _c /2から(2N+1)L _c /4までについてはステップS49へそれぞれ移行� ��る。

 区間(2N-1)Lc/4からNLc/2までに対しては、デー� ��処理装置18aはY(t _MN )に対してF _NLow からF _N までの通過周波数を持つバンドパスフィルタ を用いてフィルタリング処理をする(ステッ� �S46)。そしてフィルタリングしたデータに単� ��波cos(2πFNt)を合波してベースバンドデータ� �得る(ステップS47)。このベースバンドデータ をS=X″ _N (t)/[F _N ・X″ ₁ (t)]のサンプリング間隔でサンプリングした� �ちFFT処理を行なうことにより、この区間で� �伝播距離に応じた各位置の反射率を算出す� �。ここで得られたデータをデータB _NLow として記録する(ステップS48)。

 区間NL _c /2から(2N+1)L _c /4までに対しては、データ処理装置18aはY(t _MN )に対してF _N からF _NUp までの通過周波数を持つバンドパスフィルタ を用いてフィルタリング処理をする(ステッ� �S49)。そしてフィルタリングしたデータに単� ��波cos(2πFNt)を合波してベースバンドデータ� �得る(ステップS50)。このベースバンドデータ をS=X″ _N (t)/[F _N ・X″ ₁ (t)]のサンプリング間隔でサンプリングした� �ちFFT処理を行なうことにより、この区間で� �伝播距離に応じた各位置の反射率を算出す� �。ここで得られたデータをデータB _NUp として記録する(ステップS51)。

 そしてデータ処理装置18aは、データB _NLow の横軸を反転させて(2N-1)L _c /4からNL _c /2までの区間に対応させ、データB _NUp と合わせて1回ごとのデータを得てこれをデ� �タB _N として記録する(ステップS52)。

 ステップS26の処理はN回繰り返されてデータ B ₁ 、B ₂ 、…、B _N を取得でき、これらのデータを合わせること によって、0から(2N+1)L _c /4までの全ての区間において反射率データを� ��得することが可能になる。

 以上説明したようにこの実施形態でも、光� ��出力光のモニタリングビート信号を連続関� ��化して参照信号を生成し、これをサンプリ� ��グして得た数列にFFT処理を施して測定結果� ��得る。その際、サンプリングレートを可変� ��て数式(14)のようにサンプリング間隔S _N を設定する。このレートを用いてサンプリン グした測定信号Y _n にアンチエイリアシングフィルタを施して得 たデータをFFT処理して計測値を得るようにし ている。

 このようにすることで、第1の実施形態と同 様に、光源コヒーレンス長を超える測定領域 に対しても、干渉ビート信号FFT処理の広がり を防ぐことができる。従って、光源コヒーレ ンス長の制限されることなく、OFDRによる測� �を光源コヒーレンス長の超える測定距離で� �施することの可能な光リフレクトメトリ測� �方法および光リフレクトメトリ測定装置を� �供することが可能となる。しかもN(すなわち 周波数掃引光源からの距離)に応じてサンプ� �ングレートを可変しているので演算処理の� �度をさらに高めることができる。これらの� �とから、測定距離によらず高い精度を得る� �との可能な光リフレクトメトリ測定方法お� �び光リフレクトメトリ測定装置を提供する� �とが可能となる。

 なお、この発明は上記実施形態そのままに� ��定されるものではなく、実施段階ではその� ��旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して� ��体化できる。例えば解析部13において、モ� �タリングビート信号に掛け算する手段、あ� �いは三角関数を計算する手段を利用して、� �しい参照信号を作り出してデータ信号を補� �してもよい。

 また、上記実施形態に開示されている複数� ��構成要素の適宜な組み合わせにより、種々� ��発明を形成できる。例えば、実施形態に示� ��れる全構成要素から幾つかの構成要素を削� ��してもよい。さらに、異なる実施形態にわ� ��る構成要素を適宜組み合わせてもよい。

 (第3の実施形態)

 図13は、OFDRによる光リフレクトメトリ測定� ��置の基本構成の一例を示す図である。図13� �おいて、周波数掃引光源1からの出力光は光� ��向性結合器Aにより分岐され、一方は参照光 3として用いられ、他方は被測定光回路4に入� ��される。被測定光回路4の内部で後方散乱さ れた信号光5は光方向性結合器Aにより取り出� ��れ、光方向性結合器Bにより参照光3と合波� �れたのち受信器6により検波される。このと� ��、2光波の干渉により生じる干渉ビート信号 をサンプリング装置7によりサンプリングし� �測定したデータを周波数解析装置8にて解析� ��ることにより、被測定光回路4内の各位置か らの後方散乱光強度分布が測定される。

 ここで、周波数掃引光源1からの測定光2の� �波数を時間T、最大光周波数掃引幅δFで時間� ��対して直線的に掃引するとき、被測定光回� ��4内のある点Xで後方散乱された信号光5によ� ��生じるビート信号の周波数F _b は、参照光3と点Xで後方散乱された信号光5の 光路長差δL、光周波数掃引速度γ、光の屈折� ��n、および光速cを用いて次の数式(24)により� ��えられる。

ただし、γ=δF/Tである。また、距離分解能δz� ��受信ビート信号のスペクトル幅δF _b を用いて数式(25)により与えられる。

 ただし以上の条件は理想的な場合において� ��立するものであり、現状のOFDRにおいては光 周波数を良好な直線性で掃引することが困難 である。また、たとえ光周波数を理想的に掃 引できたとしても、光源コヒーレンス長を超 える測定距離に対しては数式(24)のビート信� �の周波数F _b は周波数掃引光源の位相雑音による影響を受 けてスペクトル幅δF _b が周波数掃引光源自身の持つ線幅にまで広が ってしまう。甚だしい場合には測定が不可能 となる。

 図14は、周波数掃引光源1の光周波数の非直� ��性を示す図である。この図から明らかなよ� ��に、周波数掃引光源1の光周波数は時間に対 してリニアに変化しない。図14において、光� ��波数は一定値F[Hz]を基準変調周波数として� �時間Tに対しF+γT[Hz]なる値になる。周波数掃� ��速度の非直線性はγで表される。この非直� �性により干渉ビート信号のスペクトル幅が� �がり、距離分解能の精度の低下を招く。

 図15は、周波数掃引光源の位相雑音による� �定への影響を説明するための図である。図15 (a)に示すように、片方の光路に光周波数シフ タ21を挿入したマッハツェンダ光干渉計を想� ��する。すなわち周波数掃引光源20からの光� �を分岐し一方の光路に遅延ファイバ22を設け 、他方に光周波数シフタ21を挿入する。

 周波数掃引光源20の出力光が理想的な単色� �であれば、受信器23において干渉計の光路差 に依存せず光周波数シフタ21のシフト周波数� ��デルタ関数状のピークを持つようなパワー� ��ペクトラムが得られる(図15(b))。しかしなが ら現実的には、周波数掃引光源20のパワース� ��クトラムはある有限の幅を持つ。例えば、� ��波数掃引光源20が半導体レーザであれば位� �雑音はFM雑音が支配的になり、ローレンツ形 状の幅を持つパワースペクトラムになる(図15 (c))。

 このように、光路差が光源コヒーレンス長� ��内であれば(遅延距離<<光源コヒーレン� ��長)出力電流のパワースペクトラムは光周波 数シフタ21のシフト周波数にデルタ関数形状� ��ピークを持つようなパワースペクトラムに� ��るが、光路差がコヒーレンス長よりも大き� ��なると(遅延距離>>光源コヒーレンス長) 次第にノイズフロアが上昇し、最終的には図 15(c)のようにローレンツ形状のパワースペク� ��ラムになる。従って光源コヒーレンス長の1 /2を超える測定距離においては雑音成分が顕� ��になり、正確な計測が難しくなる。

(第4の実施形態)

 図16は、この発明に係わる光リフレクトメ� �リ測定装置の実施の形態を示す機能ブロッ� �図である。この光リフレクトメトリ測定装� �は、被測定回路における反射率の伝播方向� �対する分布をOFDR測定する。図16において、� �周波数掃引された周波数掃引光源1からの出� ��光9は光方向性結合器Cにより分岐され、一� �は測定光2として測定部11に入射し、他方は� �ニタリング光10としてモニタリング部12cに入 射する。測定部11による測定の結果とモニタ� ��ング部12cによるモニタの結果とを解析部13� �入力し、演算処理により被測定回路(測定部1 1内)における後方散乱光強度分布を得る。

 測定部11は周波数掃引光源1の出力光9と被測 定回路からの後方散乱光との干渉ビート信号 を検出する。モニタリング部12cは例えば自己 遅延ホモダイン検波により出力光9のコヒー� �ンス特性をモニタする。これにより得られ� �モニタリングビート信号に基づいて解析部13 は参照信号を生成し、この参照信号に基づい て測定結果を得る。

 図17は、図16の光リフレクトメトリ測定装置 をより詳細に示す機能ブロック図である。モ ニタリング部12cに入射されたモニタリング光 10は光方向性結合器Dにより2分岐されたのち� �いずれも光90度ハイブリッド19に導かれて再� ��合波される。このとき分岐された一方の光� ��遅延部14により遅延され、マッハツェンダ� �干渉計により他方の光と干渉する。このよ� �な過程を経て光90度ハイブリッド19からは互� ��に位相の90度ずれた2つの干渉光が出力され� ��。

 これらの干渉光はそれぞれ受信器15a、15bに� ��射され、光/電気変換されたうえで検波され て、位相の90度ずれたモニタリングビート信� ��が生成される。これらのモニタリングビー� ��信号はサンプリング装置16cに入力される。� ��ンプリング装置16cはモニタリングビート信� ��の波形をサンプリングし、得られたサンプ� ��ングデータを解析部13のデータ処理装置18b� �入力する。そのサンプリングレートは、解� �部13に備わるクロック17のクロックに同期す� ��タイミングである。

 一方、測定部11に入射された測定光2は図13� �同様の処理を施され、干渉ビート信号がサ� �プリング装置7に入力される。サンプリング� ��置7はクロック17のクロックに同期するタイ� ��ングで、すなわちサンプリング装置16cと互� ��に同期する間隔で干渉ビート信号の波形を� ��ンプリングする。これにより得られたサン� ��リングデータはデータ処理装置18bに入力さ� ��る。

 次に数式を用いて定量的に説明する。周波� ��掃引光源1の出力光の電界振幅は次の数式(26 )で与えられる。

 ただし、数式(26)においてAは振幅(常数)であ り、f(t)は周波数掃引光源の掃引される光周� �数であり、θ(t)は変動する位相項であり、φ( t)はトータルの位相である。

 図17の遅延部14の長さをLとすると、その遅� �時間τは次の数式(27)で与えられる。

 遅延部14において生じるτの遅延により、デ ータ処理装置18bに入力されるモニタリングビ ート信号は数式(28)及び数式(29)で表される。

 ところで数式(28)及び数式(29)は理想的な場� �を示しており、現実の光90度ハイブリッド19� ��は、その内部の光分岐部において理想的な1 :1の分岐比を実現することができない。ここ� ��はその分岐比をα:βとする。また2つのモニ� ��リングビート信号においても理想的な90度� �光位相差を実現することは困難であり、現� �的にはψの誤差がある。これを考慮すると2� �のモニタリングビート信号は次の数式(30)及� ��数式(31)で与えられる。

 サンプリング装置16cによりサンプリングし� ��I ₁ (t)、I ₂ (t)をそれぞれI ₁ (t _n )、I ₂ (t _n )として示す。各値の直流成分i ₁ 、i ₂ はその平均値を取れば求まり、サンプリング 数をNとすると直流成分i ₁ 、直流成分i ₂ は、次の数式(32)及び数式(33)で与えられる。

すなわち数式(30)の直流成分が数式(32)であり� ��数式(31)の直流成分が数式(33)である。

 光90度ハイブリッド19における内部カプラの 分岐比α:βは、数式(32)及び数式(33)をもとに� �の数式(34)で与えられる。すなわち分岐比α:� �は、サンプリングデータI ₁ (t _n )、I ₂ (t _n )の分散として算出することができる。また� �90度ハイブリッド19における位相差90度の直� �性の誤差ψは、上記分散を用いた統計計算処 理により次の数式(35)で与えられる。

 求めたカプラの分岐比α:βと位相差の誤差ψ を利用し、周波数掃引光源1の位相項は次の� �式(36)により求められる。

 図18は数式(36)をグラフ化して示す図である� ��図18(a)に示すように、数式(36)のX(t _n )は時間tに対して-πから+πまでの値をとるが� ��最初の+πから-πに折り返す点から次の+πか� ��-πに折り返す点までの区間に順次2πの整数� ��を加算することにより、X(t _n )を図18(b)に示すように断続点の無い滑らかな 関数として表すことができる。この関数をX(t )=φ(t)-φ(t-τ)と示す。

 一方、受信器6から出力される測定信号Y(t)� �次の数式(37)で与えられる。

 数式(37)においてτ _FUT は被測定光回路4の距離に対応する往復時間� �あり、R(τ)は分布反射率に相当する。サンプ リング装置7によりサンプリングされた測定� �号をY(t _n )と表示する。

 データ処理装置18bは、図18(b)の関数X(t)=φ(t)- φ(t-τ)を参照信号として測定信号Y(t _n )を補正する。その処理を以下に説明する。� �ず補正処理に先立ち、FFT(高速フーリエ変換) 処理に伴うエイリアシングを防止するために Y(t)にアンチエイリアシングフィルタ処理を� �う。具体的には低域濾過フィルタ処理をY(t _n )に施せばよい。このフィルタの通過上限周� �数は必要とする測定距離により定まり、フ� �ルタ処理後のY(t _n )をY _{Anti-aliasing} (t _n )と表記する。

 Y(t _n )は等間隔でサンプリングされたデータであ� �ので、Y _{Anti-aliasing} (t _n )も等間隔の離散データである。この等間隔� �サンプリング間隔を1/W[秒]とする。標本化定 理によれば、Y(t)が時間tの関数であるとき、� ��れが0からW/2までの範囲の周波数成分を持ち W/2以上の周波数成分を含まなければ関数全体 が一つに決まる。すなわちY(t)を次の数式(38)� ��表すことができる。

 次に、位相項X(t)を利用してY _{Anti-aliasing} (t _n )をサンプリングする。そのため、まずX(t)が� ��M・Sをとる時刻を算出し、各時刻を数列t _M として求める。ここでMは自然数(M=1,2,3,…)で� ��り、間隔Sはサンプリングレートに関係する 量である。具体的には、間隔Sは測定信号Y _{Anti-aliasing} (t _n )をサンプリングするのに必要な、充分なナ� �キストサンプリングレートもつように設定� �なければならない。よって次の数式(39)を満� ��する必要がある。なお数式(39)においてL _FUT は被測定回路の距離である。

 数式(39)を利用し、tに時刻の数列t _M を代入することによって、Y _{Anti-aliasing} (t _M )を求めることができる。そしてY _{Anti-aliasing} (t _M )の各値に高速フーリエ変換(FFT)処理を行うこ とによって、伝播距離に応じた各位置の反射 率を算出することができる。以上により求め られたOFDRによる反射率分布は、光源コヒー� �ンス長を超えない領域において算出される� �定値である。

 図19は、図17の光リフレクトメトリ測定装置 における処理手順を示すフローチャートであ る。ステップS420で周波数掃引光源1の光周波� ��は掃引される。モニタリング部12cは、受信� ��15a及び受信器15bからそれぞれ出力されるモ� ��タリングビート信号をサンプリングし、サ� ��プリングデータI ₁ ,I ₂ を内部メモリ(図示せず)などに記録する(ステ ップS423)。なお受信器15aの出力からのサンプ� ��ングデータをI ₁ とし、受信器15bの出力からのサンプリングデ ータをI ₂ とする。データ処理装置18bはサンプリングデ ータI ₁ ,I ₂ の位相情報を求め、これをもとにデータX(t _n )を計算する(ステップS425)。

 一方、測定部11は、受信器6から出力される� ��渉ビート信号を同じ間隔でサンプリングし� ��サンプリングデータY(t _n )を内部メモリ(図示せず)などに記録する(ス� �ップS424)。最後に、モニタリング部12cからの データX(t _n )と測定部11からのデータY(t _n )とを用いるデータ処理により伝播距離に応� �た各位置の反射率が算出される(ステップS426 )。次にこのデータ処理手順につき詳しく説� �する。

 図20は、図19のステップS426における手順を� �しく示すフローチャートである。ステップS4 26においてデータ処理装置18bは、まず、ステ� ��プS425で得られたX(t _n )を利用して時間数列t _M を求める(ステップS432)。これと並行してデー タ処理装置18bは、ステップS424で得られたY(t _n )につきNに対応するアンチエイリアシングフ� ��ルタを求め、このフィルタ係数を用いてY(t _n )にフィルタリング処理を施す。すなわちY _n に、Nに対応する通過上限周波数を持つ低域� �過フィルタ(アンチエイリアシングフィルタ) をかける。これによりY _{Anti- aliasing} (t _n )を得る(ステップS433)。ここで得られたY _{Anti-aliasing} (t _n )を数式(38)に当てはめ、さらに時間数列t _M を数式(38)に代入することによりY _{Anti-aliasing} (t _M )を計算する(ステップS434)。

 そしてデータ処理装置18bは、計算されたY _{Anti-aliasing} (t _M )に対してFFT処理を行い、伝播距離に応じた� �定距離の各位置の反射率の、周波数掃引光� �1の非直線性を補正した値を算出する(ステッ プS435)。最後に、算出されたデータは測定結� ��として記録される(ステップS436)。

 以上説明したようにこの実施形態では、周� ��数掃引光源1のコヒーレンス特性をモニタす るモニタリング部12cを設ける。このモニタリ ング部12cにおいて光方向性結合器D、遅延部14 および光90度ハイブリッド19によりマッハツ� �ンダ光干渉計を形成し、光90度ハイブリッド 19から互いに直交するモニタリングビート信� ��を生じさせてそれぞれのビート信号のサン� ��リングデータを得る。ここで光90度ハイブ� �ッド19における分岐比と90度直交性の誤差、� ��よび各サンプリングデータから周波数掃引� ��源1の位相項X(t _n )を算出する。これを参照信号として測定部11 のビート信号をサンプリングして、得られた 数列にFFT処理を施して測定結果を得るように している。

 このようにすることで、光90度ハイブリッ� �19の理想特性からのずれをむしろ積極的に利 用して周波数掃引光源1の周波数掃引の非直� �性を補正することができる。つまり光90度ハ イブリッド19のカプラの分岐比α:βと位相差� �誤差とを含む、数式(36)を立数式することが� ��き、これを元に周波数掃引光源1の位相項を 算出できる。この位相項が特定の値をとる時 間数列t _M を求めてその値を数式(38)の形の関数に代入� �ることで測定値を補正できることは既に知� �れており、この実施形態はこのことも利用� �て、さらに光90度ハイブリッド19の理想特性� ��らのずれをも補正した測定値を得ることが� ��能になる。これらのことから、OFDRによる周 波数掃引光源の光周波数掃引に非直線性があ る場合でも、高い距離分解能で実施すること の可能な光リフレクトメトリ測定方法および 光リフレクトメトリ測定装置を提供すること が可能になる。

(第5の実施形態)

 第4の実施形態では、光90度ハイブリッド19� �利用して位相の90度ずれた2つのモニタリン� �ビート信号を生じさせ、そのビート信号の� �ンプリングデータを処理して得られる参照� �号に基づき周波数掃引光源1の掃引非直線性� ��補正することができる。ただしその結果は� ��源コヒーレンス長を超えない領域に限られ� ��光源コヒーレンス長を超える領域では周波� ��掃引光源1の位相雑音の影響が支配的になり 高い距離分解能を得ることは難しい。以下で はこれを解決し得る実施形態につき説明する 。この実施形態においては装置の基本的構成 は図17と同様であり、データ処理装置18bにお� ��る処理が異なる。

 第4の実施形態においては、数式(36)によりX( t)=φ(t)-φ(t-τ)を算出し、これをもとに周波数� ��引光源1の非線形性やコヒーレンス特性を補 正できるが、補正の度合いが最も良好になる のは被測定光回路4内の往復時間τ _FUT に対応する箇所においてであり、その箇所を 離れるに従って補正精度は劣化する。ただし 、被測定光回路4内の往復時間τ _FUT に対応する距離のN倍(Nは2以上の整数)の距離� ��ら後方散乱された信号光5により生じる干渉 ビート信号に対し、次の数式(40)に表す位相� �報から補正すれば最適であることが知られ� �いる。

 数式(40)は次の数式(41)のようにして作り出� �ことができる。

 図21は数式(41)を利用して位相情報を新しく� ��り出すことが可能であることを示す図であ� ��。図21は数式(41)の根拠をイメージ的に示す� ��のである。図21の曲線aはモニタリングビー� ��信号の位相X(t)であり、曲線bはτ時間遅延処 理をした位相X(t-τ)を表す。この手法すなわ� �連結生成方法を利用して生成したX ₂ (t)は図21の曲線cに示される。X ₂ (t)=X(t)+X(t-τ)である。なおτは図17の遅延部14� �遅延量である。

 連結生成方法により順次得られるX _N (t)を利用して、第4の実施形態と同様に測定� �号Y(t _n )を補正することができる。ただし周波数掃� �光源1の非線形性やコヒーレンス特性を最適� ��補正される場所はτ _FUT =Nτに対応する距離である。そこで、被測定� �回路4の距離を全てカバーするために、X _N (t)を利用できるτ _FUT が[(N-1/2)τから(N+1/2)τまで]の区間であること� ��着目する。すなわち補正区間(セクション)� �[(2N-1)L/4から(2N+1)L/4まで]となる。補正セクシ ョン区間での補正精度が一定な必要な精度に 応じて、適切に遅延部14内部の遅延ファイバ� ��L(すなわち遅延時間τ)をデザインすること� �、補正可能な範囲を拡大することができる� �

 図22は、この実施形態における処理手順を� �すフローチャートである。この実施形態で� �図19のステップS426の処理が異なり、しかも� �の処理がN回繰り返される点に特徴を有する� ��まず、N=1であれば第4の実施形態と同様、デ ータX(t _n )を参照信号としてデータY(t _n )をサンプリングし(ステップS432からS434まで)� ��得られた数列にFFT処理を施す(ステップS435)� ��ステップS435からNをインクリメントして処� �手順はステップS431、S433に戻る。

 N>1になれば、X(t)に数式(41)を利用してX _N (t)を生成し(ステップS431)、ステップS432からS4 35までを再度実施することにより伝播距離に� ��じた各位置の反射率を得られる。そうして� ��N回の処理を行った後にそれぞれの測定結果 を補正セクション毎に横軸で繋げることによ って、0から(2N+1)L/4までの距離での測定を全� �実施することができ、その結果を測定結果� �して記録する(ステップS437)。

 以上説明したようにこの実施形態でも、周� ��数掃引光源1の出力光のモニタリングビート 信号を連続関数化して参照信号を生成し、こ れをサンプリングして得た数列にFFT処理を施 して測定結果を得る。その際、τ _FUT のN倍に対応するセクションごとにX _N (t)、すなわち位相項を算出してこれをもとに 参照信号を生成するようにしている。

 このようにすることで、光源コヒーレンス� ��を超える測定領域に対しても、干渉ビート� ��号FFT処理の広がりを防ぐことができる。従� ��て光源コヒーレンス長に制限されることな� ��、OFDRによる測定を光源コヒーレンス長の超 える測定距離で実施することの可能な光リフ レクトメトリ測定方法および光リフレクトメ トリ測定装置を提供することが可能となる。 これらのことから、測定距離によらず高い精 度を得ることの可能な光リフレクトメトリ測 定方法および光リフレクトメトリ測定装置を 提供することが可能となる。

 以上をまとめると第4の実施形態および第5� �実施形態によれば、周波数掃引光源の光周� �数掃引に非直線性がある場合でも、また、� �波数掃引光源のコヒーレンス長を超える測� �距離においても、OFDRによる反射率の分布を� ��い距離分解能で実施することの可能な光リ� ��レクトメトリ測定方法および光リフレクト� ��トリ測定装置を提供することができる。

 なお、この発明は上記実施形態そのままに� ��定されるものではなく、実施段階ではその� ��旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して� ��体化できる。また、上記実施形態に開示さ� ��ている複数の構成要素の適宜な組み合わせ� ��より、種々の発明を形成できる。例えば、� ��施形態に示される全構成要素から幾つかの� ��成要素を削除してもよい。さらに、異なる� ��施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせ� ��もよい。

(第6の実施形態)

 図23は、リフレクトメトリ測定装置の一例� �示す基本構成図である。本実施形態に係る� �リフレクトメトリ測定装置は、周波数掃引� �源1と、光方向性結合器A及びBと、測定対象� �しての被測定光回路4と、受信器6と、サンプ リング装置7と、解析部としての周波数解析� �置8とを備える。光周波数を掃引された出力� ��9を測定対象としての被測定光回路4に入射� �、被測定光回路4における位置に対する反射� ��の分布を測定する。

 周波数掃引光源1は、周波数掃引された出力 光9を出力する。周波数掃引光源1の出力する� ��力光9は光方向性結合器Aにより分岐され、� �方は参照光3として用いられ、他方は測定光2 として被測定光回路4に入射される。被測定� �回路4に入射した測定光2は、被測定光回路4� �内部で後方散乱され、後方散乱された測定� �2は信号光5として光方向性結合器Aにより取� �出される。光方向性結合器Aにより取り出さ� ��た信号光5は、光方向性結合器Bにより参照� �3と合波されたのち受信器6により検波される 。受信器6は、2光波の干渉により生じる干渉� ��ート信号を検波する。そして、サンプリン� ��装置7は、受信器6の検波した干渉ビート信� �をサンプリングする。ここで、本実施形態� �は、サンプリング装置7は、測定信号Y _n を、遅延部14aの遅延ファイバの長さL _Short の1/2倍ごとにサンプリングする。周波数解析 装置8は、サンプリング装置7のサンプリング� ��たサンプリング信号を周波数解析し、被測� ��光回路4における位置に対する反射率の分布 を測定する。ここで、周波数解析装置8はサ� �プリング装置7のサンプリングレートに応じ� ��測定光2の反射率分布を測定するので、被測 定光回路4における測定光2の伝搬距離及び伝� ��方向ごとに後方散乱光の光強度分布を測定� ��ることができる。これにより、被測定光回� ��4内の各位置からの後方散乱光強度分布を測 定することができる。

 ここで、周波数掃引光源1からの出力光9の� �波数を時間T、最大光周波数掃引幅δFで時間� ��対して直線的に掃引するとき、被測定光回� ��4内のある点Xで後方散乱された信号光5によ� ��生じる干渉ビート信号の周波数F _b は、光周波数掃引速度γ、光の屈折率n、参照 光3と点Xで後方散乱された信号光5との光路長 差δL、および光速cを用いて、次の数式(42)に� ��り与えられる。

 ただし、γ=δF/Tである。また、伝搬距離の� �解能δzは干渉ビート信号のスペクトル幅δF _b を用いて数式(43)により与えられる。

 ただし、以上の条件は理想的な場合であり� ��現状のOFDRにおいては光周波数を良好な直線 性で掃引することが困難である。更に、理想 的に良好な直線性で掃引しても、測定する伝 搬距離が光源コヒーレンス長を超える場合、 数式(42)に示す干渉ビート信号の周波数F _b は、周波数掃引光源1の位相雑音による影響� �受ける。そして、数式(43)における干渉ビー� ��信号のスペクトル幅δF _b は周波数掃引光源1自身のもつ線幅にまで広� �り、測定は不可能になる。次にそのことを� �明する。

 図24は、周波数掃引光源1の位相雑音による� ��定結果への影響を示すための説明図であり� ��(a)はパワースペクトラムの測定系を示し、( b)は遅延距離が光源コヒーレンス長よりも十� ��短い場合のパワースペクトラムを示し、(c)� ��遅延距離が光源コヒーレンス長よりも十分� ��い場合のパワースペクトラムを示す。パワ� ��スペクトラムの測定系は、図24(a)に示すよ� �に、周波数掃引光源20からの光路を2分岐し� �一方の光路に光周波数シフタ21を挿入すると ともに他方の光路に遅延ファイバ22を設けて� ��ッハツェンダ光干渉計を形成する。遅延距� ��が光源コヒーレンス長よりも十分短い場合� ��、図24(b)に示すように、干渉計の光路差に� �存せずに、光周波数シフタ21のシフト周波数 にデルタ関数状のピークを持つようなパワー スペクトラムが受信器23において得られる。� ��延距離が光源コヒーレンス長よりも十分長� ��場合であっても、周波数掃引光源20の出力� �る測定光が理想的な単色光であれば、図24(b) 同様の測定結果となる。しかしながら実際に は、周波数掃引光源20のパワースペクトラム� ��有限の幅を持つ。たとえば、周波数掃引光� ��20が半導体レーザであれば、位相雑音はFM雑 音が支配的になる。この場合、図24(c)に示す� ��うに、ローレンツ形状の幅を持つパワース� ��クトラムになる。

 このように、光路差が周波数掃引光源20の� �ヒーレンス長以内であれば、すなわち信号� �の参照光に対する遅延量が周波数掃引光源20 から出力される出力光9のコヒーレンス長よ� �も十分小さければ、出力電流のパワースペ� �トラムは光周波数シフタ21のシフト周波数に デルタ関数形状のピークを持つようなパワー スペクトラムになる。しかし、光路差が周波 数掃引光源20のコヒーレンス長よりも大きく� ��ると、すなわち信号光の参照光に対する遅� ��量が出力光9のコヒーレンス長よりも十分大 きくなると、次第にノイズフロアが上昇し、 最終的には図24(c)のように、ローレンツ形状� ��パワースペクトラムになる。したがって、� ��定する伝搬距離が周波数掃引光源20のコヒ� �レンス長の1/2を超える場合は、出力電流の� �ワースペクトラムは、雑音成分が顕著にな� �、正確な計測が難しくなる。

 図25は、本実施形態に係る光リフレクトメ� �リ測定装置の一例を示す機能ブロック図で� �る。本実施形態に係る光リフレクトメトリ� �定装置96は、周波数掃引光源1と、第1コヒー� ��ンスモニタ部12aと、第2コヒーレンスモニタ 部12bと、測定部11と、解析部13と、光方向性� �合器C及びDを備える。光リフレクトメトリ測 定装置96は、第1コヒーレンスモニタ部12a及び 第2コヒーレンスモニタ部12bを備えることで� �測定部11に備わる測定対象における伝搬方向 に対する反射率の分布を、周波数掃引光源1� �出力する出力光9のコヒーレンス長の1/2を超� ��る伝搬距離における雑音成分についても補� ��可能としたことを特徴とする。

 光周波数掃引された周波数掃引光源1からの 出力光9は、光方向性結合器Cにより、測定光2 とモニタリング光10に分岐される。測定光2は 測定部11に入射される。モニタリング光10は� �方向性結合器Dにより分岐され、第1モニタリ ング光10aは第1コヒーレンスモニタ部12aに入� �し、第2モニタリング光10bは第2コヒーレンス モニタ部12bに入射する。

 第1コヒーレンスモニタ部12a及び第2コヒー� �ンスモニタ部12bは、周波数掃引光源1からの� ��力光9を分岐したモニタリング光10からモニ� ��リングビート信号I _Short 及びI _Long を取得する。第1コヒーレンスモニタ部12a及� �第2コヒーレンスモニタ部12bがモニタリング� ��ート信号I _Short 及びI _Long を取得することで、出力光9のコヒーレンス� �性をモニタする。コヒーレンス特性のモニ� �は、たとえば、自己遅延ホモダイン検波に� �って行うことができる。第1コヒーレンスモ� ��タ部12aは、自己遅延ホモダイン検波によっ� ��得られたビート信号を、第1モニタリングビ ート信号I _Short として解析部13に出力する。第2コヒーレンス モニタ部12bは、自己遅延ホモダイン検波によ って得られたビート信号を、第2モニタリン� �ビート信号I _Long として解析部13に出力する。

 測定部11は、測定部11内における測定対象と しての被測定光回路4から後方散乱された信� �光と周波数掃引光源1からの出力光9を分岐し た参照光との干渉ビート信号を取得する。そ して、測定部11は、取得した干渉ビート信号� ��、測定信号Y _n として解析部13に出力する。

 解析部13は、第1コヒーレンスモニタ部12a及� ��第2コヒーレンスモニタ部12bの取得するモニ タリングビート信号I _Short 及びI _Long から周波数掃引光源1での掃引の非直線性及� �周波数掃引光源1の位相ノイズを反映する参� ��信号X _N (t)を生成する。また、解析部13は、測定部11� �らの測定信号Y _n を演算処理し、出力光9の伝搬距離に対する� �定対象における位置に対する反射率の分布� �測定する。ここで、本実施形態では、測定� �象が被測定光回路4であるので、反射率の分� ��として、被測定光回路4での後方散乱光強度 分布を測定する。そして、解析部13は、測定� ��11の取得する干渉ビート信号すなわち測定� �号Y _n から算出した反射率の分布を、生成した当該 参照信号X _N (t)に基づき補正する。これにより、解析部13� ��、生成した参照信号X _N (t)に基づいて、測定部11内における被測定光� ��路4での後方散乱光強度分布を補正すること ができる。

 図26は、図25に示す光リフレクトメトリ測定 装置96をより詳細に示す機能ブロック図であ� ��。測定部11は、被測定光回路4と、受信器6と 、サンプリング装置7と、光方向性結合器A及� ��Bと、を備える。測定部11の構成及び機能に� ��いては、図23で説明したとおりである。測� �部11は、図23に示す光リフレクトメトリ測定� ��置の被測定光回路4、受信器6及びサンプリ� �グ装置7と同様に、参照光3と信号光5との干� �ビート信号を検出する。サンプリング装置7� ��、クロック17に同期するタイミングで、す� �わちサンプリング装置16a、16bと互いに同期� �る間隔で干渉ビート信号の波形をサンプリ� �グする。これにより得られたサンプリング� �ータは、測定信号Y _n として、解析部13のデータ処理装置18cに入力� ��れる。

 第1コヒーレンスモニタ部12aは、光方向性結 合器E及びFと、遅延部14aと、受信器15aと、サ� ��プリング装置16aを備える。第1コヒーレンス モニタ部12aに入射された第1モニタリング光10 aは、分配部としての光方向性結合器Eにより2 分岐される。遅延部14aは、光方向性結合器E� �より2分岐した分岐光の一方を、第2コヒーレ ンスモニタ部12bと異なる遅延量で遅延する。 ここで、遅延部14aの遅延量は、出力光9のコ� �ーレンス長である。遅延部14aの遅延量が出� �光9のコヒーレンス長に近い長さであれば、� ��力光9のコヒーレンス特性を検出することが できる。光方向性結合器Fは、分配部として� �光方向性結合器Eの分岐する分岐光の他方と� ��延部14aの遅延する分岐光の一方を合波する� ��光方向性結合器Fが合波することで、モニタ リングビート信号I _Short が発生する。受信器15aは、光方向性結合器F� �発生させたモニタリングビート信号I _Short を検波する。サンプリング装置16aは、解析部 13に備わるクロック17のクロックに同期する� �イミングで、受信器15aの検波したモニタリ� �グビート信号I _Short の彼形をサンプリングし、サンプリングデー タを解析部13のデータ処理装置18cに入力する� ��

 第2コヒーレンスモニタ部12bは、光方向性結 合器G及びHと、遅延部14bと、受信器15bと、サ� ��プリング装置16bを備える。第2コヒーレンス モニタ部12bに入射された第2モニタリング光10 bは、光方向性結合器Gにより2分岐される。遅 延部14bは、分配部としての光方向性結合器G� �より2分岐した分岐光の一方を、第1コヒーレ ンスモニタ部12aと異なる遅延量で遅延する。 ここで、遅延部14bの遅延量は、Kを正の整数� �した場合、遅延部14aの遅延量のK倍である。� ��延部14bが遅延部14aのK倍の遅延量を有するこ とで、出力光9のコヒーレント長の整数倍の� �搬距離がある場合のコヒーレント特性を検� �することができる。光方向性結合器Hは、分� ��部としての光方向性結合器Gの分岐する分岐 光の他方と遅延部14bの遅延する分岐光の一方 を合波する。光方向性結合器Hが合波するこ� �で、モニタリングビート信号I _Long が発生する。受信器15bは、光方向性結合器H� �発生させたモニタリングビート信号I _Long を検波する。サンプリング装置16bは、解析部 13に備わるクロック17のクロックに同期する� �イミングで、受信器15bの検波したモニタリ� �グビート信号I _Long の彼形をサンプリングし、サンプリングデー タを解析部13のデータ処理装置18cに入力する� ��

 解析部13は、クロック17と、データ処理装置 18cを備える。クロック17は、サンプリング装� ��7、16a及び16bに、共通のクロック信号を出力 する。データ処理装置18cは、サンプリング装 置7からは測定信号Y _n のサンプリングデータを、サンプリング装置 16aからは第1モニタリングビート信号I _Short のサンプリングデータを、サンプリング装置 16bからは第2モニタリングビート信号I _Long のサンプリングデータを取得する。データ処 理装置18cは、第1モニタリングビート信号I _Short 及び第2モニタリングビート信号I _Long に基づいて、後述する数式(53)又は数式(54)で� ��される参照信号X _N (t)を生成する。そして、データ処理装置18cは 、参照信号X _N (t)で表される位相情報に基づいて測定信号Y _n に含まれるノイズ成分を除去することで測定 信号Y _n を補正する。ここで、測定信号Y _n の補正は、周波数掃引光源1から被測定光回� �4内における反射点までの伝搬距離がゼロか� ��長さL _Short の3/4倍までのときは、N=1として、参照信号X ₁ (t)を用いる。周波数掃引光源1から被測定光� �路4内における反射点までの伝搬距離が長さL _Short の3/4倍から5/4倍までのときは、N=2として、参 照信号X ₂ (t)を用いる。同様にして、周波数掃引光源1� �ら被測定光回路4内における反射点までの伝� ��距離が長さL _Short の(2N-1)/4倍から(2N+1)/4倍までのときは、参照� �号X _N (t)を用いる。そして、補正後の測定信号Y _n にFFT処理を行うことで、被測定光回路4にお� �る反射率の分布を伝搬距離ごとに出力する� �これにより、位置に対する反射率の分布を� �定することができる。

 次に、解析部13の補正の原理について、数� �を用いて定量的に説明する。周波数掃引光� �1の出力する出力光9の電界振幅E(t)は次の数� �で与えられる。

 数式(44)において、Aは振幅で常数、f(t)は周� ��数掃引光源1の掃引周波数、θ(t)は変動する� ��相項、φ(t)はトータルの位相である。

 図25及び図26の遅延部14aに長さL _Short の遅延ファイバを設け、遅延部14bに長さL _Long の遅延ファイバを設ける。ここで、Kを整数� �した場合、長さL _Long は、長さL _Short のK倍となる。遅延部14aの遅延時間τ _Short と遅延部14bの遅延時間τ _Long は、数式(45)と数式(46)で与えられる。

 数式(45)で表された遅延部14aでの遅延時間τ _Short により、データ処理装置18cに入力される第1� �ニタリングビート信号I _Short は数式(47)で与えられる。また、数式(46)で表� ��れた遅延部14bでの遅延時間τ _Long により、データ処理装置18cに入力される第2� �ニタリングビート信号I _Long は数式(48)で与えられる。

 数式(47)及び数式(48)より、第1モニタリング� ��ート信号の位相X _Short (t)は数式(49)のX _Short (t)で、第2モニタリングビート信号の位相X _Long (t)は数式(50)で与えられる。

 図27は、第1モニタリングビート信号の位相X _Short (t)の一例を示す時系列グラフである。図27(a)� ��示すように、第1モニタリングビート信号の 位相X _Short (t)は、時間(t)に対して-πから+πまでの値を繰 り返す。位相X _Short (t)が-πから+πとなる区間ごとに2πの整数倍を 順次加算することにより、位相X _Short (t)を図27(b)に示すような断続点のない滑らか� ��関数として表すことができる。このように� ��て求められた位相X _Short (t)を、参照信号X _N (t)の生成に用いる。

 次に、Mを自然数(M=1,2,・・・)、S ₁ をクロック17のサンプリングレートとして、� ��相X _Short (t)からM・S ₁ を取る時刻を時間数列t _M1 として求める。ここで、サンプリングレート S ₁ は、測定信号Y _n をサンプリングする際に必要となる十分なナ イキストサンプリングレートをもつように設 定しなければならない。このため、まず、測 定信号Y _n に、アンチエイリアシングフィルタ処理を施 して、FFT(Fast Fourier Transform)処理のエイリア� ��ングを防止する。具体的には、測定信号Y _n に対して低域通過濾波フィルタ処理を施す。

 低域通過濾波フィルタの通過上限周波数は� ��要な測定距離に応じて決まる。測定信号Y _n は等間隔でサンプリングしたデータであるの で、低域通過濾波フィルタ処理後の測定信号 Y _{nAnti-aliasing1} も等間隔の離散データである。この間隔を1/W 秒とする。測定信号Y _n を時間の関数Y(t)とし、これが間隔0秒から間� ��W/2秒の範囲の周波数成分をもち、間隔W/2秒� ��上の周波数成分を含まないとすると、標本� ��定理によって関数全体が一つに決まる。す� ��わち、測定信号Y(t)は数式(51)で与えられる� �

 数式(51)に時間数列t _M1 を代入することにより、測定信号Y(t _M1 )を求めることができる。測定信号Y(t _M1 )にFFT処理を施すことにより、時間軸を空間� �に変換し、伝搬距離に応じた各位置の反射� �を算出することができる。

 周波数掃引光源1から被測定光回路4内にお� �る反射点までの伝搬距離が出力光9のコヒー� ��ント長の1/2以内であれば、数式(49)に示され る位相X _Short (t)を用いて測定信号Y(t)を補正することがで� �る。そして、本実施形態では、位相X _Long (t)を取得することで、周波数掃引光源1から� �測定光回路4内における反射点までの伝搬距� ��が出力光9のコヒーレント長の1/2を超えると きであっても、コヒーレント長の1/2の整数倍 である場合は、測定信号Y(t)を小さな誤差で� �正することができる。

 以下、周波数掃引光源1から被測定光回路4� �における反射点までの伝搬距離が出力光9の� ��ヒーレント長の1/2のN倍(Nは整数)であるとき の参照信号X _N (t)について説明する。遅延部14aの遅延ファイ バの長さL _Short は出力光9のコヒーレント長となっているの� �、周波数掃引光源1から被測定光回路4内にお ける反射点までの伝搬距離は、片道で延部14a の遅延ファイバの長さL _Short の1/2であり、往復で遅延部14aの遅延ファイバ の長さL _Short と等しくなる。このため、参照信号X _N (t)は数式(52)で表される。

 図27に示す第1モニタリングビート信号の位� ��X _Short (t)の時系列グラフからもわかるように、数式 (52)は次の数式(53)で表すことができる。

 図28は、参照信号X _N (t)の一例を示す時系列グラフである。Nが2の� ��合、参照信号X ₂ (t)は、数式(53)より、X _Short (t)+X _Short (t-τ _Short )となる。第1モニタリングビート信号の位相X _Short (t)が曲線bで表される場合、遅延部14aの遅延� �間τ _Short だけ遅延処理をした第1モニタリングビート� �号の位相X _Short (t-τ _Short )が曲線aで表される。参照信号X ₂ (t)は、曲線aと曲線bを加算し、曲線cのように 作り出すことができる。同様にして、Nが3以� ��の場合についても、数式(53)より、参照信号 X _N (t)を作り出すことができる。

 ここで、遅延部14aの遅延時間τ _Short の誤差が存在する場合、数式(53)を利用して� �照信号X _N (t)を作り出すと、nの増加に従って参照信号X _N (t)の誤差が(N-1)回にわたり積み重なる。そこ� ��、遅延部14bの遅延時間τ _Long を用いて補正する。遅延時間τ _Long は、数式(46)に示すとおり、遅延時間τ _Short のK倍であることから、K回積み重ねられる誤� ��を1回の誤差に低減することができる。遅延 時間τ _Long を用いると、数式(53)は数式(54)で表される。


 ここで、Int(N/K)はNをKで除算した商の整数部 であり、Mod(N,K)はNをKで除算した商の余りで� �る。数式(54)を利用することで、誤差の積み� ��なる回数は、N回から[Int(N/K)+Mod(N,K)]回に低� �することができる。例えば、Nが32であり、K� ��10である場合、誤差の積み重なる回数は5回� ��なる。そのため、周波数掃引光源1から被測 定光回路4内における反射点までの伝搬距離� �出力光9のコヒーレント長の1/2を超えるとき� ��あっても、遅延部14aの遅延ファイバの長さL _Short の1/2の整数倍であれば、補正を小さくするこ とができる。

 Mを自然数(M=1,2,・・・)、S _N をクロック17のサンプリングレートとして、� ��式(54)で求めた参照信号X _N (t)からM・S _N を取る時刻を時間数列t _MN として求める。ここで、サンプリングレート S _N は、測定信号Y _n をサンプリングする際に必要となる十分なナ イキストサンプリングレートをもつように設 定しなければならない。このため、まず、測 定信号Y _n に、アンチエイリアシングフィルタ処理を施 して、FFT処理のエイリアシングを防止する。 具体的には、測定信号Y _n に対して、数式(55)で表される通過上限周波� �をもつ低域通過濾波フィルタ処理を施せば� �い。

 数式(55)においてMax[dX _n (t)/dt]は、遅延部14aの遅延ファイバの長さL _Short の1/4に対して、(2N-1)倍以上(2N+1)倍以下のデー タ全域での最大値を示す。数式(51)の測定信� �Y _{n Anti-aliasing1} を測定信号Y _{n Anti-aliasingN} に置き換え、時間数列t _MN を代入することにより、測定信号Y(t _MN )を求めることができる。さらに、測定信号Y( t _MN )にFFT処理を施すことにより、時間軸を空間� �に変換し、伝搬距離に応じた各位置の反射� �を算出することができる。そして、周波数� �引光源1から被測定光回路4内における反射点 までの伝搬距離が遅延部14aの遅延ファイバの 長さL _Short の1/2にある点の近傍の測定結果の補正を最適 にすることができる。

 図29は、サンプリングした測定信号ごとの� �正例を示す説明図である。測定信号Y _n は、遅延部14aの遅延ファイバの長さL _Short の1/2倍ごとにサンプリングされている。伝搬 距離がゼロから長さL _Short の3/4倍までのときは、N=1として、参照信号X ₁ (t)を用いる。伝搬距離が長さL _Short の3/4倍から5/4倍までのときは、N=2として、参 照信号X ₂ (t)を用いる。伝搬距離が遅延部14aの遅延ファ イバの長さL _Short の(2N-1)/4倍から(2N+1)/4倍までのときは、参照� �号X _N (t)を用いる。参照信号X _N (t)は、数式(53)に示すように、第1モニタリン� ��ビート信号の位相X _Short (t)のみを用いて表すことができる。この場合 は、補正はN回必要になるが、補正に必要と� �る第1モニタリングビート信号の位相X _Short (t)のデータの取得は1回で済む。本実施形態� �は、参照信号X _N (t)は、数式(54)に示すように、第1モニタリン� ��ビート信号の位相X _Short (t)及び第2モニタリングビート信号の位相X _Long (t)を用いて表すことができる。この場合は、 K回分の補正を1回に減らすことができるので� ��補正における誤差を減らすとともに、デー� ��処理装置18cの負荷を減らすことができる。

 参照信号X ₁ (t)、X ₂ (t)、・・・X _N (t)から時間数列t _M1 、t _M2 、・・・t _MN を求めるにあたり、必要となるサンプリング レートS ₁ 、S ₂ 、S ₃ 、・・・S _N は測定信号Y(t)をサンプリングする際のナイ� �ストサンプリングレートに制限されている� �参照信号X _N (t)は長さNL _Short の遅延ファイバを入れてビート信号から求め ることに相当し、測定信号Y(t)は往復で(2N+1)L _Short /2の長さのファイバを測定することになる。� ��のため、ナイキストサンプリングレートを� ��足するサンプリングレートS _N は次の数式(56)となる。

 本実施形態に係る光リフレクトメトリ測定� ��置96の動作について、図26及び図30を用いて� ��明する。図30は、本実施形態に係る光リフ� �クトメトリ測定方法の一例を示すフローチ� �ートである。本実施形態に係る光リフレク� �メトリ測定方法は、光出力ステップS620と、� ��ニタステップS621と、測定ステップS625と、� �正ステップS628と、測定結果出力ステップS629 を有し、光周波数を掃引される周波数掃引光 源1からの出力光を測定対象としての被測定� �回路4に入射し、当該測定対象における位置� ��対する反射率の分布を測定する。

 光出力ステップS620では、光周波数を掃引さ れた周波数掃引光源1が出力光9を出力する。

 モニタステップS621では、出力光9を分岐し� �モニタリング光10からモニタリングビート信 号I _Short 及びI _Long を取得する(ステップS623、S624)。モニタリン� �光10をモニタリング光10a及び10bに2分岐して� �1コヒーレンスモニタ部12a及び第2コヒーレン スモニタ部12bに入射し、入射したモニタリン グ光10a及び10bをそれぞれ2分岐し、2分岐した� ��岐光の一方を、第1コヒーレンスモニタ部12a と第2コヒーレンスモニタ部12bで互いに異な� �遅延量τ _Short とτ _Long で遅延し、分岐光の他方と遅延した分岐光の 一方を合波したモニタリングビート信号I _Short とI _Long を取得する。第1コヒーレンスモニタ部12aが� �テップS623を行い、第2コヒーレンスモニタ部 12bがステップS624を行う。ステップS623及びス� ��ップS624では、いずれを先に行ってもよいし 、同時に行ってもよい。

 ステップS623では、第1コヒーレンスモニタ� �12aが、受信器15aが第1モニタリングビート信� ��I _Short を出力し、サンプリング装置16aが第1モニタ� �ングビート信号I _Short をサンプリングし、不図示の内部メモリにサ ンプリングデータを記録する。そして、ステ ップS621では、さらに、データ処理装置18cが� �テップS626を行う。ステップS626では、解析部 13において、データ処理装置18cが、第1モニタ リングビート信号I _Short のサンプリングデータから、図27(b)に示すよ� ��な断続点のない連続関数となる第1モニタリ ングビート信号の位相X _Short (t)を計算する。

 ステップS624では、第2コヒーレンスモニタ� �12bにおいて、受信器15bが第2モニタリングビ� ��ト信号I _Long を出力し、サンプリング装置16bが第2モニタ� �ングビート信号I _Long をサンプリングし、不図示の内部メモリにサ ンプリングデータを記録する。そして、ステ ップS621では、さらに、データ処理装置18cが� �テップS627を行う。ステップS627では、解析部 13において、データ処理装置18cが、第2モニタ リングビート信号I _Long のサンプリングデータから、図27(b)に示すよ� ��な断続点のない連続関数となる第1モニタリ ングビート信号の位相X _Long (t)を計算する。

 測定ステップS625では、出力光9を分岐した� �照光3と、測定対象としての被測定光回路4か ら後方散乱された信号光5との干渉ビート信� �を取得する。具体的には、測定部11において 、受信器6が干渉ビート信号を出力し、サン� �リング装置7が干渉ビート信号をサンプリン� ��し、不図示の内部メモリにサンプリングデ� ��タを測定信号Y _n として記録する。

 ここで、モニタステップS621及び測定ステッ プとS625の順序は問わない。例えば、モニタ� �テップS621の後に測定ステップS625を行えば、 受信器6から出力された測定信号Y _n のデータ処理を迅速に行うことができる。ま た、測定ステップS625の後にモニタステップS6 21を行えば、受信器6から測定信号Y _n が出力された環境での参照信号X _n (t)で補正を行うことができる。また、測定ス テップS625及びモニタステップS621を同時に行� ��ば、測定信号Y _n が出力された環境での参照信号X _n (t)を用いて測定信号Y _n のデータ処理を迅速に行うことができる。

 補正ステップS628では、データ処理装置18cは 、モニタステップS621で取得したモニタリン� �ビート信号I _Short 及びI _Long から周波数掃引光源1での周波数掃引の非直� �性及び出力光9に含まれる位相ノイズを反映� ��る参照信号X _n (t)を生成し、測定ステップS625で取得した干� �ビート信号Y _n から算出した反射率を、参照信号X _n (t)に基づき補正する。ここで、反射率の補正 は、測定信号Y _n の広がりを補正することで行う。測定信号Y _n の広がりの補正は、サンプリング処理とFFT処 理を含むデータ処理によって行われる。そし て、反射率の補正を、サンプリング回数とな るN回にわたり繰り返す。ここで、サンプリ� �グは、遅延部14aの遅延ファイバの長さL _Short の1/2倍ごとに行われているので、信号光5の� �搬距離に応じて、遅延部14aの遅延ファイバ� �長さL _Short の1/2倍ごとに補正を繰り返す。これにより得 たN回目のデータFFT _N は記録される。

 測定結果出力ステップS629では、データ処理 装置18cは、FFT ₁ 、FFT ₂ 、・・・FFT _N を利用して、測定光2の反射率を計算する。

 図31は、補正ステップの一例を示すフロー� �ャートである。補正ステップS628では、参照� ��号算出ステップS630と、サンプリングレート 算出ステップS631と、時間数列算出ステップS6 32と、アンチエイリアシングフィルタ処理ス� ��ップS633と、測定信号算出ステップS634と、FF T処理ステップS635と、距離記録ステップS636を 有する。ここで、参照信号算出ステップS630� �、サンプリングレート算出ステップS631と、� ��間数列算出ステップS632の順序は問わない。

 参照信号算出ステップS630では、データ処理 装置18cが、ステップS626で得られた第1モニタ� ��ングビート信号の位相X _Short (t)を数式(53)に当てはめて参照信号X _N (t)を計算する。ここで、データ処理装置18cは 、ステップS626で得られた第1モニタリングビ� ��ト信号の位相X _Short (t)及びステップS627で得られた第2モニタリン� ��ビート信号の位相X _Long (t)を数式(54)に当てはめて参照信号X _N (t)を計算することが好ましい。

 サンプリングレート算出ステップS631では、 データ処理装置18cは、参照信号算出ステップ S630と並行して、数式(56)を用いてサンプリン� ��レートS _N を計算する。そして、時間数列算出ステップ S632では、参照信号X _N (t)からM・S _N に等しい時刻を時間数列t _MN として求める。

 一方、アンチエイリアシングフィルタ処理� ��テップS633では、ステップS625で得られたサ� �プリングデータY _n につき、Nに対応するアンチエイリアシング� �ィルタを求め、このフィルタ係数を用いて� �ンプリングデータY _n にフィルタリング処理を行う。すなわち、サ ンプリングデータY _n に、Nに対応する数式(55)の特性を有する通過� ��限周波数をもつ低域通過濾波フィルタをか� ��る。これにより、測定信号Y _{n Anti-aliasing N} を得る。

 そして、測定信号算出ステップS634では、時 間数列算出ステップS632で求めた時間数列t _MN を利用して、時刻t _MN ごとの測定信号Y _{n Anti-aliasingN} である測定信号Y(t _MN )を計算する。測定信号Y(t _MN )は、数式(51)に測定信号Y _{n Anti-aliasingN} 及び時間数列t _MN を代入することで算出することができる。

 FFT処理ステップS635では、算出された測定信 号Y(t _MN )に対してFFT処理を行う。距離記録ステップS6 36では、FFT処理ステップS635でFFT処理を行った 測定信号Y(t _MN )のうち、図26に示す周波数掃引光源1から被� �定光回路4内における反射点までの伝搬距離� ��とにFFT _N として記録する。N=1のとき、図26に示す周波� ��掃引光源1から被測定光回路4内における反� �点までの伝搬距離が長さL _Short の0倍から3/4倍までに対応するものを、デー� �FFT ₁ として記録する。N>1のとき、図26に示す周� ��数掃引光源1から被測定光回路4内における� �射点までの伝搬距離が長さL _Short の(2N-1)/4倍から(2N+1)/4倍までに対応するもの� �、データFFT _N として記録する。

 以上のように、補正ステップS628では、ステ ップS630、S631、S632、S633、S634、S635、S636を一� �の処理を行う。そして、当該一連の処理をN� ��繰り返すことにより、データFFT ₁ 、FFT ₂ 、・・・FFT _N を取得する。取得したデータFFT ₁ 、FFT ₂ 、・・・FFT _N をグラフ上の横軸でつなげることによって、 0から(2N+1)L _Short /4までの伝搬距離での測定対象における位置� ��対する反射率の分布を測定することができ� ��。

 以上説明したように、本実施形態では、周� ��数掃引光源1のコヒーレンス特性をモニタリ ングする第1コヒーレンスモニタ部12aと第2コ� ��ーレンスモニタ部12bを設け、そのモニタリ� ��グの結果に基づいて測定部11における測定� �果を補正するようにしている。すなわち、� �1コヒーレンスモニタ12aと第2コヒーレンスモ ニタ部12bにおいて自己遅延ホモダイン検波に より周波数掃引光源1の出力する測定光のモ� �タリングビート信号を生じさせ、モニタリ� �グビート信号から参照信号を生成し、生成� �た参照信号に基づき測定信号Y _n をサンプリングして、得られた数列にFFT処理 を施して測定結果を得られるようにしている 。

 このようにすることで、光源コヒーレンス� ��を超える伝搬距離に対しても、干渉ビート� ��号をFFT処理した結果が発散的に広がること� ��防ぐことができる。したがって、光源コヒ� ��レンス長による制限を受けることなく、OFDR による測定を光源コヒーレンス長の超える伝 搬距離で実施することの可能な光リフレクト メトリ測定方法及び光リフレクトメトリ測定 装置を提供することができる。すなわち、OFD Rによる光源コヒーレンス長を超える伝搬距� �で実施することの可能な光リフレクトメト� �測定方法及び光リフレクトメトリ測定装置� �提供することが可能となる。

 なお、この発明は上記実施形態そのままに� ��定されるものではなく、実施段階ではその� ��旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して� ��体化できる。例えば、図26に示す解析部13に おいて、第1モニタリングビート信号又は第2� ��ニタリングビート信号に乗算する手段、ま� ��は、三角関数を計算する手段を利用して、� ��照信号X _n (t)を作り出し、測定信号Y _n を補正してもよい。

 また、上記実施形態に開示されている複数� ��構成要素の適宜な組み合わせにより、種々� ��発明を形成できる。例えば、実施形態に示� ��れる全構成要素からいくつかの構成要素を� ��除してもよい。さらに、異なる実施形態に� ��たる構成要素を適宜組み合わせてもよい。