Die Erfindung betrifft eine Hochfrequenz-Reflektorantenne, aufweisend mindestens einen Hauptreflektor, mindestens einen Subreflektor und mindestens ein Horn, wobei im Strahlengang zwischen Hauptreflektor und Horn stationäre Elemente zur Beeinflussung der richtungsabhängigen Empfangscharakteristik vorhanden sind, des Weiteren ein Verfahren zum elektronischen Nachführen solcher Antennen.

Zur automatischen Ausrichtung von Hochfrequenz-Reflektorantennen in Richtung auf ihre Signalquelle im Bereich Rundfunktechnik, Kommunikationstechnik und Wehrtechnik ist es bekannt, diese mit Hilfe von mechanischen oder opto-elektronischen Kreiselkompassen dem im Verhältnis zur Antenne beweglichen Ziel oder der Signalquelle nachzuführen. Die kompassbasierte Nachführung hat aber den Nachteil, dass der Ort des Ziels oder der Signalquelle entweder bekannt sein, zumindest aber vorhersehbar sein muss, um aus den Kompassinformationen den Ort des Ziels oder der Signalquelle anpeilen zu können. Neben der kompassbasierten Ziel- oder Signalquellennachfüh- rung ist es auch bekannt, die Richtungscharakteristik im Antennendiagramm von Hochfrequenz-Reflektorantennen zyklisch oder in wiederkehrenden Mustern zu variieren und aus der Korrelation des Empfangssignalverhaltens Richtungsinformationen des im Verhältnis zur Antennenausrichtung sich räumlich verändernden Ziels oder der sich im Verhältnis zur Antennenausrichtung örtlich verändernden Signalquelle abzuleiten.

In der deutschen Offenlegungsschrift DE 198 48 202 A1 wird eine Hochfrequenz- Reflektorantenne offenbart, welche in unmittelbarer Umgebung eines Subreflektors ein mechanisch umlaufendes, passives Element aufweist, welches die richtungsabhängige Empfangscharakteristik im Antennendiagramm der gesamten Antennenanlage be- wusst stört. Sofern eine angepeilte Signalquelle oder ein angepeiltes Ziel im Zentrum oder im Fokus der Antennenanordnung liegt, führt die Störung des umlaufenden Elements zu keiner merklichen Änderung des Empfangssignals, weil die Intensitätsverteilung des im Fokus befindlichen Empfangssignals kreissymmetrische Eigenschaften aufweist. Sofern aber das Ziel oder die Signalquelle außerhalb des Fokus der Reflek-

Bestätigungskopiel torantenne angeordnet ist und damit die Antennenanordnung eine Fehlausrichtung aufweist, so korreliert die Signalempfangsstärke der Antennenanordnung mit der augenblicklichen Position des umlaufenden Störelements. In dem kurzen Moment, in welchem das Störelement aus Sicht des zentralen Horns die Richtung des Ziels oder der Signalquelle überdeckt, so verringert sich die Empfangssignalstärke und, wenn sich das umlaufende Störelement außerhalb der Richtung der Signalquelle befindet, so erhöht sich die Empfangssignalstärke wieder. Bei einem umlaufenden Störelement wird so die Empfangsstärke zyklisch variiert und es findet eine mechanische Modulation des Empfangssignals statt. Der Einsatz des mechanisch umlaufenden, passiven Störelements führt zu brauchbaren Ergebnissen, die zur automatischen Ziel- oder Sig- nalquellennachführung verwendet werden können. Gleichwohl bedeutet die ständige Präsenz des umlaufenden Störelements eine ständige, nicht abschaltbare Signalempfangsstörung, wodurch die Empfangsleistung unnötig dauerhaft verringert wird. Bei starken Signalquellen ist die bewusst herbeigeführte Störung hinnehmbar. Bei schwächeren Signalen oder Signalen, die leicht gestört werden können, ist diese Art der Erzeugung eines Nachführsignals aber weniger gut geeignet. Da das umlaufende Störelement nach der eingangs erwähnten DE 198 48 202 A1 in unmittelbarer Nähe des Subreflektors angeordnet ist, müssen die geometrischen Abmessungen und damit die Störeigenschaften des Störelements sehr sorgfältig ausgewählt werden, da im Nah- und Mittelfeldbereich des Horns der elektrische und der magnetische Vektor des Empfangssignals nicht mehr senkrecht aufeinander stehen und die elektromagnetischen Welleneigenschaften in diesem Bereich der Hochfrequenz-Reflektorantenne nur sehr komplex theoretisch modellierbar und daher sehr schwer vorhersagbar sind. In unmittelbarer Nähe eines Horns, allgemein einer Hochfrequenz-Reflektorantenne ist also die Störwirkung eines Störelements schwer vorhersagbar und bei sehr geringer Änderung der Eigenschaften des Störelements können sehr große Änderungen der Störwirkung hervorgerufen werden.

Nach der Lehre der deutschen Offenlegungsschrift DE 100 41 996 A1 wurde das Verfahren nach der eingangs erwähnten DE 198 48 202 A1 weiter ausgebildet. Statt eines mechanisch umlaufenden Störelements, das sich ständig im Nahfeldbereich zwischen Horn und Subreflektor befindet, wurde eine für eine vorgewählte Polarisation des Empfangssignals eine nur für diese Polarisation gewählte stationäre Anordnung aus Elementen vorgeschlagen, welche elektronisch schaltbar sind. Hierzu wird nach der Lehre der DE 198 48 202 A1 im Mittelfeldbereich zwischen Hauptreflektor und Subreflektor, also im Strahlengang etwas entfernt vom Horn, eine Schar von kleinen elektronisch schaltbaren Dipolantennen in den Strahlengang platziert. Die kleinen Dipolantennen können beispielsweise über eine PIN-Diode in Resonanzbedingung mit dem Empfangssignal geschaltet und wieder ausgeschaltet werden. Durch eine umlaufende Aktivierung der elektronisch schaltbaren Dipolantennen wird so das Antennendiagramm der Hochfrequenz-Reflektorantenne bewusst geändert. Die umlaufende, elektronisch schaltbare Veränderung der Richtcharakteristik kann sodann mit einem dazu synchron intern elektronisch umlaufenden Vektorsignal mit der Variation der Empfangssignalstärke korreliert werden. Aus der Korrelation der zeitlich und örtlich aktivierten Störelemente mit der dazu synchron variierenden Ziel- oder Empfangssignalstärke kann so wie bei dem mechanisch umlaufenden Störelement eine Richtungsinformation abgeleitet werden, in welcher sich ein außerhalb des Fokus der Hochfrequenz- Reflektorantenne befindliches Ziel oder befindliche Signalquelle befindet. Diese weitergebildete Hochfrequenz-Reflektorantenne hat den Vorteil, dass die Störelemente, die elektronisch schaltbaren Dipolantennen, elektronisch aktivierbar und deaktivierbar sind. Gleichwohl ist die Verwendung dieser Hochfrequenz-Reflektorantenne reduziert auf eine einmal vorgewählte Polarisation eines Sendesignals. Für den Empfang einer anders polarisierten Signalquelle ist es mithin notwendig, die elektronisch schaltbaren Elemente zwischen Subreflektor und Hauptreflektor mechanisch zu verändern und auf die neue Polarisation auszurichten.

Eine Hochfrequenz-Reflektorantenne, die gleichzeitig zum Empfangen und zum Senden eingesetzt wird, weist im Nah- und Mittelfeldbereich Unterschiede in den räumlichen Leistungsdichten des Hochfrequenzfeldes zwischen Empfang und Senden auf, die sich um bis zu 120 dB unterscheiden. Sofern nur der Empfang zur Richtungsdetek- tion beeinflusst werden soll, ist die Anordnung nach der Lehre der DE 100 41 996 A1 ausreichend. Sofern aber die Hochfrequenz-Reflektorantenne gleichzeitig oder wechselweise in den Sendebetrieb geschaltet wird, so können die elektronisch schaltbaren Störelemente und/oder die in unmittelbarer Nähe vorliegenden elektronischen VerSchaltungen auch die Sendeleistung der Hochfrequenz-Reflektorantenne in unerwünschter Weise empfangen. Daher ist es notwendig, die räumliche Positionierung der elektronisch schaltbaren Störelemente extrem präzise zu wählen. Bereits bei geringfügigen Änderungen der räumlichen Position der elektronisch schaltbaren Störelemente, beispielswese bei starker Erschütterung oder nach unsachgemäßer Justage der Hochfrequenz-Reflektorantenne, können die fehlpositionierten, elektronisch schaltbaren Störelemente durch die hohe Sendeleistung im besten Fall die Sendeleistung unerwünscht empfangen und in die Antennenelektronik rückkoppeln und im schlechtesten Fall die Elektronik der Hochfrequenz-Reflektorantenne zerstören.

Experimentelle Messungen der Feldeigenschaften im Mittelfeldbereich zwischen Hauptreflektor und Subreflektor einer Hochfrequenz-Reflektorantenne haben als Ergebnis, dass die Anordnung von Störelementen in diesem räumlichen Bereich zu brauchbaren Ergebnissen führt für eine stabile mechanische Anordnung und vergleichsweise geringe Empfindlichkeit der elektronisch schaltbaren Störelemente gegenüber einer erhöhten Sendeleistung bei geringfügiger ungewollter Dejustage. Der Mittelfeldbereich zwischen Hauptreflektor und Subreflektor ist in Bezug auf die Platzierung von elektronisch schaltbaren Störelementen aber ungeeignet, um dort gleichermaßen für verschiedene Polarisationen der Signalquelle geeignete, elektronisch schaltbare Störelemente unterzubringen.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Hochfrequenz-Reflektorantenne mit elektronisch schaltbaren Störelementen zur elektronischen Nachführung eines Ziels oder einer Signalquelle zur Verfügung zu stellen, die unempfindlich gegenüber geringfügiger Dejustage sind und die gleichzeitig eine sehr spezifische Wechselwirkung mit unterschiedlich polarisierter Sendersignalstrahlung zur Verfügung zu stellen.

Die der Erfindung zu Grunde liegende Aufgabe wird dadurch gelöst, dass die Elemente in die Aperturfläche des Horns hinein ragen und somit im Nahfeldbereich des Horns angeordnet sind. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben. Ein dazu korrespondierendes Verfahren zum elektronischen Nachführen der Hochfrequenz-Reflektorantenne ist in den Ansprüchen 5 bis 9 angegeben.

Nach der Erfindung ist vorgesehen, elektronisch schaltbare Elemente zur Beeinflussung der richtungsabhängigen Empfangscharakteristik so anzuordnen, dass diese in die freie Aperturfläche des Horns hineinragen und somit im Nahfeldbereich des Horns angeordnet sind.

Überraschender weise hat sich gezeigt, dass gerade in dem sehr gegenüber geringfügigen Störungen empfindlichen Nahfeldbereich eine richtungsabhängige Beeinflus- sung der Empfangscharakteristik der Hochfrequenz-Reflektorantenne möglich ist, und dabei in diesem Bereich sogar auch eine polarisationsspezifische Störung der richtungsabhängigen Empfangscharakteristik möglich ist.

Durch die Wahl der Anordnung von schaltbaren elektronischen Dipolen, die mit ihrer Dipolachse auf einer Tangente zu einer zum Horn koaxialen Helix angeordnet sind, ist deren Wechselwirkung in der Hochfrequenz-Reflektorantenne mit dem Feld einer zirkulär polarisierten Sendersignalstrahlung einerseits so gering, dass eine Zerstörung oder eine unerwünschte Rückkopplung des Sendesignals in die Elektronik zur Erzeugung eines Nachführungssignals und in die damit gekoppelte Empfangselektronik der Hochfrequenz-Reflektorantenne ausgeschlossen oder zumindest mit geringfügigen Mitteln unterdrückbar ist. Andererseits ist die zuvor genannte Wechselwirkung stark genug, um das Empfangssignal der Hochfrequenz-Reflektorantenne richtungsabhängig zu beeinflussen, um so die korrekte Richtung eines aus dem Fokus der Hochfrequenz-Reflektorantenne abgewanderten Ziels oder Signalquelle ableiten zu können.

Durch die Wahl der Anordnung von schaltbaren elektronischen Dipolen, die mit ihrer Dipolachse wechselweise entweder auf einer Parallelen zu einer Tangente 4.2 zur Mantelfläche 4.1 des Horns 4 oder parallel zur Hornachse 16 angeordnet sind, ist deren Wechselwirkung in der Hochfrequenz-Reflektorantenne mit dem Feld einer wahlweise vertikal oder horizontal polarisierten Sendersignalstrahlung einerseits so gering, dass eine Zerstörung oder eine unerwünschte Rückkopplung des Sendesignals in die Elektronik zur Erzeugung eines Nachführungssignals und in die damit gekoppelte Empfangselektronik der Hochfrequenz-Reflektorantenne ausgeschlossen oder zumindest mit geringfügigen Mitteln unterdrückbar ist. Andererseits ist die zuvor genannte Wechselwirkung stark genug, um das Empfangssignal der Hochfrequenz- Reflektorantenne richtungsabhängig zu stören, um so die korrekte Richtung eines aus dem Fokus der Hochfrequenz-Reflektorantenne abgewanderten Ziels oder Signalquelle ableiten zu können.

Um die richtungsabhängige Empfangscharakteristik im Antennendiagramm zu beeinflussen, hat es sich als besonders vorteilhaft erwiesen, wenn die Dipollänge für das K _u - Band zwischen 1 1 mm und 15 mm, bevorzugt etwa 13 mm und für das K _a -Band zwischen 6 mm und 10 mm, bevorzugt etwa 8 mm beträgt. Um diese kurzen Dipollängen elektronisch zu schalten, hat es sich daher als vorteilhaft erwiesen, wenn die einzelnen Dipole aus zwei kurzen, einander kollinear gegenüberliegenden elektrischen Leiterflächen bestehen, die von in SMD-Bauweise hergestellten, schaltbaren PIN-Dioden miteinander verschaltet werden. Um zu verhindern, dass Energie aus dem Hochfrequenzfeld durch in unmittelbarer Nähe zur PIN-Diode angeordnete Leiterbahnen empfangen oder durch diese Leiterbahnen abgeleitet wird, ist in vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung vorgesehen, dass die elektrischen Versorgungsleitungen für die elektronischen Komponenten senkrecht zur Hornachse, also radial dazu geführt werden und erst deutlich außerhalb der freien Aperturfläche des Horns eine axiale Richtungskomponente aufweisen, um dort eine elektrische Verbindung mit weiteren elektronischen Schaltelementen zur Verfügung zu stellen, wie beispielsweise Widerstände, Kondensatoren, Spulen oder als geometrische Figuren ausgebildete Leiterflächen, die als sogenannte Stubs eine Hochfrequenzwellenfalle bilden, innerhalb derer sich unerwünschte Wellenenergie totläuft und daher in Wärme verwandelt oder Widerstände und Kondensatoren zur Ausbildung eines Tiefpasses zur Blockierung der Weiterleitung von hochfrequenter Energie in die elektronischen Komponenten der weiteren Elektronik.

Um die richtungsabhängige Empfangscharakteristik gezielt zu beeinflussen, ist es nach einer Ausgestaltung der Erfindung vorgesehen, dass die Elemente zur Beeinflussung der richtungsabhängigen Empfangscharakteristik einzeln und/oder in Gruppen aktivierbar sind, bevorzugt durch ein hochfrequenzfähiges, elektronisches Schaltelement ein- und ausschaltbar oder abstimmbar sind. Es sollen also die einzelnen Störelemente wahlweise einzeln und/oder in Gruppen aktivierbar oder abstimmbar sein. Sofern zur Aktivierung eines Dipols eine PIN-Diode verwendet wird, ist eine Aktivierung durch einschalten der PIN-Diode vorgesehen. Es ist aber auch möglich, beispielsweise mit Hilfe von Tunnel-Dioden jeweils ein abstimmbares Element im Nahfeldbereich des Horns zu platzieren.

Es ist bekannt, zur Verbesserung der Richtungscharakteristik der Gesamtantenne beim Senden in Bezug auf die abgestrahlte Leistung das Horn mit einem Aufsatz zu versehen. Dieser Aufsatz weist in der Regel zur Innenseite verschiedene axiale oder radiale Umfangsnuten auf, um diese als Wellenfallen zu nutzen. In den Wellenfallen des Aufsatzes verlieren sich nach außen vagabundierende Strahlungskomponenten, die ohne die Verwendung des englischsprachig„corrugated horn" genannten Aufsatzes Strahlungsmaxima außerhalb eines vorgeschrieben kleinen Winkelbereiches er- zeugen und damit womöglich zum angepeilten Satellit benachbarte Satelliten stören würden. Da ein solcher Aufsatz die Aperturfläche des Horns um seine eigene Länge verschiebt und die Aperturfläche vergrößert, ist im Sinne der Erfindung gemeint, dass bei Verwendung des zuvor beschriebenen Aufsatzes anstelle der„freien Aperturfläche des Horns" die freie Aperturfläche des Aufsatzes tritt.

Die Erfindung wird anhand der folgenden Figuren näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 eine Ansicht auf eine erfindungsgemäße Hochfrequenz-Reflektorantenne vom Cassegrain- oder Gregory-Typ,

Fig. 2 eine Ausschnittsvergrößerung aus Figur 1 mit Darstellung der Elemente zur

Beeinflussung der richtungsabhängigen Empfangscharakteristik,

Fig. 3 eine Seitenansicht der Aperturöffnung des Horns mit darüber angeordneten

Elementen zur Beeinflussung der richtungsabhängigen Empfangscharakteristik,

Fig. 4... eine Draufsicht auf die Hornöffnung mit zwei Gruppen ringförmig angeordneter Elemente zur Beeinflussung der richtungsabhängigen Empfangscharakteristik, darin

Fig. 4.1 für zirkulär polarisierte Sendestrahlung, und

Fig. 4.2 für linear polarisierte Sendestrahlung,

Fig. 5... zwei Skizzen einer relativen Anordnung von Signalquelle und Hochfrequenz- Reflektorantenne mit eingezeichnetem, dreidimensionalen Antennendiagramm, darin

Fig. 5.1 für ein unverändertes Antennendiagramm,

Fig. 5.2 für ein verändertes Antennendiagramm,

Fig. 6 eine Skizze einer Abfolge unterschiedlich aktivierter Elemente zur Beeinflussung der richtungsabhängigen Empfangscharakteristik mit dazu eingezeichneter Signalempfangsstärke und Richtungsinformation am Beispiel für die Elemente, die zirkulär polarisierte Sendestrahlung beeinflussen,

Fig. 7 eine Skizze eines Aufsatzes auf dem Horn als Wellenfalle zur Verdeutlichung der freien Aperturfläche, wenn ein solcher Aufsatz verwendet wird. In Figur 1 ist eine gattungsgemäße Hochfrequenz-Reflektorantenne 1 vom Cassegrain oder Gregory-Typ dargestellt, aufweisend einen Hauptreflektor 2, einen Subreflektor 3 und ein Horn 4 zur Konvertierung der zu empfangenden, richtungsgebundenen elektromagnetischen Strahlung. In der hier dargestellten Hochfrequenz-Reflektorantenne 1 sind die nach dem Gedanken der Erfindung angeordneten Elemente 5.1 , 5.2, 5.3, 5.4, 5.5, 5.6, 5.7 und 5.8 zur Beeinflussung der richtungsabhängigen Empfangscharakteristik der Hochfrequenz-Reflektorantenne 1 verwirklicht, welche in die freie Aperturfläche 6 des Horns 4 hinein ragen und somit im Nahfeldbereich 7 des Horns 4 angeordnet sind. Der eingekreiste Bereich A um den Subreflektor 3 und das Horn 4 ist in der folgenden Figur, Figur 2, vergrößert dargestellt.

In Figur 2 befinden sich am Rand des Horns 4 insgesamt acht Elemente 5.1 , 5.2, 5.3, 5.4, 5.5, 5.6, 5.7 und 5.8 zur Beeinflussung der richtungsabhängigen Empfangscharakteristik der Hochfrequenz-Reflektorantenne 1 , wobei jeweils vier der acht Elemente 5.1 , 5.2, 5.3, 5.4, 5.5, 5.6, 5.7 und 5.8, nämlich eine erste Gruppe G1 bestehend aus Elementen 5.1 , 5.3, 5.5 und 5.7 sowie eine zweite Gruppe G2, bestehend aus Elementen 5.2, 5.4, 5.6 und 5.8 je eine gemeinsame Gruppe von Elementen zur Beeinflussung gegenläufig zirkulär polarisierter Hochfrequenzstrahlung bilden. Diese in zwei Gruppen G1 und G2 aufgeteilten Elemente 5.1 , 5.2, 5.3, 5.4, 5.5, 5.6, 5.7 und 5.8 ragen soweit in die freie Aperturfläche 6 des Horns 4 hinein, dass sie gerade eben in den sehr gegenüber Störungen empfindlichen Nahfeldbereich 7 hineinragen. Um die Wechselwirkung der Elemente 5.1 , 5.2, 5.3, 5.4, 5.5, 5.6, 5.7 und 5.8 im Sendebetrieb der Hochfrequenz-Reflektorantenne 1 mit dem Hochfrequenzfeld der Sendestrahlung auszuschließen, weisen die auf den Elementen 5.1 , 5.2, 5.3, 5.4, 5.5, 5.6, 5.7 und 5.8 vorhandenen Dipole 5.1.1 , 5.2.1 , 5.3.1 , 5.4.1 , 5.5.1 , 5.6.1 , 5.7.1 und 5.8.1 eine für die Frequenz des zu empfangenden Senders eine spezifische Länge auf, die bei der Sendefrequenz eine deutlich geringere Wechselwirkung mit dem Hochfrequenzfeld der Sendestrahlung zeigen. Dennoch bedeutet jedwede Positionierung von metallischen Leitern im Nahfeldbereich 7 des Horns 4 einer Hochfrequenz-Reflektorantenne 1 eine nur schwer bis gar nicht vorhersehbare Störung des dort vorherrschenden Hochfrequenzfeldes, die es nach Möglichkeit zu vermeiden gilt. Überraschender Weise bleibt jedoch eine Beeinflussung des Hochfrequenzfeldes im Nahfeldbereich 7 im Sendebetrieb der Hochfrequenz-Reflektorantenne 1 aus, zumindest aber ist die Wechselwirkung zwischen den Elementen 5.1 , 5.2, 5.3, 5.4, 5.5, 5.6, 5.7 und 5.8 und der Hoch- frequenzstrahlung im Nahfeldbereich 7 so gering, dass die hohe Leistung der Hochfrequenz-Reflektorantenne 1 im Sendebetrieb nicht in eine hier nicht dargestellte Steuerungselektronik 10, die dem Horn 4 und den Elementen 5.1 , 5.2, 5.3, 5.4, 5.5, 5.6, 5.7 und 5.8 nachgeschaltet ist, zurück gekoppelt wird. Das überraschende Verhalten der Elemente 5.1 , 5.2, 5.3, 5.4, 5.5, 5.6, 5.7 und 5.8 wird mutmaßlich darauf zurückgeführt, dass im Sendebetrieb der Hochfrequenz-Reflektorantenne das Nahfeld 1 1 des Horns 4 anders strukturiert ist als im Empfangsbetrieb der Hochfrequenz-Reflektorantenne 1 . Die unterschiedliche Strukturierung des Nahfelds 1 1 mag noch nachvollziehbar sein, da die für den Sendebetrieb notwendige, hier nicht dargestellte Strahlungsquelle 12 am Ende des mit dem Horn 4 verbundenen, hier nicht dargestellten Hohlleiters 13 ein geringfügig anderes Nahfeld 1 1 ' aufbaut als dies im Empfangsbetrieb der Hochfrequenz-Reflektorantenne 1 dort vorliegt. Die exakte Strukturierung des Nahfeldes 1 1 und 1 1 ' ist aber selbst mit computerunterstützten Mitteln zur theoretischen Simulation der Welleneigenschaften im Nahfeld 1 1 und 1 1 ' einer Cassegrain- oder einer Gregory- Antenne nur unzureichend möglich.

Um eine in Bezug auf eine zirkuläre Polarisation der Hochfrequenzstrahlung spezifische Signalquellenverfolgung zu ermöglichen, sind die Elemente 5.1 , 5.2, 5.3, 5.4, 5.5, 5.6, 5.7 und 5.8 in den beiden Gruppen G1 , bestehend aus den hier ungerade bezifferten Elementen 5.1 , 5.3, 5.5 und 5.7, und G2 mit den hier gerade bezifferten Elementen 5.2, 5.4, 5.6 und 5.8, so angeordnet, dass auf diesen Elementen 5.1 , 5.2, 5.3, 5.4, 5.5, 5.6, 5.7 und 5.8 angeordnete, elektronisch schaltbare Dipolanordnungen 5.1 .1 , 5.3.1 , 5.5.1 , 5.7.1 und 5.2.1 , 5.4.1 , 5.6.1 und 5.8.1 mit ihrer Dipolachse 15 (Figur 4.1 ) tangential an einer zur Hornachse 16 koaxialen Helix 17 angeordnet sind.

Um eine in Bezug auf eine lineare Polarisation der Hochfrequenzstrahlung spezifische Signalquellenverfolgung zu ermöglichen, sind die Elemente 5.1 ', 5.2', 5.3', 5.4', 5.5', 5.6', 5.7' und 5.8' in den beiden Gruppen G1 \ bestehend aus den hier ungerade bezifferten Elementen 5.1 ', 5.3', 5.5' und 5.7', und G2' mit den hier gerade bezifferten Elementen 5.2', 5.4', 5.6' und 5.8', so angeordnet, dass auf diesen Elementen 5.1 ', 5.2', 5.3', 5.4', 5.5', 5.6', 5.7' und 5.8' angeordnete, elektronisch schaltbare Dipolanordnungen 5.1 .1 ', 5.3.1 ', 5.5.1 ', 5.7.1 ' und 5.2.1 ', 5.4.1 ', 5.6.1 ' und 5.8.1 ' wechselweise mit ihrer Dipolachse 15' (Figur 4.2) einmal parallel zu einer Tangente 4.2 der Mantelfläche 4.1 und einmal parallel zur Hornachse 16 angeordnet sind. In Figur 3 ist eine seitliche Ansicht des Horns 4 gemeinsam mit dem Subreflektor 3, hier der Subreflektor einer Cassegrain-Antenne, dargestellt. In Figur 3 ist zur Verdeutlichung der zu einer Helix 17 tangential ausgerichteten, elektronisch schaltbaren Dipolanordnungen 5.1 .1 , 5.3.1 , 5.5.1 , 5.7.1 sowie 5.2.1 , 5.4.1 , 5.6.1 und 5.8.1 eine gedachte Helix 17 dargestellt, wobei die Steigung der Helix 17 nicht unbedingt der Steigung des zu empfangenden elektrischen, zirkulär polarisierten Feldes entspricht. Bei einer Wellenlänge des Hochfrequenzfeldes von wenigen Millimetern ist diese in Figur 3 skizzierte Steigung deutlich zu flach. Vielmehr entspricht die Steigung der gedachten Helix 17, an welcher die schaltbaren Dipolanordnungen 5.1 .1 , 5.3.1 , 5.5.1 , 5.7.1 sowie 5.2.1 , 5.4.1 , 5.6.1 und 5.8.1 tangential angeordnet sind, mutmaßlich der Ausrichtung des örtlich ausgedehnten elektrischen Feldes im Nahfeldbereich 7 des Horns 4.

Die eingangs erwähnten, schaltbaren Dipolanordnungen sind in den beiden Figuren 4.1 und 4.2 durch eine Aufsicht auf das offene Horn 4 dargestellt.

Deutlich ist Figur 4.1 zu entnehmen, dass für die Zirkularpolarisation auf den Elementen 5.1 , 5.2, 5.3, 5.4, 5.5, 5.6, 5.7 und 5.8 schaltbare, Dipolanordnungen 5.1 .1 , 5.3.1 , 5.5.1 , 5.7.1 sowie 5.2.1 , 5.4.1 , 5.6.1 und 5.8.1 aufsitzen, die mit ihrer Dipolachse 15 entlang einer tangentialen Richtung einer rechts- und einer links gewundenen Helix 17 und 17' ausgerichtet sind. Die schaltbaren Dipolanordnungen 5.1 .1 , 5.3.1 , 5.5.1 , 5.7.1 sowie 5.2.1 , 5.4.1 , 5.6.1 und 5.8.1 bestehen dabei jeweils aus auf einen dielektrischen Träger aufgebrachten Leiterbahnenelementen 18 und 18', die koaxial einander gegenüberliegen und in der vorliegenden Schaltung über ein elektronisches Schaltelement 19, beispielsweise eine PIN-Diode, miteinander elektrisch leitend verbunden werden. Im elektrisch leitfähigen Zustand des elektronischen Schaltelements 19 bilden die Leiterplattenelemente 18 und 18' gemeinsam mit dem leitfähigen elektronischen Schaltelement 19 eine sehr kleine Dipolantenne, die bei deren Aktivierung eine im Zeitverlauf rampenartige, räumlich lokal begrenzte Impedanzveränderung des Nahfeldbereiches 7 bewirken. Sofern das elektronische Schaltelement 19 zwischen zwei Leiterbahnelementen 18 und 18' in einen nicht leitfähigen Zustand gebracht wird, bei PIN-Dioden durch Abschaltung einer Gleichspannung über den beiden Leiterplattenelementen 18 und 18', wird die Resonanzbedingung unterbrochen, zumindest aber die Impedanzveränderung des Nahfeldbereiches 7 verringert, die unter anderem von der Länge des elektrisch leitfähigen Dipols abhängt. Da die individuelle Dipolanordnung nach Abschalten des elektronischen Schaltelements 19 nicht mehr in Resonanz mit dem loka- len Hochfrequenzfeld steht, zumindest aber die Impedanz des Nahfeldbereiches 7 nur noch geringfügig verändert, absorbiert sie keine, zumindest aber weniger Strahlung und beeinflusst daher nicht oder zumindest in weit geringerem Maße das elektromagnetische Hochfrequenzfeld im Nahfeldbereich 7. Nach dem Gedanken der Erfindung ist nicht unbedingt vorgesehen, etwa einen Teil der Empfangsleistung im räumlichen Bereich, der durch die schaltbaren Dipolanordnungen 5.1.1 , 5.3.1 , 5.5.1 , 5.7.1 sowie 5.2.1 , 5.4.1 , 5.6.1 und 5.8.1 abgeschattet wird, der Gesamtempfangsleistung durch elektrische Ableitung zu entnehmen, sondern es ist vielmehr Gedanke der Erfindung, im Nahfeldbereich 7 Knotenstellen zu positionieren, welche die Ausbildung der im Nahfeldbereich 7 stehenden Welle verändert. Diese Veränderung der Randbedingungen zur Ausbildung einer komplex strukturierten Nahfeldwelle unterscheidet sich deutlich von beispielsweise seitlich an das Horn 4 angebrachte Hohlleiter mit einem schaltbaren Element zum regelrechten Kurzschluss von einer vorgewählten, unerwünschten Mode, beispielsweise einer TEM ₀ o, TEM ₀ i oder anderen Moden, zum selektiven Frequenzempfang einer nicht kurz geschlossenen Mode.

Um die Wechselwirkung der elektrischen Versorgungsleitungen 20 für das elektronische Schaltelement 19 mit dem lokalen Hochfrequenzfeld zu minimieren, ist nach einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung vorgesehen, dass diese als Leiterbahnen ausgestalteten Versorgungsleitungen 20 radial zur Hornachse 16 verlaufen und erst deutlich außerhalb der freien Aperturfläche 6 des Horns 4 eine zur Hornachse 16 parallele Richtungskomponente aufweisen. Durch diese Anordnung der Versorgungsleitungen 20 wird verhindert, dass elektromagnetische Strahlung im Sendebetrieb in unerwünschter Weise in die hier nicht dargestellte Steuerungselektronik 10 rückgekoppelt wird.

Figur 4.2 ist zu entnehmen, dass für die lineare Polarisation auf den Elementen 5.1 ', 5.2', 5.3', 5.4', 5.5', 5.6', 5.7' und 5.8' schaltbare, Dipolanordnungen 5.1.1 ', 5.3.1 ', 5.5.1 ', 5.7.1 ' sowie 5.2.1 ', 5.4.1 ', 5.6.1 ' und 5.8.1 ' aufsitzen, die mit ihrer Dipolachse 15' wechselweise mit ihrer Dipolachse 15' einmal parallel zu einer Tangente 4.1 der Mantelfläche 4.2 und einmal parallel zur Hornachse 16 angeordnet sind. Die Elemente 5.1 ', 5.2', 5.3', 5.4', 5.5', 5.6', 5.7' und 5.8' wirken im Prinzip identisch wie die für die Zirkularpolarisation beschriebenen Elemente 5.1 , 5.2, 5.3, 5.4, 5.5, 5.6, 5.7 und 5.8, jedoch ist deren räumliche Ausrichtung gegenüber der räumlichen Ausrichtung der Elemente für die Zirkularpolarisation verändert. Wie die Elemente für die Zirkularpola- risation sind die Elemente 5.1 ', 5.2', 5.3', 5.4', 5.5', 5.6', 5.7' und 5.8' für die zueinander senkrechte horizontale und vertikale Polarisation in zwei Gruppen aufgeteilt, nämlich Gruppe G1 ' bestehend aus den Elementen 5.1 ', 5.3', 5.5', und 5.7' und Gruppe G2' bestehend aus den Elementen 5.2', 5.4', 5.6', und 5.8'. Die erste Gruppe G1 ' weist also etwa in der 12:00-Position und etwa in der O6:00-Position jeweils ein Element 5.1 ' und 5.5' auf, deren darauf positionierter Dipol 5.1 .1 ' und 5.5.1 ' jeweils parallel zur Hornachse 16 axial ausgerichtet ist. In der ca. O9:00-Position und der ca. 03:00 Position hingegen sind Elemente 5.3' und 5.7' angeordnet, deren Dipole 5.3.1 ' und 5.7.1 ' parallel zu einer Tangente 4.2 der Mantelfläche 4.1 des Horns 4 ausgerichtet sind.

Diese erste Gruppe G1 ' zeigt eine Wechselwirkung mit einer in dieser Ansicht vertikalen Linearpolarisation der sich auf die Aperturfläche 6 des Horns 4 zu bewegenden Wellenfront. Bezogen auf den vertikal ausgerichteten elektrischen Vektor der Vertikalpolarisation sind die beiden Dipole 5.3.1 ' und 5.7.1 ' korrespondierend dazu vertikal ausgerichtet und die beiden Dipole 5.1 .1 ' und 5.5.1 ' der Elemente 5.1 ' und 5.5' sind axial ausgerichtet, entsprechend dem räumlichen Phasenunterschied des Hochfrequenzfeldes in der Ausbreitungsrichtung der sich auf die Aperturfläche 6 zu bewegenden Wellenfront. Die räumliche Ausrichtung der Dipole 5.1 .1 ' und 5.5.1 ', nämlich die axiale Richtung des Horns 4, die mit der Ausbreitungsrichtung der sich auf die

Aperturfläche 6 zu bewegenden Wellenfront einher geht, ist dafür ursächlich, dass diese Dipole sowohl von horizontal polarisierten Wellenfronten wie auch mit vertikal polarisierten Wellenfronten in Wechselwirkung stehen. Jede Gruppe von G1 ' und G2' hat also je zwei Elemente, die polarisationsspezifisch und zwei Elemente, die polarisati- onsunspezifisch wirken. Um die Wechselwirkung aller Dipole polarisationsspezifisch zu machen, ist vorgesehen, dass die Dipole auf den Elementen 5.1 ' und 5.5' sich in radialer Richtung erstrecken und dabei mit einem geringen Teil der Dipollänge in die freie Aperturfläche 6 des Horns 4 hinein ragen.

Die zweite Gruppe G2' zeigt eine Wechselwirkung mit einer in dieser Ansicht horizontalen Linearpolarisation der sich auf die Aperturfläche 6 des Horns 4 zu bewegenden Wellenfront. Bezogen auf den horizontal ausgerichteten elektrischen Vektor der Horizontalpolarisation sind die beiden Dipole 5.8.1 ' und 5.4.1 ' korrespondierend dazu etwa horizontal ausgerichtet und die beiden Dipole 5.2.1 ' und 5.6.1 ' der Elemente 5.2' und 5.6' sind axial ausgerichtet, entsprechend dem räumlichen Phasenunterschied des Hochfrequenzfeldes in der Ausbreitungsrichtung der sich auf die Aperturfläche 6 zu bewegenden Wellenfront. Die räumliche Ausrichtung der Dipole 5.2.1 ' und 5.6.1 ', nämlich die axiale Richtung des Horns 4, die mit der Ausbreitungsrichtung der sich auf die Aperturfläche 6 zu bewegenden Wellenfront einher geht, ist dafür ursächlich, dass diese Dipole sowohl von horizontal polarisierten Wellenfronten wie auch mit vertikal polarisierten Wellenfronten in Wechselwirkung stehen. Um die Wechselwirkung aller Dipole polarisationsspezifisch zu machen, ist vorgesehen, dass die Dipole auf den Elementen 5.2' und 5.6' sich in radialer Richtung erstrecken und dabei mit einem geringen Teil der Dipollänge in die freie Aperturfläche 6 des Horns 4 hinein ragen.

Die Auswirkung der Beeinflussung der Empfangscharakteristik einer Hochfrequenz- Reflektorantenne ist in Figur 5 dargestellt. In Figur 5 ist ein Reflektor 30 mit einer darauf projizierten Empfangskeule 31 dargestellt. Empfangskeule 31 ist ein dreidimensional dargestellter Graph, der den räumlich abhängigen Antennengewinn, als Verbesserung der Empfangssignalstärke gegenüber einer Antenne ohne Reflektor als zusammenhängende Fläche einer in Polarkoordinaten dargestellten Auftragung abbildet. Empfangskeule 31 hat also keine räumliche Ausdehnung oder eine sonst wie geartete räumliche Struktur. Vielmehr bildet sie in Abhängigkeit zweier Raumwinkel, nämlich Azimuth, welcher auf der Erdoberfläche in mittleren Breitengraden im Wesentlichen der Himmelsrichtung entspricht, und Elevation, welche auf der Erdoberfläche in mittleren Breitegraden im Wesentlichen dem Winkel über dem Horizont entspricht, die oben genannte Verbesserung als linearer oder logarithmischer Faktor ab. In Richtung der Symmetrieachse 32 des Reflektors 30 weist die Hochfrequenz-Reflektorantenne den höchsten Antennengewinn auf. Für einen möglichst signalstarken Empfang einer Signalquelle, beispielsweise eines Satellitensignals von hier skizziertem Satellit 33, ist die Symmetrieachse 32 exakt auf die Position des angepeilten Satelliten 33 ausgerichtet. Diese ideale Situation ist in der linken Unterfigur 5.1 von Figur 5 dargestellt. Satelliten, die sich aufgrund ihres Alters auf einem sogenannten Inclined-Orbit, einer nicht mehr exakt geostationären Bahn um die Erde mit gegenüber der idealen Eklipse angewinkelten Eklipse mit zumeist elliptischer Bahn befinden, beschreiben gegenüber dem bewegten Beobachter auf der Erdoberfläche eine achtförmige Bahn 34. Um diese Bahn 34 mit einer kleinen Hochfrequenz-Reflektorantenne zu verfolgen ist vorgesehen, dass die Ausrichtung der Hochfrequenz-Reflektorantenne beispielsweise eines mobilen Übertragungswagens einer Rundfunkanstalt oder auch die Ausrichtung einer Kommunikationsantenne eines Handels-, Passagier- oder Kriegsschiffes, schließlich auch die Kommunikationsantenne eines Flugzeuges oder die einer Rakete stets der veränderlichen, relativen Position des Satelliten 33 folgt. Hierzu werden die schaltbaren Dipolanordnungen 5.1 .1 , 5.3.1 , 5.5.1 , 5.7.1 sowie 5.2.1 , 5.4.1 , 5.6.1 und 5.8.1 in veränderlichen Mustern, meist jedoch der Reihe nach, aktiviert und während der Aktivierung wird die Signalempfangsstärke 41 der Signalquelle gemessen. Sofern die Signalempfangsstärke 41 bei einem vorgegeben transienten Aktivierungsmuster deutlich schwächer wird oder auch stärker, weil die Empfangskeule 31 von ihrer Struktur her verändert ist, so ist dies ein Indikator für eine Signalquelle außerhalb der Ausrichtung der Symmetrieachse 32 der Hochfrequenz-Reflektorantenne 1. Durch Korrelation des Aktivierungsmusters der elektronisch schaltbaren Dipolanordnungen 5.1.1 , 5.3.1 , 5.5.1 , 5.7.1 sowie 5.2.1 , 5.4.1 , 5.6.1 und 5.8.1 mit der Signalempfangsstärke 41 , die mit dem Antennendiagramm 40 korreliert, lässt sich eine Richtungsinformation ableiten, in welche Richtung die Hochfrequenz-Reflektorantenne 1 durch elektromechani- sche oder hydraulische Stellorgane bewegt werden kann, um die Symmetrieachse 32 der Hochfrequenz-Reflektorantenne 1 , die je nach Stellung der Empfangseinheit an der Hochfrequenz-Reflektorantenne 1 durch die Symmetrieachse 32 der Empfangskeule 31 vorgegeben ist, wieder auf die Symmetrieachse 32 der Empfangskeule 31 auszurichten.

In der rechten Unterfigur 5.2 von Figur 5 ist dargestellt, wie die Empfangskeule 31 ' durch gezielte Veränderung der räumlichen Empfangscharakteristik eine Einbuchtung aufweist, was mit einer Verringerung der Empfangssignalstärke 41 in diesem räumlichen Bereich einhergeht. Um die Empfangskeule zweidimensional darzustellen, ist über der eingedellten Empfangskeule 31 ' ein dazu zweidimensionales, perspektivisch verzerrtes Antennendiagramm 40 eingezeichnet.

Die Veränderlichkeit der Empfangskeule 31 mit unterschiedlichen Aktivierungsmustern der elektronisch schaltbaren Dipolanordnungen ist in der nächsten Figur, Figur 6, dargestellt.

In Figur 6 ist ein Blick in das offene Horn 4 entlang der Symmetrieachse 32 der Empfangskeule 31 ' mit acht verschiedenen Aktivierungsmustern der elektronisch schaltbaren Dipolanordnungen 5.1 .1 , 5.3.1 , 5.5.1 , 5.7.1 sowie 5.2.1 , 5.4.1 , 5.6.1 und 5.8.1 dargestellt. In dieser Skizze bedeutet eine schwarz ausgefüllte Fläche des jeweils eingezeichneten Elements 5.1 , 5.2, 5.3, 5.4, 5.5, 5.6, 5.7 und 5.8 die Aktivierung der je- weils auf dem jeweiligen Element 5.1 , 5.2, 5.3, 5.4, 5.5, 5.6, 5.7 und 5.8 aktvierten Dipolanordnung 5.1.1 , 5.3.1 , 5.5.1 , 5.7.1 sowie 5.2.1 , 5.4.1 , 5.6.1 und 5.8.1 . Um die skizzierte Öffnung des Horns 4 mit den Elementen 5.1 .1 , 5.3.1 , 5.5.1 , 5.7.1 sowie 5.2.1 , 5.4.1 , 5.6.1 und 5.8.1 ist das Profil der Empfangskeule 31 ', des nur für den Azi- muth dargestellten, zweidimensionalen Antennendiagramms 40 dargestellt, wie es ich in Figur 5.2 aus Sicht des Ziels oder der Signalquelle darstellen würde. An der linken oberen Ecke in Figur 6 angefangen, ist eine elektronisch schaltbare Dipolanordnung 5.1.1 auf dem geschwärzt dargestellten Element 5.1 in O9:00-Position aktiviert. In Folge dessen wird -hier beispielhaft angenommen-, die Empfangssignalstärke 41 im Sig- nalintensitäts-Zeit-Diagramm 42, das Signalintensität I gegenüber der Zeit t darstellt, einer in Bezug in diese Richtung abgewanderte Signalquelle verringert, wie es in dem nahezu kreisrunden Antennendiagramm 40 mit einer Einbuchtung in O9:00-Position dargestellt ist. In diesem Beispiel werden die elektronisch schaltbaren Dipolanordnungen 5.1 .1 , 5.3.1 , 5.5.1 , 5.7.1 der Reihe nach und einander in den Schaltzeiten t=1 , t=2, t=3, t=4, t=5, t=6, t=7 und t=8 überlappend aktiviert, was mit einer Verringerung der Empfangssignalstärke 41 einer in die jeweilige Richtung abgewanderten Signalquelle korreliert. Sofern eine Signalquelle -hier beispielhaft- in ca. 1 1 :00-Richtung abgewandert ist, wird die Empfangssignalstärke 41 über einen Zyklus bei exakt diesem Aktivierungsmuster, in diesem Beispiel bei t=2 verringert werden, was durch die zeitlich aufgetragene Empfangssignalstärke 41 dargestellt ist. Die Hochfrequenz- Reflektorantenne 1 müsste zum Nachführen also in die ca. 1 1 :00-Richtung nachgeführt werden, um die Signalempfangsstärke 41 für alle Aktivierungsmuster bei t=1 , t=2, t=3, t=4, t=5, t=6, t=7 und t=8 zu vereinheitlichen. Es ist an dieser Stelle wichtig herauszustellen, dass durch die elektronisch schaltbaren Dipole die Ausbildung des Nahfeldes 1 1 in der Hochfrequenz-Reflektorantenne 1 verändert wird. Somit ist die Korrelation des Aktivierungsmusters bei t=1 , t=2, t=3, t=4, t=5, t=6, t=7 und t=8 mit einer Veränderung der Signalempfangsstärke 41 abhängig von der exakten Ausbildung der Hochfrequenzwelle im Nahfeld 1 1 . Die in Figur 5, Unterfigur 5,2 dargestellte, einge- dellte Empfangskeule 31 ' ist hier nur beispielhaft dargestellt. Die tatsächliche Änderung des dreidimensionalen Antennendiagramms ist weit komplexer und geht mit einer Verzerrung und auch Verdrehung der Keulenform einher. Zur Messung der Abwanderung eines Ziels oder einer Signalquelle werden die in Figur 6 beispielhaft acht dargestellten Muster der Reihe nach aktiviert und gleichzeitig mit der Aktivierung wird die Signalintensitätsstärke 41 gemessen. Dabei durchläuft die Messung einen Zyklus von t=1 über t=2, t=3, t=4, t=5, t=6, t=7 bis t=8 und beginnt dort wieder mit einem weiteren Zyklus, der identisch abläuft wie beim Start bei t=1 . Dieser Zyklus wird mit einer Frequenz von 10 Hz bis 100 Hz, von 100 Hz bis 1 .000 Hz oder von 1 .000 Hz bis 1 MHz durchlaufen und wenn eine Abschwächung der Signalempfangsstärke festgestellt wird, dann wird entsprechend des bekannten Aktivierungsmusters eine Richtungsinformation erzeugt, in welche die Hochfrequenz-Reflektorantenne nachgeführt werden muss. Es ist zum Nachführen nicht notwendig, dass die Signalstörung ständig durchgeführt wird. Vielmehr ist es auch möglich, die Messung der Ziel- oder Signalquellendrift auch intermittierend durchzuführen.

Das erfindungsgemäße Verfahren zeichnet sich also aus durch einzelnes oder gruppenweises Aktivieren und/oder Abstimmen der Elemente zur Beeinflussung der richtungsabhängigen Empfangscharakteristik, Korrelieren mindestens einer Signalstärke von mindestens einer Empfangseinheit mit dem Aktivierungs- und/oder Abstimmungsmuster der Elemente zur Beeinflussung der Empfangscharakteristik und das Bereitstellen von Steuersignalen zur mechanischen Richtungsveränderung der Hochfrequenz-Reflektorantenne in Abhängigkeit der gemessenen Korrelation. Dabei ist vor ^¬ gesehen, dass die Steuersignale zur mechanischen Richtungsveränderung der Hochfrequenz-Reflektorantenne aus der Korrelation eines mit der gruppenweisen Aktivierung und/oder Abstimmung der Elemente zur Beeinflussung der richtungsabhängigen Empfangscharakteristik einhergehenden Veränderung der Signalstärke von mindestens einer Empfangseinheit erzeugt werden. Dabei können die Elemente zur Beeinflussung der richtungsabhängigen Empfangscharakteristik in Bezug auf ihre räumliche Anordnung punktsymmetrisch, rotierend oder zufällig mit gleichbleibender oder zufällig variabler Frequenz aktiviert und/oder abgestimmt werden. Die Aktivierungsmusterfolge ist dabei von untergeordneter Bedeutung, sofern die Musterabfolge schnell genug geschieht, beispielsweise 10 Hz bis 100 Hz, 100 Hz bis 1 .000 Hz oder auch 1 .000 Hz bis 1 MHz, um einen unterbrechungsfreien Empfang zu gewährleisten.

Da die Empfangssignalstärke 41 stark und variieren kann, was von atmosphärischen Störungen, unerwünschten Schwebungen mit benachbarten Frequenzen oder anderen Störeinflüssen abhängen kann, ist in Ausgestaltung der Erfindung vorgesehen, die Empfangssignalstärke 41 nicht statisch mit der Aktivierung eines spezifischen Aktivierungsmusters zu Zeiten t=1 , t=2, t=3, t=4, t=5, t=6, t=7 und t=8 zu korrelieren, sondern die einzelnen Aktivierungsmuster mit einer vorgegebenen Frequenz der Reihe nach in einer Schleife durchlaufen zu lassen, so dass die in Figur 5.2 dargestellte Einbuchtung im Antennendiagramm im Kreis läuft. Die so modulierte Empfangssignalstärke 41 wird über mit einen Lock-In-Verstärker einer weiteren Stufe zur Phasenkorrelation zugeführt, wobei diese Stufe zur Phasenkorrelation die Phase des Aktivierungsmusters, das kreisrund läuft, mit der Phase des Signals aus dem Lock-In-Verstärker korreliert. Aus der Phasenkorrelation lässt sich so ebenfalls eine Richtungsinformation ableiten, die im Unterschied zur statischen Korrelation von Aktivierungsmuster zu Richtung den Vorteil hat, dass störende und in unerwünschter Weise auf das zu empfangende Hochfrequenz-Signal aufmodulierte Frequenzen unterdrückt und Richtungsinformationen sicherer abgeleitet werden können.

Um die Richtung der Hochfrequenz-Reflektorantenne 1 zu ändern, kann eine elektro- mechanische Stelleinrichtung vorgesehen sein oder eine hydraulische Verstelleinrich- tung. Schließlich kann für hochpräzise Ausrichtung der Hochfrequenz- Reflektorantenne 1 auch ein peristaltischer Piezo- otor die Stellung der Freiheitsgrade der ausrichtbaren Hochfrequenz-Reflektorantenne verändern. Um zu verhindern, dass bei bewegten Hochfrequenz-Reflektorantennen, beispielsweise bei einem fahrenden Übertragungswagen einer Rundfunkanstalt, einem auf See befindlichen Schiff, einem in Bewegung befindlichen Flugzeug oder einer im Flug befindlichen Rakete mechanische Resonanzfrequenzen der Hochfrequenz-Reflektorantenne 1 mit Dimensionen von 40 cm Spiegeldurchmesser bis 3 m Spiegeldurchmesser und des Trägersystems angeregt werden, ist nach einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung vorgesehen, dass die Aktivierungsmuster entfernt von einer gemessenen, mechanischen Resonanzfrequenz oder zufällig variiert werden mit zufällig variierender Frequenz. Dies sorgt dafür, dass Befestigungen und Trägerelemente sich nicht durch resonante Schwingungen über die Einsatzzeit lösen.

In Figur 7 ist schließlich ein Aufsatz auf ein Horn dargestellt, ein sogenannter Rillen- hornstrahler 50, welcher als Wellenfalle zur Vermeidung unerwünschter Nebenmaxima eines gerichteten Strahles dient. Wenn ein Rillenhornstrahler als Wellenfalle und zur besseren Fokussierung des Sendestrahls eingesetzt wird, dann tritt an die Stelle der freien Aperturfläche 6 des Horns 4 die freie Aperturfläche 51 des Rillenhornstrahlers 50, zur Platzierung der Elemente. B E Z U G S Z E I C H E N L I S T E

Hochfrequenz- 5.5 Element

Reflektorantenne 5.5' Element

Hauptreflektor 5.5.1 Dipolanordnung

Subreflektor 5.5.1' Dipolanordnung

Horn 5.6 Element

Mantelfläche 5.6' Element

Tangente 5.6.1 Dipolanordnung

Element 5.6.1' Dipolanordnung

Element 5.7 Element

Dipolanordnung 5.7' Element

Dipolanordnung 5.7.1 Dipolanordnung

Element 5.7.1' Dipolanordnung

Element 5.8 Element

Dipolanordnung 5.8' Element

Dipolanordnung 5.8.1 Dipolanordnung

Element 5.8.1' Dipolanordnung

Element 6 Aperturfläche

Dipolanordnung 7 Nahfeldbereich

Dipolanordnung 10 Steuerungselekronik

Element 11 Nahfeld

Element 11' Nahfeld

Dipolanordnung 12 Strahlungsquelle

Dipolanordnung 13 Hohleiter Dipolachse 33 Satellit ' Dipolachse 34 Bahn

Hornachse

Helix 41 Signalempfangsstärke ' Helix 42 Signalintensitäts-Zeit-Diag Leiterplattenelement

' Leiterplattenelement 50 Rillenhornstrahler

Schaltelement 51 Aperturfläche

Reflektor

Empfangskeule I Signalintensität

' Empfangskeule t Zeit

Symmetrieachse