L’invention concerne le domaine de l’analyse de défauts impactant des lignes de transmission, tels que des câbles électriques.

Plus précisément, l’invention concerne le domaine particulier de la réflectométrie appliquée au diagnostic filaire qui englobe le domaine de la détection, la localisation et la caractérisation de défauts dans des lignes de transmission simples ou des réseaux filaires complexes.

L’invention concerne un système de réflectométrie utilisant des signaux binaires ou binarisés permettant de réduire significativement la complexité de mise en oeuvre d’un tel système de par la diminution des calculs et de la taille mémoire utilisée et l’augmentation de la vitesse d’exécution.

Les méthodes de réflectométrie connues fonctionnent selon le procédé suivant. Un signal de référence maîtrisé, par exemple un signal impulsionnel ou encore un signal multi-porteuses, est injecté à une extrémité du câble à tester. Plus généralement, dans les méthodes modernes de réflectométrie, le signal de référence utilisé est choisi en fonction de ses propriétés d’intercorrélation. Le signal se propage le long du câble et se réfléchit sur les singularités qu’il comporte.

Une singularité dans un câble correspond à une modification des conditions de propagation du signal dans ce câble. Elle résulte le plus souvent d’un défaut qui modifie localement l’impédance caractéristique du câble en provoquant une discontinuité dans ses paramètres électriques linéiques.

Le signal réfléchi est rétro-propagé jusqu’au point d’injection, puis est analysé par le système de réflectométrie. Le retard entre le signal injecté et le signal réfléchi permet de localiser une (ou plusieurs) singularité(s), correspondant à un défaut électrique, dans le câble. Un défaut peut résulter d’un court circuit, d’un circuit ouvert ou encore d’une dégradation locale du câble voire d’un simple pincement du câble.

Les signaux utilisés par les systèmes de réflectométrie sont habituellement générés par un système numérique programmable du type processeur ou circuit intégré ou circuit FPGA et transformés en signaux analogiques avant d’être injectés dans le câble à analyser. De même, les signaux mesurés, analogiques par nature, sont convertis en signaux numériques pour être traités, en particulier corrélés avec le signal de référence.

Pour permettre la détection précise, dans le réflectogramme calculé, de pics de faible amplitude correspondant à des défauts mineurs encore appelés défauts non francs, il est en général nécessaire de numériser les signaux mesurés, après leur propagation dans le câble, sur un nombre de bits important afin de garantir un niveau de précision élevé pour le résultat du calcul d’intercorrélation.

La conversion des signaux du domaine numérique vers le domaine analogique, et réciproquement, nécessite l’emploi de convertisseurs qui sont des composants complexes, coûteux et présentant des performances limitées dans l’optique d’être intégrés à des systèmes embarqués portatifs.

Il existe donc un besoin pour concevoir un système de réflectométrie permettant une détection et une localisation précise de défauts avec une architecture significativement moins complexe que les systèmes existants en termes de nombre d’opérations à réaliser et de place mémoire nécessaire.

Les travaux pionniers dans l’application de la réflectométrie au diagnostic des câbles sont ceux de l’Université de l’Utah, débutés vers 2002. Cette université a développé des méthodes de réflectométrie fréquentielle FDR et de réflectométrie temporelle TDR ainsi que des systèmes capables de les mettre en œuvre. Les méthodes de réflectométrie basées sur l’étalement de spectre (spread spectrum en anglais) sont les plus performantes au prix de l’utilisation de signaux complexes (qui présentent une fonction d’autocorrélation en forme de pic) et d’un calcul d’intercorrélation entre le signal mesuré et le signal injecté.

Chaque méthode utilise un signal de référence différent avec un objectif général commun d’obtenir de bonnes propriétés d’autocorrélation.

Parmi ces méthodes, on peut citer, les méthodes de type STDR (Sequence Time Domain Reflectometry) et SSTDR (Spread Spectrum Time Domain Reflectometry) décrites dans [1 ]. La méthode STDR utilise un signal binaire pseudo-aléatoire. La méthode SSTDR combine ce signal pseudo aléatoire avec une fréquence porteuse pour décaler le spectre du signal autour de cette fréquence porteuse, ce qui permet une utilisation embarquée et en ligne.

On connaît également la méthode MCTDR (Multi Carrier Time Domain Reflectometry) décrite dans le document [2] Cette méthode utilise un signal multi-porteuses, c’est-à-dire formé de sommes pondérées de fréquences pures.

On connaît aussi la méthode OMTDR (Orthogonal MultitoneTime Domain Reflectometry) qui utilise un signal à multi-porteuses orthogonales entre elles, inspiré des méthodes de transmission numérique OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). Cette méthode est décrite dans le document [3]. Ces deux méthodes permettent aussi une utilisation embarquée et en ligne, grâce au contrôle du spectre du signal utilisé.

Enfin, on connaît également la méthode CTDR (Chaos Time Domain Reflectometry) qui utilise un signal pseudo-aléatoire chaotique analogique. Cette méthode est décrite dans [4]

Toutes ces méthodes donnent des résultats intéressants pour la détection et la localisation de défauts dans des réseaux filaires, chacune ayant ses avantages ou domaines d’utilisation prioritaires. La méthode STDR vise une utilisation embarquée. Les méthodes SSTDR - MCTDR et OMTDR ciblent le diagnostic en ligne. La méthode OMTDR permet la communication de plusieurs systèmes de réflectométrie pendant le diagnostic pour améliorer le résultat par fusion de capteurs. La méthode CTDR est bien adaptée aux défauts non francs et aux défauts intermittents.

Cependant toutes ces méthodes sont mises en oeuvre de la même manière. Un système électronique génère les valeurs du signal injecté à chaque instant d’une horloge. Ce système est la plupart du temps un système numérique programmé tel qu’un processeur ou un FPGA. Le signal numérique est ensuite converti en un signal analogique par un convertisseur numérique - analogique afin d’être injecté dans le câble. Le signal réémis par le câble est dirigé vers un convertisseur analogique - numérique qui transmet au système de traitement des valeurs numériques pour qu’il calcule l’intercorrélation entre le signal mesuré et le signal injecté.

Les solutions actuelles ne sont pas satisfaisantes car l’utilisation de convertisseurs numérique-analogique et analogique-numérique ajoute une complexité importante, tant du point de vue de la conception électronique (sur carte ou sur circuit intégré) que de celui de l’implémentation via la mémoire requise. Par ailleurs l’impact sur les performances est important car les convertisseurs limitent la bande de fréquence des signaux et donc la précision de localisation de défauts.

Un convertisseur numérique-analogique présente deux paramètres qui influent significativement sur les performances du système de réflectométrie. Il s’agit de la résolution et de la fréquence d’échantillonnage. La résolution correspond au nombre de bits sur lequel est codé chaque échantillon de signal. Elle influe particulièrement sur la précision de l’opération d’inter-corrélation. Une résolution faible peut empêcher la détection de pics de faible amplitude, dans un réflectogramme, correspondant à des défauts non francs. La fréquence d’échantillonnage influe sur la précision de localisation des défauts. Une fréquence d’échantillonnage élevée permet de convertir les composantes à hautes fréquences du signal qui permettent de localiser plus précisément les défauts. Par ailleurs, une fréquence d’échantillonnage élevée permet de réduire la largeur des pics d’amplitude dans un réflectogramme et ainsi de discriminer des pics voisins. La complexité, et donc le coût, d’un convertisseur numérique-analogique augmente avec sa résolution et sa fréquence d’échantillonnage.

De la même façon, la complexité et le coût d’un convertisseur analogique-numérique augmente également avec ses performances en termes de fréquence d’échantillonnage et de résolution. Par ailleurs, un convertisseur analogique numérique à fréquence d’échantillonnage élevée génère une très grande quantité d’échantillons qui doivent être stockés en mémoire pour être traités par le corrélateur. Ainsi, une mémoire de taille importante est le plus souvent nécessaire.

Il existe donc un besoin pour développer un système de réflectométrie qui permet une détection et localisation précise de défauts mais par le biais d’une complexité moindre en termes de nombre d’opérations à effectuer et d’espace mémoire requis.

L’invention vise à résoudre les limitations des solutions actuelles en proposant un système de réflectométrie binaire qui ne nécessite pas de convertisseurs analogique-numérique ou numérique-analogique.

L’invention a pour objet un système de réflectométrie pour l’analyse de défauts dans une ligne de transmission, un signal de référence étant préalablement généré et injecté dans la ligne de transmission, le système comprenant :

• Un dispositif de mesure ou d’acquisition dudit signal analogique rétro-propagé dans la ligne de transmission,

• Un dispositif de binarisation pour quantifier ledit signal analogique rétro-propagé en un signal numérisé sur deux niveaux de quantification, • Un corrélateur configuré pour corréler le signal numérisé avec le signal de référence afin de produire un réflectogramme temporel,

• Un module d’analyse du réflectogramme temporel pour identifier la présence de défauts dans la ligne de transmission.

Selon un aspect particulier de l’invention, le dispositif de binarisation est un circuit logique de type bascule ou comparateur.

Selon une variante particulière, le système de réflectométrie selon l’invention comprend :

• un générateur d’un signal de référence binarisé,

• un dispositif d’injection pour injecter le signal de référence binarisé dans la ligne de transmission.

Selon un aspect particulier de l’invention, le générateur et le dispositif d’injection sont implémentés sous la forme d’un circuit numérique programmable ayant au moins une broche de sortie numérique apte à être connectée à la ligne de transmission.

Selon une variante particulière, le système de réflectométrie selon l’invention comprend un dispositif d’adaptation de l’impédance de la broche de sortie numérique à l’impédance de la ligne de transmission ou de la piste du circuit imprimé sur laquelle elle est connectée.

Selon une variante particulière, le système de réflectométrie selon l’invention comprend en outre au moins un égaliseur disposé entre le dispositif d’acquisition et un point de connexion entre ledit système et la ligne de transmission, chaque égaliseur étant configuré pour égaliser les amplitudes obtenues sur le réflectogramme temporel pour les pics du signal injecté après son point d’injection dans la ligne de transmission et du signal réfléchi sur l’extrémité de la ligne de transmission.

Selon une variante particulière de l’invention, chaque égaliseur est réalisé par un pont diviseur de tension comprenant au moins une résistance Rp.

Selon une variante particulière de l’invention, chaque égaliseur comporte deux résistances Rs,Rp agencées en un pont de résistances. Selon une variante particulière de l’invention, les valeurs de la résistance R _P ou des résistances Rs,Rp sont déterminées à partir d’un ensemble d’impédances caractérisant ledit système et la ligne de transmission.

Selon une variante particulière de l’invention, le signal de référence est un signal pseudo-aléatoire binarisé.

Selon une variante particulière de l’invention, le corrélateur comprend au moins un circuit logique implémentant une porte logique NON OU exclusif.

Selon une variante particulière de l’invention, le corrélateur comprend un compteur agencé pour compter le nombre de valeurs à 1 en sortie de la porte logique NON OU exclusif, le corrélateur étant configuré pour calculer l’intercorrélation entre le signal numérisé et le signal de référence à partir de ce nombre.

Selon une variante particulière de l’invention, le corrélateur comprend plusieurs portes logiques NON OU exclusif agencées pour recevoir chacune sur leurs entrées un échantillon du signal numérisé et un échantillon du signal de référence, un sommateur pour sommer les sorties des portes logiques NON OU exclusif, un multiplieur pour multiplier la sortie du sommateur par deux et un additionneur pour ajouter au résultat du sommateur un nombre prédéterminé.

Selon une variante particulière de l’invention, le corrélateur comprend au moins un circuit logique implémentant une porte logique OU exclusif.

Selon une variante particulière de l’invention, le corrélateur est configuré pour calculer de façon incrémentale un réflectogramme temporel au moyen des étapes suivantes :

- recevoir, à un instant courant i+dK, une mesure du signal après sa propagation dans la ligne de transmission, ladite mesure comprenant un nombre dK d’échantillons, - déterminer un réflectogramme R, _+dK à l’instant courant i+dK, à partir d’un réflectogramme précédent R, calculé à un instant précédent i, en effectuant les opérations suivantes pour chaque valeur du réflectogramme:

• ajouter au réflectogramme précédent R,, la somme des opérations OU exclusif entre un nombre dK d’échantillons du signal mesurés à l’instant précédent i et un nombre dK d’échantillons correspondants du signal de référence injectés dans la ligne de transmission à un instant d’injection i’-dK,

• ajouter au réflectogramme antérieur R, _, la somme des opérations NON OU exclusif entre un nombre dK d’échantillons mesurés à l’instant courant i+dK et un nombre dK d’échantillons correspondants du signal de référence injectés dans la ligne de transmission à un instant d’injection i’.

Selon une variante particulière de l’invention, le corrélateur comprend un premier registre à décalage pour recevoir le signal de référence, le premier registre à décalage étant connecté respectivement à une première entrée de la porte logique OU exclusif et à une première entrée de la porte logique NON OU exclusif, un deuxième registre à décalage pour recevoir le signal numérisé, le deuxième registre à décalage étant connecté respectivement à une deuxième entrée de la porte logique OU exclusif et à une deuxième entrée de la porte logique NON OU exclusif, un registre pour sauvegarder les résultats du calcul d’un réflectogramme temporel, un premier additionneur agencé pour ajouter à une valeur courante R(i) du réflectogramme temporel, un résultat produit en sortie de la porte logique OU exclusif et un second additionneur agencé pour ajouter à une valeur courante R(i) du réflectogramme temporel, un résultat produit en sortie de la porte logique NON OU exclusif. Selon une variante particulière, le système de réflectométrie selon l’invention comprend en outre un générateur de bruit blanc disposé entre le dispositif d’acquisition et le dispositif de binarisation.

Selon une variante particulière, le système de réflectométrie selon l’invention comprend en outre un dispositif de dérivation ou de différenciation temporelle disposé en amont du dispositif de binarisation.

Selon une variante particulière, le système de réflectométrie selon l’invention comprend en outre un dispositif de dérivation ou différenciation temporelle numérique appliqué au signal de référence avant sa corrélation avec le signal numérisé.

D’autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront mieux à la lecture de la description qui suit en relation aux dessins annexés qui représentent :

- La figure 1 , un schéma d’un système de réflectométrie selon l’art antérieur,

- La figure 1 bis, un exemple de réflectogramme obtenu avec le système de réflectométrie de la figure 1 ,

- La figure 2, un schéma d’un système de réflectométrie selon un premier mode de réalisation de l’invention,

- La figure 3, deux diagrammes illustrant une opération de binarisation d’un signal numérique,

- La figure 4, deux diagrammes illustrant un réflectogramme obtenu respectivement avec un système de réflectométrie de l’art antérieur et un système de réflectométrie selon le premier mode de réalisation de l’invention,

- La figure 5, un schéma d’un corrélateur selon une première variante de réalisation de l’invention,

- La figure 6, un organigramme détaillant les étapes de mise en oeuvre d’un procédé de calcul optimisé d’un réflectogramme, La figure 7, un schéma illustrant une comparaison du signal injecté en un point d’un câble et du signal mesuré en un point d’un câble à deux instants successifs,

La figure 8, un schéma d’un corrélateur selon une seconde variante de réalisation de l’invention,

La figure 9, un schéma d’un système de réflectométrie selon un deuxième mode de réalisation de l’invention,

La figure 10, deux diagrammes illustrant un réflectogramme obtenu respectivement avec un système de réflectométrie de l’art antérieur et un système de réflectométrie selon le deuxième mode de réalisation de l’invention,

La figure 1 1 , un schéma d’un système de réflectométrie selon un troisième mode de réalisation de l’invention,

La figure 12, un schéma d’un exemple de circuit dérivateur,

La figure 13, deux diagrammes illustrant un réflectogramme obtenu respectivement avec un système de réflectométrie de l’art antérieur et un système de réflectométrie selon le troisième mode de réalisation de l’invention,

La figure 14, deux réflectogrammes temporels illustrant un problème résolu par un quatrième mode de réalisation de l’invention,

La figure 15, un schéma d’un système de réflectométrie selon un quatrième mode de réalisation de l’invention,

La figure 16, un schéma d’un exemple de dispositif égaliseur,

La figure 17, un diagramme illustrant la détermination des valeurs des résistances d’un dispositif égaliseur selon une variante du quatrième mode de réalisation de l’invention,

La figure 18, deux réflectogrammes temporels illustrant les résultats obtenus grâce au quatrième mode de réalisation de l’invention.

La figure 1 représente un schéma d’un système 100 d’analyse de défaut dans une ligne de transmission L, telle qu’un câble, selon une méthode usuelle de réflectométrie temporelle de l’état de l’art. Un tel système comprend principalement un générateur GEN d’un signal numérique de référence. Le signal de référence numérique généré est converti analogiquement via un convertisseur numérique-analogique DAC puis est injecté en un point de la ligne de transmission L au moyen d’un coupleur directionnel CPL ou tout autre dispositif permettant d’injecter un signal dans une ligne. Le signal se propage le long de la ligne et se réfléchit sur les singularités qu’elle comporte. En l’absence de défaut sur la ligne, le signal se réfléchit sur l’extrémité de la ligne si la terminaison de la ligne est non adaptée. En présence de défaut sur la ligne, le signal se réfléchit sur la discontinuité d’impédance provoquée par le défaut. Le signal réfléchi est rétro-propagé jusqu’à un point de mesure, qui peut être commun au point d’injection ou différent. Le signal rétro-propagé est capturé via le coupleur directionnel CPL puis converti numériquement par un convertisseur analogique numérique ADC. Une corrélation COR est ensuite effectuée entre le signal numérique ainsi obtenu et une copie du signal numérique généré avant injection afin de produire un réflectogramme temporel R(t) correspondant à l’inter-corrélation entre les deux signaux.

Comme cela est connu dans le domaine des méthodes de diagnostic par réflectométrie temporelle, la position d _DF d’un défaut sur le câble L, autrement dit sa distance au point d’injection du signal, peut être directement obtenue à partir de la mesure, sur le réflectogramme temporel calculé R(t), de la durée t _DF entre le premier pic d’amplitude relevé sur le réflectogramme et le pic d’amplitude correspondant à la signature du défaut, grâce à la connaissance d’une valeur de vitesse de propagation de signaux dans la ligne.

La figure 1 bis représente un exemple de réflectogramme R(n) obtenu à l’aide du système de la figure 1 , sur lequel on observe un premier pic d’amplitude à une abscisse N et un second pic d’amplitude à une abscisse N+M. Le premier pic d’amplitude correspond à la réflexion du signal au point d’injection dans le câble, tandis que le second pic correspond à la réflexion du signal sur une discontinuité d’impédance provoquée par un défaut. Le point d’abscisse N est généralement pris comme référence de temps et est ramené à l’abscisse 0 par soustraction de N.

Différentes méthodes connues sont envisageables pour déterminer la position d _DF du défaut. Une première méthode consiste à appliquer la relation liant distance et temps : d _DF = V _g -t _DF /2 où V _g est la vitesse de propagation du signal dans le câble. Une autre méthode possible consiste à appliquer une relation de proportionnalité du type d _üF /t _DF = L _c /t ₀ où L _c est la longueur du câble et t ₀ est la durée, mesurée sur le réflectogramme, entre le pic d’amplitude correspondant à la discontinuité d’impédance au point d’injection et le pic d’amplitude correspondant à la réflexion du signal sur l’extrémité du câble. Afin de diminuer le niveau du bruit de mesure, un calcul de moyenne MOY optionnel peut être réalisé avant ou après la corrélation COR. Les deux emplacements du calcul de moyenne sont équivalents d’un point de vue arithmétique.

Un dispositif d’analyse (non représenté à la figure 1 ) est chargé d’analyser le réflectogramme R(t) pour en déduire des informations de présence et/ou localisation de défauts ainsi que les caractéristiques électriques éventuelles des défauts.

Sans sortir du cadre de l’invention, les parties émission et réception du système décrit à la figure 1 peuvent être implémentées dans un même dispositif ou dans deux dispositifs distincts. La partie émission du système comprend le générateur de signal, le convertisseur numérique-analogique et le dispositif d’injection du signal dans un câble. La partie réception du système comprend le dispositif de mesure du signal rétro-propagé dans le câble et les modules de calcul numériques comprenant le calcul de moyenne et d’inter-corrélation. La figure 2 décrit un système de réflectométrie selon un premier mode de réalisation de l’invention.

Le système 200 comprend un générateur GEN du signal de référence utilisé. Selon une première variante de réalisation, le générateur GEN est apte à générer directement un signal binaire, par exemple un signal pseudo aléatoire de type CTDR. Selon une autre variante de réalisation, le générateur GEN est apte à générer un signal numérique quantifié sur plusieurs bits et comprend en outre un organe de binarisation du signal numérique généré. La binarisation est une opération de transformation du signal numérique en une suite de valeurs binaires prenant les valeurs 0 ou 1 ou prenant les valeurs -1 ou 1. La binarisation est effectuée de sorte que toute valeur positive ou nulle du signal est transformée en une valeur égale à 1 et toute valeur négative du signal est transformée en une valeur égale à -1.

Le générateur GEN est, par exemple, implémenté sous la forme d’un système numérique programmable, tel qu’un processeur ou un circuit reconfigurable de type FPGA. Le générateur GEN comporte au moins une broche numérique de sortie à laquelle est relié un coupleur CPL (ou tout autre moyen équivalent) apte à injecter le signal binaire de sortie du générateur GEN, dans le câble L.

Le signal binaire généré est délivré sur la broche numérique de sortie sous la forme d’un signal analogique pour lequel la valeur binaire 1 est délivrée par une tension maximum VCC et la valeur binaire 0 (ou -1 ) est délivrée par une tension minimum -VCC. La broche numérique du générateur GEN est capable de délivrer les tensions VCC et -VCC.

Avantageusement, un dispositif d’adaptation d’impédance est positionné entre la broche de sortie du générateur et le coupleur CPL pour adapter l’impédance de sortie du générateur à celle du câble L.

Dans une variante de réalisation, si la broche numérique ne peut pas fournir de telles tensions, notamment la tension négative -VCC, un composant ou circuit supplémentaire est disposé en aval de la broche de sortie. Ce composant est, par exemple, une bascule de Schmitt dont les seuils haut et bas sont fixés à une tension égale à une valeur comprise entre 0 et la tension maximum VCC, par exemple VCC/2, et les niveaux d’alimentation sont fixés aux valeurs de tension maximum VCC et minimum - VCC.

Dans encore une variante de réalisation, le circuit supplémentaire est composé d’un transformateur dont le principal comprend N spires et le secondaire comprend 2N spires et d’une capacité disposée en amont du principal.

Dans encore une variante de réalisation, le circuit supplémentaire est composé d’un inverseur logique entre les tensions VCC et -VCC ainsi que deux résistantes agencées en diviseur de tension entre la tension minimale - VCC et l’entrée numérique du circuit.

Le composant supplémentaire doit comprendre un dispositif d’adaptation de son impédance d’entrée à l’impédance de la broche numérique de sortie du générateur.

La figure 3 représente respectivement un signal pseudo-aléatoire chaotique tel que généré (sur le diagramme du haut) et le même signal après l’opération de binarisation (diagramme du bas).

Le signal rétro-propagé dans le câble L est capturé, c'est-à-dire acquis ou mesuré, au moyen du coupleur CPL (qui peut être identique ou différent du coupleur utilisé pour l’injection du signal) ou tout autre moyen de mesure ou d’acquisition du signal. Ce signal est analogique. L’opération de binarisation peut être faite soit directement par le composant numérique utilisé COR, en connectant une entrée numérique du composant (éventuellement équipée d’un système d’adaptation d’impédance) au coupleur CPL, soit au moyen d’un composant ou circuit supplémentaire inséré entre le coupleur CPL et le composant numérique COR. Ce circuit est un dispositif de seuillage de type bascule à seuil, ou comparateur B qui permet de convertir le signal analogique mesuré en un signal numérique binaire. Le corrélateur COR réalise ensuite le calcul d’intercorrélation entre le signal reçu et le signal injecté dans le câble.

L’utilisation d’un signal binaire ou binarisé à la place d’un signal numérique non binaire présente plusieurs avantages.

En premier lieu, le système selon l’invention tel que décrit à la figure 2 ne nécessite pas de convertisseur analogique numérique ni de convertisseur numérique analogique. Ce type de composant est coûteux, consomme beaucoup d’énergie et son utilisation limite la vitesse d’acquisition du signal. En effet, plus la vitesse d’acquisition ou de conversion du signal analogique en signal numérique est élevée, plus le nombre d’échantillons par seconde est élevé ce qui procure de meilleurs résultats pour la détection de défaut mais entraîne un coût plus élevé pour le composant.

Par ailleurs, grâce à l’invention, la taille mémoire nécessaire est aussi diminuée. Le nombre de bits utilisés pour échantillonner un signal analogique est en général supérieur à 8 bits, ce qui engendre une capacité de stockage nécessaire très importante. Plus la dynamique d’échantillonnage est élevée, meilleures sont les performances en termes de détection pour des défauts de faible amplitude. Grâce à l’invention, un seul bit par échantillon est nécessaire ce qui permet de réduire la taille mémoire d’un facteur au moins égal à 8. Des méthodes de compression numérique sans pertes permettraient d’améliorer encore ce gain en place mémoire.

Enfin, la fréquence d’acquisition du signal est augmentée grâce à l’invention car elle n’est plus limitée à la fréquence d’échantillonnage du convertisseur analogique numérique. En effet, la fréquence d’acquisition du signal pour le système décrit à la figure 2 est celle du dispositif de seuillage B qui est proche ou égale de la fréquence du composant numérique GEN.

Un autre avantage de l’invention est que, malgré la perte d’information dans le signal mesuré du fait de la diminution du nombre de bits de quantification, le réflectogramme issu du calcul d’inter-corrélation du signal mesuré et du signal généré, est comparable à celui qui serait obtenu avec une méthode selon l’art antérieur comme cela est illustré à la figure 4.

Sur cette figure 4, on a représenté deux réflectogrammes obtenus pour une ligne de longueur égale à 20 mètres comprenant quatre défauts non francs d’amplitudes croissantes régulièrement espacés.

Le diagramme du haut correspond à un réflectogramme obtenu avec un système selon l’art antérieur comprenant un convertisseur numérique analogique et un convertisseur analogique numérique. Le diagramme de gauche correspond à un réflectogramme obtenu avec un système selon l’invention. Les défauts sont correctement identifiables par des pics d’amplitudes équivalentes sur les deux diagrammes.

La figure 5 représente un schéma d’un exemple de corrélateur COR selon un mode de réalisation de l’invention.

Le fait que les valeurs des signaux utilisés par le système selon l’invention soient binaires permet une accélération du calcul de l’intercorrélation entre le signal injecté S _c binarisé et le signal mesuré S binarisé. En effet, l’intercorrélation à un instant donné représenté par un indice i peut être exprimée sous la forme suivante :

Puisque les valeurs des signaux S _c et S sont égales à 1 ou -1 , le calcul précédent peut être simplifié de la façon suivante :

Ainsi, les produits S(k)S _c (j) peuvent être calculés à l’aide d’une porte logique « NON OU exclusif » encore appelée XNOR et la valeur d’indice i du produit d’intercorrélation peut être calculée en sommant les sorties de la fonction XNOR bit par bit.

Une autre façon de réaliser cette somme consiste à compter le nombre de fois où les bits respectifs des signaux S _c et S sont égaux (c’est-à- dire où la sortie de la fonction XNOR est égale à 1 ).

Dans la formule précédente, Card(E) désigne le nombre d’éléments d’un ensemble E et les ensembles E,, E., sont définis par :

Ei= { j ³ i , S _c (j) = S(j-i+1 ) }

E-i= { j ³ l, S _c (j) ¹ S(j-i ₊ 1 ) }

Par ailleurs, si le nombre d’échantillons de signal est égal à K-i+1 , on a card(Ei)+card(E.i)= K-i+1.

Ainsi, l’intercorrélation d’indice i est obtenue à l’aide du calcul suivant :

En conséquence le corrélateur COR peut être réalisé à partir d’une ou plusieurs porte(s) logique(s) XNOR. Chaque porte logique XNOR reçoit les signaux respectifs S et S _c sur ses deux entrées. Les sorties des portes logiques XNOR sont sommées au moyen d’un sommateur SOM. Le sommateur SOM peut être remplacé par un compteur apte à compter le nombre de 1 en sortie des portes logiques XNOR, ce nombre correspondant au nombre de valeurs de l’ensemble E,.

Selon le mode de réalisation décrit à la figure 5, le résultat produit en sortie du sommateur SOM est décalé d’un bit vers la gauche afin de réaliser une multiplication par deux. Un additionneur ADD est ensuite utilisé pour ajouter à ce résultat le terme K-i+1.

Le corrélateur COR comprend enfin un registre BUF pour sauvegarder les valeurs du réflectogramme R ainsi calculé. Sans sortir du cadre de l’invention, le corrélateur décrit à la figure 5 peut être agencé différemment pour remplir la même fonction. Par exemple, il peut comprendre une seule porte logique XNOR et un compteur à la place du sommateur SOM. L’opération de multiplication par 2 peut aussi être réalisée à l’aide d’un multiplieur.

Le corrélateur COR décrit à la figure 5 fonctionne avec des échantillons binaires de signaux prenant les valeurs 0 ou 1.

Le corrélateur ainsi conçu permet de réaliser un calcul d’intercorrélation plus simplement et plus rapidement car il ne nécessite aucune multiplication ni transformée de Fourier.

On décrit à présent un autre aspect de l’invention relatif à l’utilisation de signaux de réflectométrie binaires ou binarisés tels que décrits précédemment avec un corrélateur implémentant la méthode de calcul d’un réflectogramme décrite dans la demande de brevet français du Demandeur déposée sous le numéro FR1662396 le 14 décembre 2016. Cette demande précitée est incorporée par renvoi dans la présente demande.

La demande de brevet FR1662396 concerne une méthode pour calculer un réflectogramme permettant de mieux répartir le nombre d’opérations à mettre en oeuvre afin de rendre le calcul plus efficace.

La figure 6 schématise les principales étapes du procédé de calcul d’un réflectogramme tel que décrit dans la demande de brevet FR1662396.

Le procédé débute par une étape d’initialisation 300 qui comprend les sous-étapes suivantes :

- Génération et injection dans le câble de K premiers échantillons du signal de référence,

- Mesure de K échantillons du signal propagé dans le câble, - Calcul initial du réflectogramme R ₀ à partir de l’intercorrélation entre les K échantillons du signal injecté et les K échantillons du signal mesuré.

L’étape d’initialisation 300 peut également être rendue optionnelle. Dans ce cas, le réflectogramme R ₀ est initialisé à 0 puis, les étapes suivantes du procédé sont directement exécutées. Il faut alors attendre d’avoir mesuré K échantillons du signal propagé dans le câble pour obtenir un réflectogramme complet au profit d’un gain en temps de calcul dès le démarrage du procédé.

Le nombre K est un paramètre du procédé et correspond à la longueur (en nombre d’échantillons) de l’intercorrélation réalisée entre le signal de référence et le signal mesuré pour calculer le réflectogramme.

La mesure du signal peut être réalisée simultanément à l’injection du signal dans le câble ou peut être réalisée avec un décalage temporel initial.

Dans le cas d’un dispositif de réflectométrie pour lequel le dispositif de mesure est distinct du dispositif d’injection du signal, le dispositif de mesure comprend un générateur du signal de référence qui a pour rôle de générer une copie du signal de référence injecté dans le câble par le dispositif d’injection. Cette copie est utilisée pour calculer le réflectogramme.

L’étape d’initialisation 300 produit un premier réflectogramme, initial, noté R ₀ .

Le procédé se poursuit par l’exécution itérative des étapes 301 ,302,303.

Les deux étapes 301 ,302 du procédé consistent à générer et injecter 301 dans le câble, itérativement, dK échantillons du signal de référence puis à mesurer 302 dK échantillons du signal propagé dans le câble. Le nombre dK est un paramètre de l’invention et est préférablement choisi très inférieur à la valeur de K. La valeur de dK est au moins égale à 1. Les étapes 301 et 302 sont exécutées itérativement, autrement dit, à chaque instant i, on injecte dK échantillons de signal dans le câble et on mesure dK échantillons de signal propagé. L’injection et la mesure du signal sont faites en continu pendant toute la durée de l’analyse du câble.

A chaque instant i, correspondant à une itération, les K derniers échantillons du signal injecté et les K derniers échantillons du signal mesuré sont sauvegardés dans un buffer ou une mémoire locale en vue de réaliser un calcul d’intercorrélation sur une durée correspondant aux K derniers échantillons. On rappelle que la valeur de dK est supposée très inférieure à la valeur K. On suppose que le signal mesuré a été préalablement numérisé pour conserver des échantillons numériques.

La figure 7 illustre une représentation du buffer contenant les K derniers échantillons du signal de référence d’une part et du signal mesuré d’autre part, à deux instants successifs i et i+dK. Entre ces deux instants successifs, un nombre dK de nouveaux échantillons de signal sont injectés dans le câble et le même nombre dK de nouveaux échantillons de signal sont mesurés.

Sur le haut de la figure 7, on a représenté le buffer S _cj contenant les échantillons du signal de référence sauvegardés à l’instant i et le buffer S _cj+dK contenant les échantillons du signal de référence sauvegardés à l’instant suivant i+dK.

Les dK échantillons du buffer S _c les plus anciens (notés ECH-A sur la figure 7) sont supprimés du buffer S _c ,i+dK à l’instant suivant i+dK. Les K-dK échantillons du buffer S _cj les plus récents (notés ECH-C sur la figure 7) sont décalés dans le buffer S _c ,i+dK à l’instant suivant i+dK. Enfin, le buffer S _c ,i+dK contient dK nouveaux échantillons (notés ECH-N sur la figure 7) à l’instant suivant i+dK.

Sur le bas de la figure 7, on a représenté, de la même façon, le buffer S, contenant les échantillons du signal mesuré, sauvegardés à l’instant i et le buffer Si _+dK contenant les échantillons du signal mesuré, sauvegardés à l’instant suivant i+dK.

La figure 7 permet d’observer qu’à deux instants successifs i et i+dK, le buffer contenant les K derniers échantillons du signal de référence présente K-dK valeurs identiques. De même à deux instants successifs i et i+dK, le buffer contenant les K derniers échantillons du signal mesuré présente également K-dK valeurs identiques.

Une valeur Ri(n) du réflectogramme R, à l’instant i correspond à l’inter- corrélation entre les échantillons du buffer S _c contenant les K derniers échantillons du signal de référence et les échantillons du buffer S, contenant les K derniers échantillons du signal mesuré. Ce calcul est donné par la relation (2) ci-dessous.

L’indice n varie sur l’ensemble des valeurs temporelles pour lesquelles le réflectogramme R, est calculé. La relation (2) donne donc une valeur du réflectogramme R, pour un instant temporel d’indice n.

Pour générer un réflectogramme complet, il faut exécuter la relation

(2) en faisant varier l’indice n sur l’ensemble de l’intervalle temporel correspondant à la durée du réflectogramme. Ainsi l’indice n varie de 1 à K.

La valeur d’indice n du réflectogramme R, calculé à l’instant i peut être décomposée en deux sommes, à partir de la relation (2) qui devient la relation

Ri (n

De la même façon, la valeur d’indice n du réflectogramme R _i+dK calculé à l’instant i+dK peut être décomposée en deux sommes tel qu’illustré par la relation (4) :

1)(4)

D’après l’illustration de la figure 7, on sait que les valeurs ECH_C des échantillons du signal de référence S _c mémorisé à l’instant i+dK, allant des indices 1 à K-dK sont identiques aux valeurs des échantillons du signal de référence S _c mémorisé à l’instant i, allant des indices dK+1 à K. La même conclusion s’applique pour le signal mesuré S.

A partir de ces constatations et des relations (3) et (4) on peut en déduire la relation de récurrence (5) entre une valeur du réflectogramme calculé à l’instant i et la même valeur d’indice n du réflectogramme calculé à l’instant suivant i+dK :

Ainsi, les valeurs du réflectogramme à un instant i+dK sont déterminées à partir des valeurs du réflectogramme à un instant i précédent à l’étape 303 du procédé.

L’étape 303 consiste ainsi à retrancher au réflectogramme précédent Ri, les produits de corrélation entre les dK échantillons du signal mesurés à l’instant précédent i et un nombre dK d’échantillons correspondants du signal de référence injectés dans la ligne de transmission à l’instant i, puis à ajouter au réflectogramme précédent R, _, les produits de corrélation entre les dK nouveaux échantillons mesurés à l’instant courant i+dK et un nombre dK d’échantillons correspondants du signal de référence injectés dans la ligne de transmission à l’instant courant i+dK. Ainsi, le calcul du réflectogramme courant réalisé à l’étape 303 comprend un nombre d’opérations à effectuer sensiblement réduit. Un nombre d’opérations minimal est atteint pour une valeur de dK égale à 1 échantillon.

Les formules (2) à (5) sont données en considérant que l’instant d’injection de nouveaux échantillons du signal de référence dans le câble et l’instant de mesure de nouveaux échantillons du signal propagé dans le câble sont identiques et correspondent à l’indice i. Sans perte de généralité, l’instant d’injection i’ et l’instant de mesure i peuvent être différents, les relations (2) à (5) peuvent alors être réécrites en remplaçant i par i’ dans les expressions du signal mesuré S. L’injection du signal et sa mesure doivent cependant être synchronisées et fonctionner à un rythme d’échantillonnage identique.

Les étapes 301 ,302,303 sont itérées pendant une durée correspondant à la durée d’analyse du câble.

L’étape 303 est exécutée pour toutes les valeurs d’un réflectogramme. Ainsi, le calcul explicité à la relation (5) est exécuté en parallèle pour n valeurs d’un réflectogramme, correspondant à n indices temporels successifs.

Un exemple de réalisation particulier de l’invention concerne le cas où le nombre dK d’échantillons injectés puis mesurés à chaque instant i est égal à 1. Ce scénario est celui pour lequel le nombre d’opérations nécessaires à chaque itération pour calculer un réflectogramme, est le plus faible.

Pour ce mode de réalisation particulier, l’étape 303 de calcul du réflectogramme peut être simplifiée à partir de l’équation (5) de la façon suivante.

A l’instant courant i, on retranche à chaque valeur indicée n du réflectogramme Rj(n), le produit S(n) ^* S _c (1 ), puis on décale d’une valeur les échantillons dans les deux buffers S et S _c et on enregistre dans le buffer S _c le nouvel échantillon du signal de référence injecté et dans le buffer S le nouvel échantillon du signal mesuré. Enfin, on ajoute à chaque valeur indicée n du réflectogramme R,(n), le produit S(K) ^* S _c (K+1 -n).

En utilisant des signaux binaires ou binarisés, le procédé de calcul d’un réflectogramme décrit ci-dessus peut être encore optimisé, selon l’invention, pour diminuer le nombre d’opérations à réaliser.

En effet, en reprenant l’exemple ci-dessus donné pour dK=1 , retrancher le produit S(n) ^* S _c (1 ) correspond, pour des signaux binaires, à ajouter le résultat d’une opération OU exclusif ou XOR appliquée aux valeurs S(n) et S _c (1 ).

De plus, ajouter le produit S(K) ^* S _c (K+1 -n) correspond, pour des signaux binaires, à ajouter le résultat d’une opération NON OU exclusif ou XNOR aux valeurs S(K) et S _c (K+1 -n).

Ainsi, cette méthode de calcul incrémental du réflectogramme peut être mise en oeuvre, pour des signaux binaires, uniquement à partir de portes logiques XOR et XNOR.

La figure 8 représente un schéma d’un corrélateur COR selon une seconde variante de réalisation de l’invention, ce corrélateur implémentant le calcul incrémental précité. Un tel corrélateur COR comprend au moins une porte logique XOR et une porte logique XNOR ainsi que deux registres à décalage BUF _I ,BUF ₂ . Le premier registre à décalage BUFi est apte à recevoir les échantillons du signal S binaire généré par le composant GEN. Le deuxième registre à décalage BUF ₂ est apte à recevoir les échantillons du signal S _c binaire obtenu en sortie du dispositif de seuillage B. Le corrélateur COR comprend également deux additionneurs ADD-i, ADD ₂ et un troisième registre BUF ₃ pour sauvegarder les valeurs R(i) calculées du réflectogramme. La porte logique XOR et le premier additionneur ADD-i sont configurés pour ajouter à la valeur courante R(i) le résultat de l’opération OU exclusif appliquée aux échantillons S(n) et S _c (1 ). La porte logique XNOR et le second additionneur ADD ₂ sont configurés pour ajouter à la valeur courante R(i) le résultat de l’opération NON OU exclusif appliquée aux échantillons S(K) et S(K+1 -n). Dans ce second mode de réalisation du corrélateur COR, les échantillons des signaux binaires S et S _c prennent les valeurs +1 ou -1. De ce fait, tous les composants du corrélateur COR, en particulier les portes logiques XOR et XNOR fonctionnent en logique +1/-1 et non pas en logique 1/0.

Dans le cas où on se place en logique binaire 1/0 et non plus en logique binaire 1/-1 , on applique le raisonnement incrémental décrit ci- dessus à la relation (1 ) :

A l’instant courant i, on retranche à chaque valeur indicée n du réflectogramme R,(n), le résultat d’une opération OU exclusif XOR aux valeurs S(1 ) etS _c (n) décalée d’un bit vers la gauche(pour la multiplier par 2).

Ensuite, on décale d’une valeur les échantillons dans les deux registres à décalage S et S _c , on enregistre dans le registre à décalage S _c le nouvel échantillon du signal de référence injecté et dans le registre à décalage S le nouvel échantillon du signal mesuré.

L’opération de décalage peut être supprimée en mettant en œuvre une technique similaire à celle des registres circulaires, dans laquelle l’indice des échantillons les plus anciens remplacés par les échantillons mesurés à l’instant courant est incrémenté ou décrémenté de manière circulaire (modulo la taille du registre).

Enfin, on ajoute à chaque valeur indicée n du réflectogramme Rj(n), le résultat d’une opération OU exclusif XOR aux valeurs S(K-n+1 ) et S _C (K) décalée d’un bit vers la gauche. L’Homme du métier saura sans difficulté adapter le dispositif de la figure 8, décrit pour une logique binaire 1/-1 , à un calcul incrémental en logique binaire 1/0 tel que décrit ci-dessus, notamment en utilisant cette fois deux portes logiques XOR et non plus une porte logique XOR et une porte logique XNOR comme décrit sur la figure 8.

L’invention s’applique à tout type de signaux de réflectométrie mais plus particulièrement à des signaux pseudo-aléatoires tels que les signaux chaotiques CTDR. En effet, le caractère pseudo-aléatoire de ces signaux permet de ne pas dégrader la qualité de l’inter-corrélation du signal mesuré avec le signal injecté lorsque le signal est binaire ou binarisé.

Cet avantage est important dans le domaine de la détection et localisation de défauts sur un câble car l’identification des défauts est liée à l’identification de pics d’amplitude dans le résultat de l’inter-corrélation.

La figure 9 décrit un deuxième mode de réalisation d’un système de réflectométrie selon l’invention.

Le système de la figure 9 comprend les mêmes éléments que celui décrit à la figure 2 mais comprend en outre un générateur 901 de bruit blanc analogique, disposé entre le coupleur CPL et le dispositif de binarisation B du signal analogique. Le bruit blanc analogique généré par le générateur 901 est, par exemple, un bruit blanc additif Gaussien. Il est ajouté au signal analogique mesuré par le coupleur CPL.

Un avantage du système décrit à la figure 9 est que l’ajout de bruit blanc au signal analogique mesuré permet de mieux faire ressortir, sur le réflectogramme final, les pics de faible amplitude correspondant à des défauts non francs. En effet, les pics de faible amplitude peuvent parfois être masqués par des pics proches d’amplitude plus élevée. L’ajout de bruit blanc permet, en moyenne, de faire ressortir ces pics de faible amplitude. L’amplitude du bruit blanc ajouté est, préférablement, au moins égale à l’amplitude moyenne du signal. Avantageusement, l’amplitude du bruit blanc ajouté est de l’ordre de deux à trois fois plus importante que l’amplitude moyenne du signal.

La figure 10 représente deux réflectogrammes obtenus pour une ligne de longueur égale à 20 mètres comprenant un défaut non franc de faible amplitude au milieu du câble.

Le diagramme de gauche correspond à un réflectogramme obtenu avec un système selon l’art antérieur comprenant un convertisseur numérique analogique et un convertisseur analogique numérique. Le diagramme de droite correspond à un réflectogramme obtenu avec un système selon le deuxième mode de réalisation décrit à la figure 9.

La figure 1 1 décrit un troisième mode de réalisation d’un système de réflectométrie selon l’invention.

Le système de la figure 1 1 comporte les mêmes éléments que le système décrit à la figure 2 mais comprend en outre un circuit 902 dérivateur ou différenciateur disposé entre la sortie du câble et le dispositif de binarisation B.

Un circuit dérivateur est configuré pour réaliser une opération de dérivation temporelle du signal analogique mesuré par le coupleur CPL. Un circuit différenciateur est configuré pour déterminer la différence entre la valeur du signal à un instant t et sa valeur à un instant précédent t-1.

L’ajout d’une opération de dérivation temporelle ou de différenciation avant l’opération de binarisation permet également de mieux faire ressortir les pics d’amplitude dans le réflectogramme final. Dans ce cas, les pics d’amplitude sont bipolaires comme cela est identifié sur la figure 13.

La figure 13 représente deux réflectogrammes obtenus pour une ligne de longueur égale à 20 mètres comprenant un défaut non franc de faible amplitude au milieu du câble. Le diagramme du haut correspond à un réflectogramme obtenu avec un système selon l’art antérieur comprenant un convertisseur numérique analogique et un convertisseur analogique numérique. Le diagramme du bas correspond à un réflectogramme obtenu avec un système selon le troisième mode de réalisation décrit à la figure 11.

Le système de la figure 1 1 peut comprendre ou non un générateur de bruit blanc 901 disposé en amont du circuit 902.

La figure 12 schématise un exemple de circuit dérivateur 902 apte à réaliser une opération de dérivation temporelle.

Un tel circuit 902 comprend deux capacités Ci,C ₂ et trois résistances R _I ,R ₂ ,R3 agencées de la façon représentée sur la figure 12. Il comprend également une masse GND et une alimentation VCC. Par ailleurs, il comprend un comparateur COMP dont la sortie S est directement reliée au circuit implémentant l’opération de binarisation. L’entrée du circuit 902 est directement reliée au câble L par l’intermédiaire d’un coupleur CPL (non représenté à la figure 12).

Le circuit 902 peut être mis en œuvre par toute autre implémentation permettant de réaliser une fonction de dérivation temporelle ou de différenciation temporelle d’un signal analogique, par exemple au moyen d’un échantillonneur bloqueur et d’une mémoire analogique.

Selon une variante du troisième mode de réalisation de l’invention décrit ci-dessus, une opération de dérivation temporelle ou différentiation temporelle est appliquée au signal binaire généré avant de réaliser l’intercorrélation avec le signal binarisé en sortie du dispositif de binarisation B. Cette opération peut être effectuée par le corrélateur COR ou par un circuit numérique 903 apte à calculer la dérivée ou la différence termes à termes du signal de sortie du générateur GEN inséré entre le générateur GEN et le corrélateur COR. Le circuit 903 et le corrélateur COR sont, par exemple, implémenté sur un seul et même circuit intégré ou circuit FPGA. Cette variante présente notamment l’intérêt d’obtenir des pics d’amplitude monopolaire, dans le réflectogramme, et non plus bipolaires comme cela est le cas si l’opération de dérivation ou différenciation est appliquée uniquement au signal mesuré.

On décrit à présent un quatrième mode de réalisation de l’invention qui vise plus particulièrement l’amélioration de la capacité de détection de défauts non francs générant, dans le réflectogramme, des signatures de très faible amplitude.

La figure 14 représente, sur un diagramme temporel, deux exemples de réflectogrammes obtenus pour un câble de longueur égale à 30 mètres et présentant un défaut non franc superficiel à 15 mètres. On suppose que l’amplitude du premier pic correspondant au point d’injection du signal et l’amplitude du dernier pic correspondant à l’extrémité du câble sont égales. Le premier réflectogramme Refi est obtenu avec un système selon l’invention. Le second réflectogramme Ref ₂ est obtenu avec un système selon l’art antérieur pour lequel le signal mesuré n’est pas binarisé.

L’amplitude du pic du réflectogramme correspondant au défaut non franc situé à 15 mètres est de l’ordre de 0,1. On peut voir que ce pic est noyé dans les lobes secondaires du réflectogramme Ref ₂ dans le cas où le signal mesuré n’est pas binarisé. Il n’est donc pas possible de détecter ce pic de manière fiable avec un système selon l’art antérieur.

Au contraire, on voit sur le réflectogramme Refi obtenu avec l’invention que le pic correspondant au défaut non franc est amplifié. Ce phénomène est lié à la binarisation du signal mesuré. En effet, les valeurs du signal réfléchi proches de 0 sont amplifiées aux valeurs +1 ou -1 après binarisation.

Le signal injecté dans le câble est réfléchi à l’extrémité du câble que l’on suppose pour l’instant sans défaut. Le signal rétro-propagé qui est mesuré peut être considéré comme la somme du signal injecté et du même signal retardé d’un retard égal au temps d’aller-retour du signal entre le point d’injection et le point de mesure en passant par l’extrémité du câble. Lorsque le signal injecté est binaire, il prend les valeurs 1 ou -1. Ainsi, le signal mesuré après rétro-propagation prend les valeurs 2, -2 ou 0 (en omettant, par souci de simplicité, l’amplification ou atténuation due à la désadaptation au point d’injection et à la terminaison du câble). Dans les faits, le signal mesuré prend la valeur 0 dans à peu près 50% des cas. Considérons ensuite qu’un défaut non franc est présent et qu’il génère une réflexion du signal de faible amplitude, par exemple égale à 0,1. Les valeurs à 0 dans le signal mesuré deviennent alors 0,1 ou -0,1. Après binarisation, ces valeurs deviennent 1 ou -1. Ainsi, la binarisation permet d’amplifier la signature d’un défaut non franc générant une réflexion du signal de faible amplitude.

Cependant, ce phénomène dépend fortement de l’égalité des amplitudes du signal transmis après le point d’injection et du signal réfléchi à l’extrémité du câble. Plus généralement on observe qu’il est possible de détecter un défaut non franc qui génère une réflexion du signal d’amplitude supérieure ou égale à la différence des amplitudes du signal transmis après le point d’injection et du signal réfléchi à l’extrémité du câble. Autrement dit, plus ces deux amplitudes sont proches, plus il est possible de détecter des défauts non francs générant des amplitudes faibles dans le réflectogramme calculé après corrélation.

Ainsi, pour améliorer la précision de la détection de défauts non francs de faible amplitude, il convient de modifier le système de réflectométrie selon l’invention en ajoutant un dispositif qui a pour fonction d’égaliser les amplitudes du signal transmis après le point d’injection et du signal réfléchi à l’extrémité du câble.

A cet effet, la figure 15 décrit un quatrième mode de réalisation d’un système de réflectométrie selon l’invention. Le système de la figure 15 comporte les mêmes éléments que le système décrit à la figure 1 1 (les éléments 901 ,902,903 sont optionnels) mais comprend en outre un égaliseur 904 configuré pour égaliser les amplitudes du signal transmis après le point d’injection du câble et du signal réfléchi à l’extrémité du câble.

La figure 16 schématise un exemple de réalisation de l’égaliseur 904. Il est constitué d’un pont diviseur de tension ou pont de résistances comprenant deux résistances Rp et Rs disposées en amont de la connexion du système de réflectométrie au câble. Par exemple, l’égaliseur 904 est un quadripôle qui est connecté d’une part au câble et d’autre part directement aux pistes du circuit imprimé sur lequel est implémenté le système selon l’invention. Sur la figure 16, on a représenté schématiquement la partie émission E du système qui comprend essentiellement le générateur GEN et une piste ou connexion d’impédance Z-i qui relie cette partie du système au câble. La partie réception R du système comprend essentiellement le dispositif de binarisation B et le corrélateur COR. Elle est également reliée via une piste ou connexion d’impédance Z ₂ au câble. La connexion des pistes vers le câble peut être réalisée au moyen d’un coupleur CPL non représenté. Le câble a une impédance caractéristique Z _c . La charge en fin de câble a une impédance Z _L et la partie réception R du système a une impédance Z _R . Les impédances Zi,Z ₂ et Z _R sont des paramètres de fabrication du système. Les impédances Z _c et Z _L dépendent du câble à tester.

Les valeurs des résistances Rp et Rs sont déterminées de sorte à égaliser les amplitudes du signal au point d’injection et au point de réflexion. Dans une variante, la résistance R _s est supprimée.

Les valeurs des résistances Rp et Rs sont déterminées empiriquement, avec des abaques ou de manière automatique. Elles dépendent des paramètres du câble (impédance, atténuation, dispersion, vitesse de propagation) et sont contrôlables.

Par exemple, les valeurs des résistances R _P et R _s peuvent être déterminées empiriquement au moyen des relations suivantes. On suppose par la suite que le point d’injection du signal et le point de mesure du signal sont identiques. En premier lieu, on peut déterminer l’amplitude A du signal au point d’injection (appelée « amplitude du pic d’injection ») d’une part et l’amplitude B du signal réfléchi sur la charge en fin de câble (appelée « amplitude du pic de fin de câble ») à partir des relations suivantes :

Ti est le coefficient de transmission du signal, au point d’injection, entre le générateur et le câble,

T _R est le coefficient de transmission du signal, au point d’injection/mesure, entre le générateur et la partie réception R du système,

T ₂ est le coefficient de transmission du signal rétro-propagé, au point d’injection, du câble vers la partie réception R du système,

R _R est le coefficient de réflexion du signal sur la partie réception R du système,

RL est le coefficient de réflexion du signal sur la charge en fin de câble,

R ₀ est le coefficient de réflexion du signal provenant de la partie réception R du système, sur le point de mesure.

L’Homme du métier saura sans difficultés adapter les équations précédentes à d’autres configurations plus ou moins complexes du système notamment des configurations pour lesquelles le câble présente plusieurs ramifications et jonctions avec plusieurs charges aux extrémités. D’autres paramètres du système peuvent également être pris en compte dans les équations, en particulier les paramètres liés à l’atténuation du signal dans le câble.

Lorsque l’égaliseur 904 est inséré dans le système, les relations précédentes peuvent être modifiées pour aboutir à :

Z _R est l’impédance de la partie réception R du système,

Zi est l’impédance de la piste qui relie la partie émission E du système à l’égaliseur 904,

Z ₂ est l’impédance de la piste qui relie la partie réception R du système à l’égaliseur 904,

Y _P , R _PI et R _P2 sont des variables intermédiaires qui dépendent de coefficients A _ps ,B _pS ,C _ps ,D _pS , qui dépendent eux-mêmes des résistances R _s et R _p de l’égaliseur 904. Ainsi, la condition pour que les amplitudes A et B soient égales est donnée par la relation :

A partir de la relation (1 ), en fixant les différents paramètres du système, on peut en déduire les valeurs des résistances R _s et R _p de l’égaliseur 904.

La figure 17 illustre, sur un diagramme, un exemple de méthode pour déterminer les valeurs des résistances R _s et R _p de l’égaliseur 904 à partir d’abaques. Pour cet exemple, les valeurs des impédances du système sont fixées aux valeurs Zi = 100 Ohms, Z ₂ = 1000 Ohms et Z _R = 1000 Ohms. La courbe 910 représente la valeur de la résistance Rp en fonction de l’impédance Z _c du câble en considérant que le câble est terminé par un court-circuit. La courbe 91 1 représente la valeur de la résistance Rs en fonction de l’impédance Z _c du câble. La courbe 912 représente la valeur égale des amplitudes des deux pics en fonction de l’impédance Z _c du câble.

En utilisant le diagramme de la figure 17, on peut ainsi déterminer les valeurs optimales des résistances R _s et R _p à partir de la valeur de l’impédance Z _c du câble.

Des plages de tolérance peuvent être envisagées autour des valeurs optimales des résistances R _s et R _p afin d’élargir l’égalité stricte des amplitudes des deux pics à des différences minimes entre les deux amplitudes. Ces plages de tolérance sont notamment déterminées en fonction de l’amplitude minimale d’un pic correspondant à un défaut non franc que l’on souhaite pouvoir détecter.

La figure 18 illustre les résultats obtenus avec le quatrième mode de réalisation de l’invention. Le réflectogramme 920 est obtenu sans l’égaliseur 904 et présente deux pics d’amplitudes différentes. Le réflectogramme 921 est obtenu pour le même câble en introduisant l’égaliseur 904 avec des résistances Rs=0,75 Ohms et Rp=907,86 Ohms et présente deux pics d’amplitudes identiques.

Avantageusement, les résistances de l’égaliseur 904 sont programmables afin d’adapter le système au type de câble testé.

Les valeurs des résistances R _s et R _p peuvent aussi être obtenues automatiquement, dans une phase de calibration du système, en mesurant les amplitudes des deux pics du réflectogramme et en ajustant les valeurs des résistances au fur et à mesure selon un fonctionnement en boucle fermée.

La détermination des valeurs des résistances R _s et R _p peut aussi se faire semi-analytiquement en calculant empiriquement une plage de valeurs possibles pour les résistances R _s et R _p en fonction des paramètres du système puis en ajustant ces valeurs par analyse du réflectogramme.

Sans sortir du cadre de l’invention le pont diviseur de tension peut être remplacé par tout dispositif équivalent apte à réaliser la même fonction d’égalisation.

Dans une autre variante de réalisation, plusieurs égaliseurs peuvent être utilisés au lieu d’un unique égaliseur 904.

Le ou les égaliseur(s) peuvent être également disposés entre les pistes du circuit imprimé reliant la ligne de transmission au dispositif d’injection ou de mesure.

Références

[1] “Analysis of spread spectrum time domain reflectometry for wire fault location”, P. Smith; C. Furse; J. Gunther, IEEE Sensors Journal, Year: 2005, Volume: 5, Issue: 6, Pages: 1469 - 1478

[2] On line wire diagnosis using Multicarrier Time Domain Reflectometry for fault location”, A. Lelong and M. Olivas Carrion, IEEE Sensors Conférence, Christchurch, New Zealand, 2009, pp. 751 -754

[3] “OMTDR using BER estimation for ambiguities cancellation in ramified networks diagnosis”, Wafa Ben Hassen; Fabrice Auzanneau; Luca Incarbone;

François Pérès; Ayeley P. Tchangani, 2013 IEEE Eighth International Conférence on Intelligent Sensors, Sensor Networks and Information Processing

[4]“Chaos Time Domain Reflectometry for Online Defect Détection in Noisy Wired Networks”, Fabrice Auzanneau; Nicolas Ravot; Luca Incarbone, IEEE

Sensors Journal, Year: 2016, Volume: 16, Issue: 22, Pages: 8027 - 8034