Kommutierungsverfahren einer Stromrichterphase mit rückwärts leitfähigen IGBTs

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Kommutierung von einem im Dioden-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT auf einen im IGBT-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT, die eine Stromrichterphase bilden und elektrisch parallel zu einer Gleichspannungsquelle geschaltet sind, mit den Verfahrensschritten gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1. Außerdem bezieht sich die Erfindung auf eine Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens.

Rückwärts leitfähige IGBTs sind auch als Reverse-Conducting IGBTs (RC-IGBT) bekannt. Diese RC-IGBTs sind eine Weiterentwicklung der bekannten rückwärts sperrfähigen IGBTs. Ein RC- IGBT unterscheidet sich von einem herkömmlichen IGBT dadurch, dass die Diodenfunktion und die IGBT-Funktion in einem Chip vereinigt sind. Dadurch entsteht ein Leistungshalbleiter, bei dem die Anodeneffizenz im Dioden-Modus von der Gate-Spannung abhängig ist. Dies verlangt nach Änderung in der Ansteuerung gegenüber herkömmlichen IGBTs.

Bei rückswärts leitfähigen IGBTs lässt sich die Anordeneffi- zenz im Dioden-Modus durch das Gate steuern. Ist das Gate eingeschaltet, reduziert sich die Anordeneffizenz, wogegen die Durchlassspannung steigt und die Speicherladung sinkt. Ist dagegen das Gate ausgeschaltet, so bleibt die Anordenef- fizenz hoch, wodurch die Durchlassspannung niedrig und die Speicherladung hoch ist.

Dieses Verhalten des rückwärts leitfähigen IGBTs lässt sich nutzen, um die Reverse-Recovery-Verluste des im Dioden-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT und die Einschaltverluste des zweiten rückwärts leitfähigen IGBT einer Stromrichterphase zu reduzieren. In der Veröffentlichung "A High Current 3300V Module Employ- ing Reverse Conducting IGBTs Setting a New Benchmark in Output Power Capability" von M. Rahimo, U. Schlapbach, A. Kopta, J. Vobecky, D. Schneider und A. Baschnagel, abgedruckt in ISPSD 2008 wird ein Verfahren zur Kommutierung von einem im Dioden-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT auf einen im IGBT-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT bschrie- ben. Gemäß diesem bekannten Verfahren wird ein im Dioden-Modus betriebener IGBT nach Ablauf einer vorbestimmten ersten Verzögerungszeit, beginnend vom Zeitpunkt eines Soll-Aus- schalt-Steuersignals eingeschaltet. Der im IGBT-Modus betriebene IGBT der beiden in Reihe geschalteten RC-IGBTs wird nach Ablauf einer vorbestimmten zweiten Verzögerungszeit, beginnend vom Zeitpunkt eines Soll-Einschalt-Steuersignals einge- schaltet. Unmittelbar vor dem Einschalten des im IGBT-Modus betriebenen RC-IGBTs wird der im Dioden-Modus betriebene RC- IGBT wieder ausgeschaltet. Dazu ist eine Zeitspanne für den im Dioden-Modus betriebenen RC-IGBT vorgegeben, während dieser rückwärts leitfähige IGBT eingeschaltet bleibt.

Nachteil dieses bekannten Verfahrens ist die Empfindlichkeit gegenüber schlecht tolerierten Laufzeiten. Einerseits muss die Gatespannung vom im Dioden-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT unter einer Schwellen-Spannung, die soge- nannte Threshold-Spannung, abgesenkt sein, bevor eine Rückstromspitze vom im Dioden-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT erreicht ist. Andererseits darf der im Dioden-Modus betriebene rückwärts leitfähige IGBT beim Einschalten des im IGBT-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT noch nicht lange abgeschaltet sein, weil sonst der Effekt der Anodeneffizienz-Absenkung nicht mehr wirkt. Die Signalwege von einer übergeordneten Steuereinrichtung, beispielsweise einer Steuereinrichtung eines Stromrichters, zu den Ansteuerschaltungen, auch als Treiberschaltungen bezeichnet, der beiden elektrisch in Reihe geschalteten RC-IGBTs weisen jedoch jeweils eine Potentialtrennung auf. Dies führt zu relativ großen Toleranzen in den Schaltzeiten, durch die Toleranzen in den Ansteuerpfaden der elektrisch in Reihe geschalteten RC- IGBTs noch vergrößert werden. Somit bedingt die Einschaltung der aufeinander abgestimmten Verzögerungszeiten einen großen Aufwand.

Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, das bekannte Verfahren derart weiter zu gestalten, dass es weniger empfindlich auf schlecht tolerierte Laufzeiten ist.

Diese Aufgabe wird in Verbindung mit den Merkmalen des Ober- begriffs des Anspruchs 1 mit den kennzeichnenden Merkmalen erfindungsgemäß gelöst.

Somit erfolgt die Abschaltung des Gates des im Dioden-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT nicht mehr zeitgesteu- ert, sondern ereignisgesteuert. Gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren wird als Ereignis der Beginn eines Stromflusses durch einen im IGBT-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT gewählt.

Diesen Zeitpunkt des Stromflusses durch den im IGBT-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT wird in einer ersten Ausführungsform mittels einer an einer Induktivität abfallenden Spannung ermittelt, wobei diese Induktivität im Kommutierungskreis angeordnet ist. Die Stromsteilheit im Kommutie- rungskreis ist um mindestens einer Zehnerpotenz größer als in einem zugeordneten Lastkreis. Dadurch kann der Beginn der Kommutierung am induktiven Spannungsabfall eindeutig ohne großen Aufwand ermittelt werden. Die Kommutierung führt somit zu einer hohen positiven Stromänderung (di _c /dt) und damit zu einem betragsmäßig hohen negativen Spannungswert an der Induktivität, die als Messspannung verwendet wird. Der Verlauf dieser Messspannung wird hinsichtlich eines vorbestimmten Grenzwertes ausgewertet, wobei eine nachgeschaltete Treiberschaltung angesteuert wird, sobald dieser Grenzwert erreicht bzw. überschritten wird.

Eine vorteilhafte Ausführungsform der Vorrichtung zur Erfassung des Zeitpunktes des Stromflusses im im IGBT-Modus be- triebenen rückwärts leitfähigen IGBT ist eine Streuinduktivität innerhalb des RC-IGBT-Moduls, die zwischen Hilfsemitter und Leistungsemitter angeordnet ist. Diese Streuinduktivität ist elektrisch parallel zu den beiden Eingängen einer Auswer- teeinrichtung geschaltet.

Eine weitere Möglichkeit der Erfassung des Zeitpunktes des Stromflusses im im IGBT-Modus betriebenen RC-IGBT besteht darin, dass der Kollektorstrom des im Dioden-Modus betriebe- nen RC-IGBT gemessen wird. Eine besonders günstige Realisierung einer Strommessung besteht darin, dass ein Stromwandler, der nach dem Rogowsky-Spulen-Prinzip aufgebaut ist, eingesetzt wird. Das Ausgangssignal eines nach dem Rogowsky-Spulen-Prinzip aufgebauten Stromwandlers ist proportional zur Stromänderung (di _c /dt) und somit wie bei der Verwendung einer Induktivität im Kommutierungs-kreis einfach auszuwerten.

Bei einer weiteren Möglichkeit der Erfassung des Zeitpunktes des Stromflusses im im IGBT-Modus betriebenen RC-IGBT wird die Stromerfassung mittels eines sättigbaren Übertragers ausgeführt. Mittels eines solchen Übertragers wird ein Nulldurchgang des Kollektorstromes durch den im Dioden-Modus betriebenen IGBT ermittelt. Ein sättigbarer Übertrager liefert nur dann ein Ausgangssignal, wenn sich die magnetische Feldstärke im schmalen linearen Bereich der Magnetisierungskennlinie befindet. Dadurch erfolgt die Entladung des Gates des im Dioden-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT nicht zu Beginn des Kommutierungsvorgangs, sondern erst beim Nulldurchgang des Kollektorstromes, also zu Beginn des Re- verse-Recovery-Stromes .

Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird auf die Zeichnung Bezug genommen, in der mehrere Ausführungsformen einer Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens schematisch veranschaulicht sind. FIG 1 zeigt ein Blockschaltbild eines Brückenzweiges zweier RC-IGBTs mit einer Gleichspannungsquelle, in den

FIG 2 und 3 sind die zeitlichen Verläufe von Soll-Steuersig- nalen der beiden RC-IGBTs des Brückenzweiges gemäß FIG 1 jeweils in einem Diagramm über der Zeit t dargestellt, in den

FIG 4 und 5 sind die zeitlichen Verläufe der Ist-Steuersignale der beiden RC-IGBTs des Brückenzweiges gemäß FIG 1 jeweils in einem der beiden Diagramm über der Zeit t veranschaulicht, in der

FIG 6 ist ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform der Vorrichtung zur Durchführung des Kommutierungsverfahrens nach der Erfindung dargestell- tung, die

FIG 7 zeigt ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform der Vorrichtung zur Durchführung des Kommutierungsverfahrens nach der Erfindung, in der FIG 8 sind in einem Diagramm über der Zeit t ein

Kollektorstrom und eine zugehörige Messspannung dargestellt, die

FIG 9 zeigt ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform der Vorrichtung zur Durchführung des Kommutierungsverfahrens nach der Erfindung, wobei in der

FIG 10 eine Magnetisierungskennlinie eines sättigbaren Übertragers dargestellt ist, und die

FIG 11 zeigt in einem Diagramm über der Zeit t einen Kollektorstrom mit zugehöriger Messspannung.

In der FIG 1 sind mit 2 ein Brückenzweig, mit 4 eine Gleichspannungsquelle, mit 6 eine positive Stromschiene und mit 8 eine negative Stromschiene bezeichnet. Mittels dieser beiden Stromschienen 6 und 8 sind der Brückenzweig 2 und die Gleichspannungsquelle 4 elektrisch parallel geschaltet. Der Brückenzweig weist zwei rückwärts leitfähige IGBTs Tl und T2 auf, die elektrisch in Reihe geschaltet sind. Ein Verbin- dungspunkt dieser beiden RC-IGBTs Tl und T2 bilden einen wechselspannungsseitigen Ausgang A, an dem eine Last anschließbar ist. Die Gleichspannungsquelle 4 weist zwei Kondensatoren 10 und 12 auf, die ebenfalls elektrisch in Reihe geschaltet sind. Ein Verbindungspunkt dieser beiden Kondensatoren 10 und 12 bildet einen Mittelpunkt-Anschluss M. Alternativ kann statt der beiden Kondensatoren 10 und 12 auch nur ein Kondensator verwendet werden, der zwischen den Stromschienen 6 und 8 angeordnet ist. Der Mittelpunkt M ist dann nicht zugänglich. Am Ausgang A des Brückenzweiges 2 steht bezogen auf den Mittelpunkt-Anschluss M der Gleichspannungsquelle 4 eine pulsweitenmodulierte Rechteckspannung U _AM an. Ein in der FIG 1 dargestelltes Blockschaltbild entspricht einem Teil eines Blockschaltbildes eines mehrphasigen Strom- richters, insbesondere eines Wechselrichters.

Da die Dioden-Funktion und die IGBT-Funktion in einem Chip vereinigt sind, wird beim rückwärts leitfähigen IGBT Tl und T2 keine Freilauf-Diode bzw. keine Invers-Diode benötigt. Diese IGBTs werden wegen ihrer Rückwärtsleitfähigkeit auch als RC-IGBT (Reverse Conducting-Insulated Gate Bipolar Transistor) bezeichnet. Da in einem Chip die Dioden- und IGBT- Funktionalität vereint sind, kann dieser RC-IGBT im Dioden- Modus (negativer Kollektor-Emitter-Strom) und im IGBT-Modus (positiver Kollektor-Emitter-Strom) betrieben werden. Im Dioden-Modus lässt sich die Anodeneffizienz durch das Gate steuern. Ist das Gate eingeschaltet, reduziert sich die Anodeneffizienz und damit steigt die Durchlassspannung, wogegen die Speicherladung sinkt. Ist das Gate ausgeschaltet, so bleibt die Anodeneffizenz hoch. Dies hat zur Folge, dass die Durchlassverluste niedrig und die Speicherladung hoch sind.

Bei den Signalverläufen der Figuren 2 bis 5 wird angenommen, dass der rückwärts leitfähige IGBT Tl im Dioden-Modus und der rückwärts leitfähige IGBT T2 im IGBT-Modus betrieben werden. Im Diagramm der FIG 2 ist über Zeit t ein Soll-Steuersignal S _n für den im Dioden-Modus betriebenen RC-IGBT Tl dargestellt, wogegen ein Soll-Steuersignal S _τ ^* _l für den im IGBT-Mo- dus betriebene RC-IGBT T2 im Diagramm der FIG 3 über der Zeit t veranschaulicht ist. Diese beiden Soll-Steuersignale ^ ₁ und S _τ2 kennzeichnet einen Kommutierungsvorgang zum Zeitpunkt tl. Ausgehend von diesem Zeitpunkt tl wird nach Ablauf einer Zeitspanne ΔT1 der in Dioden-Modus betriebene rückwärts leitfähige IGBT Tl eingeschaltet (FIG 4) . Der im IGBT-Modus betriebene rückwärts leitfähige IGBT T2 wird gemäß dem zeitlichen Verlauf des Schaltzustandes T2 _SC h gemäß FIG 5 nach Ablauf auf einer Zeitspanne ΔT3 ausgehend vom Zeitpunkt tl einge- schaltet (Zeitpunkt t4) . Zum Zeitpunkt t4 muss der im Dioden- Modus betriebene rückwärts leitfähige IGBT T2 gemäß dem zeitlichen Verlauf des Schaltzustandes Tl _SC h gemäß FIG 4 ausgeschaltet sein. Andererseits darf der im Dioden-Modus betriebene rückwärts leitfähige IGBT Tl noch nicht lange abgeschal- tet sein, weil sonst der Effekt der Anodeneffizienz-Ab-sen- kung nicht mehr wirkt. D.h., dass die Zeitspanne ΔT _R zwischen Ausschalten des im Dioden-Modus betriebenen RC-IGBTs Tl und dem Einschalten des im IGBT-Modus betriebenen RC-IGBTs T2 möglichst klein sein sollte. In Abhängigkeit der Zeitspanne ΔTi und der Zeitspannung ΔT _R bezogen auf die Zeitspanne ΔT ₃ ergibt sich die Zeitspanne ΔT ₂ , während der der im Dioden-Modus betriebene IGBT Tl eingeschaltet ist.

Gemäß der eingangs genannten Veröffentlichung ist diese Kom- mutierung zweier rückwärts leitfähiger IGBTs Tl und T2 einer Stromrichterphase zeitgesteuert. Diese zeitgesteuerte Kommutierung erfordert eine hohe zeitliche Präzision. Um bei dieser zeitgesteuerten Kommutierung auf der sicheren Seite zu sein, wird die Zeitspanne ΔT _R so groß gewählt, dass zum Ein- schaltzeitpunkt t4 des im IGBT-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT T2 der im Dioden-Modus betriebene rückwärts leitfähige IGBT Tl zweier elektrisch in Reihe geschalteter RC-IGBTs Tl und T2 sicher ausgeschaltet ist. Da im Signalweg von einer Steuereinrichtung zu einer Ansteuerschaltung des RC-IGBTs Tl bzw. T2 Bauelemente vorhanden sind, die relativ große Toleranzen unterworfen sind, muss die Zeitspanne ΔT _R noch großer gewählt werden. Gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren erfolgt diese in den Diagrammen der Figuren 2 bis 5 dargestellte Kommutierung nicht mehr zeitgesteuert, sondern ereignisgesteuert. Als Ereignis wird der Beginn des Stromflusses durch den im IGBT-Mo- dus betriebenen RC-IGBT T2 gewählt. Dieses Ereignis wird aber am im Dioden-Modus betriebenen RC-IGBT Tl bestimmt.

In der FIG 6 ist eine erste Ausführungsform einer Vorrichtung zur Durchführung des Kommutierungsverfahrens nach der Erfin- düng schematisch veranschaulicht. Diese Vorrichtung weist eine Auswerteeinrichtung 14 auf, die ausgangsseitig mit einem Eingang einer Ansteuerschaltung 16, die auch als Treiberschalter bezeichnet wird, verknüpft ist. Diese Vorrichtung weist ebenfalls eine Einrichtung zur Erfassung einer Ablei- tung nach der Zeit des Kollektorstromes i _c durch den im Dioden-Modus betriebenen RC-IGBT Tl auf. D.h., es wird die Stromänderung des Kollektorstromes i _c ermittelt. In der Ausführungsform gemäß FIG 6 ist als Einrichtung eine Induktivität 18, insbesondere eine modulinterne Streuinduktivität, vorgesehen. Handelt es sich bei der Einrichtung um eine modulinterne Streuinduktivität 18, so befindet sich diese Induktivität 18 im IGBT-Modul zwischen einem Hilfsemitter El und einem Emitter-Anschluss E. Handelt es sich um eine Induktivität 18, ist diese einseitig mit dem Emitter-Anschluss E verknüpft. In der FIG 6 dargestellten Ausführungsform bildet der Emitter El ein Bezugspotential für die Auswerteeinrichtung 14 und für die Treiberschaltung 16. Der Emitter-Anschluss E des im Dioden-Modus betriebenen RC-IGBT Tl zweier elektrisch in Reihe geschalteter RC-IGBTs Tl und T2 ist mit einem Eingang 20 der Auswerteeinrichtung 14 elektrisch leitend verbunden. Der Auswerteeinrichtung 14 ist ebenfalls das Soll-Steuersignal 6ji zugeführt.

Da die Stromsteilheit im Kommutierungskreis um mindestens ei- ner Zehnerpotenz größer ist als eine im Laststromkreis, kann der Beginn des Stromflusses durch den im IGBT-Modus betriebenen RC-IGBT T2 am Spannungsabfall an der Induktivität 18 des im Dioden-Modus betriebenen RC-IGBT Tl klar erkannt werden. Die Kommutierung des Kollektorstromes i _c vom im Dioden-Modus betriebenen RC-IGBT Tl auf den im IGBT-Modus betriebenen RC- IGBT T2 führt zu einer hohen positiven Stromänderung di _c /dt und somit zu einem betragsmäßig hohen negativen Wert einer Messspannung u _M . Dieser Wert der Messspannung u _M wird in der Auswerteeinrichtung 14 mit einem vorbestimmten Schwellwert verglichen. Wird dieser Schwellwert erreicht bzw. überschritten, wird der im Dioden-Modus betriebene RC-IGBT Tl ausgeschaltet, d.h., die Entladung des Gates G des im Dioden-Modus betriebenen RC-IGBT Tl beginnt also mit dem Beginn des Kommutierungsvorgangs .

In der FIG 7 ist eine zweite Ausführungsform der Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Kommutierungsverfah- rens zweier elektrisch in Reihe geschalteter rückwärts leitfähiger IGBTs Tl und T2 näher dargestellt. Diese zweite Ausführungsform unterscheidet sich von der ersten Ausführungsform dadurch, dass anstelle einer Induktivität 18 ein Stromwandler 22, der nach dem Rogowsky-Spulen-Prinzip aufgebaut ist, verwendet wird. Die Ausgangsspannung eines solchen

Stromwandlers 22 ist proportional zur Stromänderung di/dt des Kollektorstroms i _c , der durch den im Dioden-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT T12 fließt. Im Diagramm gemäß FIG 8 sind der zeitliche Verlauf des im Dioden-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT Tl fließenden Kollektorstromes i _c und ein zeitlicher Verlauf einer ermittelten Messspannung u _M über der Zeit t aufgetragen. Die Stromkurve i _c (t) entspricht einer Abschaltkennlinie einer Diode. Zum Zeitpunkt t _M , an dem sich die Amplitude des Kollektorstromes i _c beginnt zu verrin- gern, weist der Verlauf der Messspannung u _M (t) eine positive Flanke auf. Der Zeitpunkt t _M dieser Flanke wird als Zeitpunkt des Beginns des Stromflusses im IGBT-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT T2 bewertet. Der Zeitpunkt t _M ist der frühestmögliche Zeitpunkte, zu dem der Dioden-Modus betrie- bene rückwärts leitfähige IGBT Tl abgeschaltet werden kann.

In der FIG 9 ist eine dritte Ausführungsform zur Durchführung des erfindungsgemäßen Kommutierungsverfahren zweier rückwärts leitfähiger IGBTs Tl und T2 näher dargestellt. Diese dritte Ausführungsform unterscheidet sich von der ersten Ausführungsform gemäß FIG 6 dadurch, dass anstelle der Induktivität 18 ein sättigbarer Übertrager 24 vorgesehen ist. In der FIG 10 ist eine Magnetisierungskennlinie dieses sättigbaren

Übertragers 24 dargestellt. Diese Magnetisierungskennlinie weist nur einen schmalen linearen Bereich auf. Mittels diesem sättigbaren Übertrager 24 wird nur der Nulldurchgang des Kollektorstromes i _c des im Dioden-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBTs Tl ermittelt. Die Erkennung eines Stromnulldurchgangs erfolgt mit dem sättigbaren Übertrager 24 nur dann, wenn sich die magnetische Feldstärke in dem schmalen Bereich der Magnetisierungskennlinie befindet. Genau dann liefert dieser sättigbare Übertrager 24 ein Ausgangssignal, nämlich eine Messspannung u _M . Der Verlauf dieser Messspannung u _M ist zusammen mit dem zeitlichen Verlauf des Kollektorstromes i _c des im Dioden-Modus betriebenen RC-IGBT Tl im Diagramm der FIG 11 über der Zeit t dargestellt. Somit wird mit Hilfe des sättigbaren Übertragers 24 der Kommutierungszeitpunkt bei der Kommutierung vom im Dioden-Modus betriebenen RC-IGBT Tl auf den im IGBT-Modus betriebenen RC-IGBT T2 ermittelt. Dieser Zeitpunkt t _N liegt bezüglich des Zeitpunkt t _M zeitlich später. Dadurch wird der im Dioden-Modus betriebene RC-IGBT Tl später abgeschaltet. Dadurch kann die Anodeneffizienz län- ger reduziert werden, wodurch die Speicherladung sinkt.

Mit diesem erfindungsgemäßen Verfahren kann der Zeitpunkt für die Abschaltung des im Dioden-Modus betriebenen RC-IGBT Tl zweier elektrisch in Reihe geschalteter RC-IGBTs Tl und T2 sehr nah am Zeitpunkt t4, an dem der im IGBT-Modus betriebene rückwärts leitfähige IGBT T2 dieser in Reihe geschalteter RC- IGBTs Tl und T2 eingeschaltet wird, gelegen werden, wodurch die Anodeneffizenz-Absenkung lange wirksam ist. Da dieses erfindungsgemäße Verfahren ereignisgesteuert ist, erfordert es nicht wie beim bekannten zeitgesteuertem Kommutierungsverfahren keine hohe zeitliche Präzision.