実施の形態1.
 図1~図7は、本発明の実施の形態1を示すもの であり、図1は回転電機の制御装置の全体を� �す構成図、図2は図1の位置推定手段の詳細を 示す構成図である。また、図3~図7は動作説明 に供する説明図である。

 この実施の形態1において、回転電機1は� �えば埋込磁石型の同期機であって、この回� �電機1には所定の制御電圧を印加する電圧印� ��手段としてのインバータ6が接続されている 。また、インバータ6と回転電機1との間を流� ��る二相分の回転電機電流iu、ivを検出する電 流検出手段2と、回転電機1の回転子位置を求� ��る位置推定手段3と、回転電機1に印加する� �動電圧指令用の電圧指令Vup*,Vvp*,Vwp*を出力す る制御手段4(詳細後述)と、制御手段4からの� �圧指令Vup*,Vvp*,Vwp*に基づいてパルス幅変調さ れたロジック信号Vul,Vvl,Vwlを出力するパルス� ��変調制御手段5(詳細後述)が設けられている� ��

 上記の制御手段4は、減算器42、d軸電流制 御器7、q軸電流制御器8、座標変換器9、電圧� �令手段としての二相・三相変換器10、三相・ 二相変換器11、座標変換器12を有するととも� �、位置検出用電圧発生器14、および加算器41� ��備えている。また、パルス幅変調手段5は、 スイッチング周期発生部としてのスイッチン グ周期発生器13と、パルス幅変調制御器15と� �有する。

 この実施の形態1における電流検出手段2� �、例えば変流器等からなり、回転電機1とイ� ��バータ6とを結ぶ電力線からU相電流iuとV相� �流ivとの二相分の電流を検出する。しかし、 それ以外に、U相電流、V相電流、W相電流のう ち任意の二相分の電流を検出してもよい。ま た、電流検出手段2は、U相電流、V相電流、W� �電流の三相電流を検出する方法でもよい。� �るいは、電流検出手段2として、後述するよ� ��なインバータ6の入力である直流母線電流を 利用した手法を用いた演算で検出することも 可能である。

 後で詳述するように、位置検出用電圧発� ��器14が出力する三相の位置検出用電圧Vuh,Vvh, Vwhを回転電機駆動用の基本波電圧Vup*,Vvp*,Vwp*� ��重畳することにより、電流検出手段2により 検出される回転電機1のU相電流iuとV相電流iv� �の二相分の回転電機電流には、位置検出用� �圧Vuh,Vvh,Vwhに対応した周波数をもつ位置検出 用交流電流成分が含まれている。

 したがって、位置推定手段3は、回転電機 1に発生する回転電機に含まれる高周波の位� �検出用交流電流を抽出し、その位置検出用� �流に基づいて回転子位置の情報θpを求めて� �力するものであって、図2に示すように、三� ��・二相変換器19、フーリエ変換器20、2つの� �算器21、減算器22、および位置演算器23が順� �接続されて構成されている。なお、三相・� �相変換器19を設けているのは、二相電流に変 換すれば以降の位置推定に必要な情報量を少 なくすることができて演算が簡単になるため である。また、フーリエ変換器20は、回転電� ��電流に含まれる位置検出用交流電流を抽出� ��るためのものである。

 d軸電流制御器7は、比例積分制御などを� �いて、減算器42で得られるd軸電流指令値id*� �座標変換器12の出力であるidとの偏差δidがな くなるようなd軸基本波電圧Vd*を出力する。q� ��電流制御器8は、比例積分制御などを用いて 、減算器42で得られるq軸電流指令値iq*と座標 変換器12の出力であるiqとの偏差δiqがなくな� ��ようなq軸基本波電圧Vq*を出力する。座標変 換器9は、位置推定手段3が出力する回転子位� ��を用いて、d軸基本波電圧Vd*とq軸基本波電� �Vq*を固定二軸(α-β軸)上の基本波電圧Vα*とVβ *に変換する。また、二相・三相変換器10は基 本波電圧Vα*とVβ*を三相分の正弦波形などの� ��本波電圧Vu*、Vv*、Vw*に変換する。

 一方、三相・二相変換器11は、電流検出� �段2で検出されたU相電流iuとV相電流ivを、固� ��二軸(α-β軸)上の電流iαとiβに変換する。ま た、座標変換器12は、位置推定手段3が出力す る回転子位置の情報θpを用いて、iα、iβを回 転二軸(d-q軸)電流id、iqに変換する。

 スイッチング周期発生器13は、スイッチ� �グ周期Tcの値をパルス幅変調制御器15及び位� ��検出用電圧発生器14へ出力する。なお、こ� �スイッチング周期Tcは、三相分の各基本波電 圧Vu*、Vv*、Vw*の周期よりも十分に短い周期を もって、このスイッチング周期Tcは回転電機1 の電気的特性やインバータ駆動により発生す る電磁騒音の周波数等を考慮して予め最適な 値に設定される。

 位置検出用電圧発生器14は、スイッチン� �周期発生器13から与えられたスイッチング周 期Tcのm倍(mは3以上の整数、3以上とする理由� �後述)と等しい周期m・Tcであって、かつ位相� ��異なる位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを発生して� �算器41に出力する。

 加算器41は、二相・三相変換器10から出力 される基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*に位置検出用電 圧発生器14から出力される高周波(周期m・Tc)� �位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを重畳し、これを電 圧指令Vup*、Vvp*、Vwp*としてパルス幅変調制御 器15へ出力する。ここで、上述のようにmを3� �上の整数とする理由は、mが1あるいは2のと� �は、スイッチング周期Tcのm倍の周期m・Tcと� �しい三相の位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの各相に 、位相差を持たせることができず、ひいては 位置推定手段3による回転子位置の情報θpを� �度良く求めることができないからである。

 上記構成において、制御手段4の加算器41� ��よって三相の基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*にそれ� ��れ個別に位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを重畳し� �回転電機1に印加する。この場合、位置検出� ��電圧Vuh,Vvh,Vwhのベクトル和である電圧ベク� �ルは交番電圧ではなく回転電圧となる。な� �、交番電圧とは、三相交流電圧1周期のうち� ��、三相交流電圧の各相のベクトル和である� ��圧ベクトルを2方向以下に印加するものをい う。また、回転電圧とは三相交流電圧1周期� �うちに、三相交流電圧の各相のベクトル和� �ある電圧ベクトルを3方向以上に印加するも� ��をいう。

 位置検出用電圧発生器14が出力する位置� �出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの一例として、m=4のときの 電圧波形を、スイッチング周期Tc、位置検出� ��電圧の周期Thv(=4・Tc)として図3(a)に示す。ま た、位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhのベクトル和で� ��る電圧ベクトルVsumのベクトル図を図3(b)に� �す。なお、図3(a)では、任意の値の+Vhと-Vhを2 区間ずつ交互にし、各相の位相差は1区間と� �て出力している。この場合、位置検出用電� �Vuh,Vvh,Vwhのベクトル和である電圧ベクトルVsu mは、図3(b)に示すように三相交流電圧1周期の うちに、各区間K1~K4(図3(a))においてVsum1~Vsum4� �順番にとる回転電圧となる。

 なお、各位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhが+Vhあ� �いは-Vhである区間は2区間にしないで、1区間 であってもよく、あるいは、図4に示すよう� �3区間などにしてもよい。ただし、スイッチ� ��グ周期のm倍と等しい周期の位相の異なる三 相交流電圧を出力する場合、+Vhあるいは-Vhで ある区間は、1から(m-1)の間の値でなければな らず、+Vhである区間と-Vhである区間は合わせ てm区間でなければならない。また、各相の� �相差は、図3(a)のように1区間としないで、2� �間や、3区間などにしてもよい。ただし、ス� ��ッチング周期のm倍と等しい周期の位相の異 なる三相交流電圧を出力する場合、各相の位 相差は、1から(m-1)の間の値でなければならな い。また、位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhは図3、図 4に示したような方形波ではなく、正弦波で� �えてもよい。

 パルス幅変調制御器15は、制御手段4が出� ��する電圧指令Vup*、Vvp*、Vwp*とスイッチング� ��期発生器13が出力するスイッチング周期Tcの 値に基づいて、インバータ6に与えるパルス� �変調されたロジック信号Vul、Vvl、Vwlを発生� �る。ここに、パルス幅変調制御法としては� �(ア)キャリア信号としての三角波Csによるパ� ��ス幅変調制御法、(イ)キャリア信号として� �のこぎり波Wstによるパルス幅変調制御法、(� ��)瞬時空間電圧ベクトルVsによるパルス幅変� ��制御法などのいずれを用いてもよい。

 まず、三角波Csによるパルス幅変調制御� �について説明する。図5は、三角波Csによる� �ルス幅変調制御法を用いた場合のパルス幅� �調動作波形である。この三角波Csによるパル ス幅変調制御法では、例えば、三角波Csの周� ��Tcsをスイッチング周期発生器13が出力する� �イッチング周期Tcの2倍(すなわち、Tcs=2Tc)に� �定する。

 パルス幅変調制御器15による具体的なパ� �ス幅変調動作について図5を用いて説明する� ��なお、図5において、電圧指令Vup*、Vvp*、Vwp* は正弦波信号であるが、三角波Csのキャリア� ��号や位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhに比べて周波� �が低いため、直線状に表している。また、� �圧指令Vup*、Vvp*、Vwp*には実際には位置検出� �電圧Vuh,Vvh,Vwhが重畳されているが、ここでは パルス幅変調動作について説明するため、図 示省略している。

 図5のように、三角波Csと電圧指令Vup*、Vvp *、Vwp*との大小関係をそれぞれ比較し、三角� ��Csの大きさよりも電圧指令Vup*、Vvp*、Vwp*の� �きさが大きいときはHi、小さいときはLowのロ ジック信号を出力する。なお、三角波Csと電� ��指令Vup*、Vvp*、Vwp*の大小関係をそれぞれ比� ��し、三角波Csの大きさよりも電圧指令Vup*、V vp*、Vwp*の大きさが大きいときはLow、小さい� �きはHiのロジック信号を出力してもよい。

 次に、のこぎり波Wstによるパルス幅変調� ��御法について説明する。図6は、のこぎり波 Wstによるパルス幅変調制御法を用いた場合の パルス幅変調動作波形である。のこぎり波Wst によるパルス幅変調制御法では、のこぎり波 Wstの周期Twstをスイッチング周期発生器13が出 力するスイッチング周期Tcと同一とする。

 具体的なパルス幅変調動作について図6を用 いて説明する。
 図6のように、のこぎり波Wstと電圧指令Vup*� �Vvp*、Vwp*大小関係をそれぞれ比較し、のこぎ り波Wstの大きさよりも電圧指令Vup*、Vvp*、Vwp* の大きさが大きいときはHi、小さいときはLow� ��ロジック信号を出力する。なお、のこぎり� ��Wstと電圧指令Vup*、Vvp*、Vwp*大小関係をそれ� ��れ比較し、のこぎり波Wstの大きさよりも電� ��指令Vup*、Vvp*、Vwp*の大きさが大きいときはL ow、小さいときはHiのロジック信号を出力す� �ように構成することもできる。

 次に、瞬時空間電圧ベクトルVsによるパ� �ス幅変調制御法について説明する。このパ� �ス幅変調制御法は、制御手段4が出力する電� ��指令Vup*、Vvp*、Vwp*のベクトル和を瞬時空間� ��圧ベクトルVsとし、この瞬時空間電圧ベク� �ルVsと大きさ・方向が一致するようにロジッ ク信号Vul、Vvl、Vwlを任意時間Tf内で時分割し� ��組み合わせることにより、ロジック信号の� ��クトル和の任意時間Tfでの平均が瞬時空間� �圧ベクトルVsと一致するように制御する方法 である。なお、本実施の形態では、任意時間 Tfをスイッチング周期発生器13が出力するス� �ッチング周期Tcと同一とする。

 具体的なパルス幅変調動作について図7を用 いて説明する。
 図7は瞬時空間電圧ベクトル制御法の動作を 説明するための説明図であり、図7(a)はパル� �幅変調制御器15が出力するロジック信号の組 み合わせを示した図であり、図7(b)は図7(a)の� ��ジック信号の組み合わせによる8つの電圧ベ クトルの図である。図7(a)及び(b)中のベクト� �V0とベクトルV7はすべてのスイッチがLowまた� ��Hiとなり、大きさ・方向を持たないため、� �ロ電圧ベクトルと呼ぶ。例えば、図7(c)に示� ��ように、制御手段4が出力する電圧指令Vup*� �Vvp*、Vwp*のベクトル和である瞬時空間電圧ベ クトルVsが与えられ、この瞬時空間電圧ベク� ��ルVsを任意時間Tfの間で出力する場合を考え る。瞬時空間電圧ベクトルVsはベクトルV1方� �とベクトルV2方向に分割することができ、瞬 時空間電圧ベクトルVsをベクトルV1方向に分� �したときの大きさをV1s、ベクトルV2方向に分 割したときの大きさをV2sとする。

 そして、V1s、V2sに基づいて、任意時間Tf間� �のベクトルV1の出力時間T1とベクトルV2の出� �時間T2を次の(1)式、(2)式より計算する。

 また、任意時間Tf間でのゼロ電圧ベクトル� �よる出力時間T3は、次の(3)式により計算する 。

 以上のように、出力時間T1、T2、T3を計算� ��、各出力時間T1~T3に基づいて、図7(d)に示す� ��うにパルス幅変調制御器15からベクトルV1、 ベクトルV2、ベクトルV0またはベクトルV7のロ ジック信号の組み合わせを出力することで、 任意時間Tfの間における出力の時間平均が瞬� ��空間電圧ベクトルVsと一致するようにする� �

 なお、ゼロ電圧ベクトルを出力する場合� ��ベクトルV0とベクトルV7の2つのロジック信� �の組み合わせの両方を用いてもよいが、回� �電機1の中性点から各相電圧を見た場合、ベ� ��トルV0とベクトルV7どちらの場合でも回転電 機1の各相電圧は同電位となり差異はないた� �、ベクトルV0とベクトルV7の両方を用いる必� ��はなく、どちらか一方の組み合わせだけを� ��いてもよい。

 次に、位置推定手段3の動作について説明す る。
 図2に示すように、三相・二相変換器19は、� ��流検出手段2により検出した回転電機電流iu, ivからα-β軸系の二相電流iαs,iβsに変換する� �前述のように三相の基本波電圧Vu*,Vv*,Vw*に対 して、これよりも高周波の位置検出用電圧Vuh ,Vvh,Vwhを重畳することにより、電流検出手段2 で検出される回転電機電流には位置検出用電 圧Vuh,Vvh,Vwhに対応した高周波の位置検出用交� ��電流が発生しているので、次のフーリエ変� ��器20は、三相・二相変換器19の出力である二 相電流iαs,iβsから位置検出用交流電流の振幅 (大きさ)Iαs,Iβsを抽出する。引き続いて、演� ��処理を容易にするために、乗算器21はフー� �エ変換器20の出力であるIαs,Iβsをそれぞれ二 乗し、(Iαs・Iαs)と(Iβs・Iβs)とを出力する。� ��に、減算器22は(Iβs・Iβs)から(Iαs・Iαs)を減 じて両者の差分δIαβを出力する。そして、� �置演算器23は減算器22の出力である差分δIαβ より回転子位置θpを演算する。

 このようにして求めた回転子位置θpは、� ��ンサ等を用いて直接その位置を検出したも� ��ではなく、演算により求めた推定値である� ��つまり、本発明において回転子位置θpを求� ��るということは、センサレスによって正し� ��回転子位置が推定できることを意味してい� ��。以下、位置推定手段3により回転子位置θp を求める処理内容について、さらに具体的に 説明する。

 回転電機1が例えば埋込磁石型同期機の場合 、固定直交座標(α-β軸)での電圧方程式は次� �(4)式のように表すことができる。

 回転電機1が停止時または低速運転と仮定し 、ω=0とし、また、微分演算子Pをラプラス演� ��子sに置き換えると固定直交座標での電流iα s,iβsは次の(5)式となる。

 いま、位置検出用電圧発生器14から回転� �機1を駆動するための交流電圧の角周波数よ� ��も十分に高い角周波数ωhなる位置検出用電� ��Vuh,Vvh,Vwhを印加すると、R<<Lα・ωh及びR& lt;<Lβ・ωhが成り立ち(s=jωh(jは虚数単位)と� ��た場合)、固定子抵抗Rの影響を無視すると� �上記(5)式は次の(6)式となる。

 また、位置検出用電圧発生器14より印加� �る位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhは、固定直交座標 では次の(7)式のように表すことができる。

 (7)式の固定直交座標での位置検出用電圧は� ��次の(8)式で表される。

 したがって、(8)式の位置検出用電圧の値� ��(6)式における固定直交座標系の[Vαs Vβs]に� ��入し、s=jωh(jは虚数単位)とすると、次の(9)� ��となる。

 (9)式に示すように、固定直交座標での電� ��iαs,iβsの振幅に回転子位置情報θ(=回転子位 置θp)が含まれていることが分かる。したが� �て、フーリエ変換器20で固定直交座標での電 流iαs,iβsの振幅Iαs,Iβsを抽出する。すなわち フーリエ変換器20で回転電機電流中の位置検� ��用電圧Vuh,Vvh,Vwhによる高周波の電流iαs,iβs� �抽出し、かつその振幅Iαs,Iβsを求める。そ� �て、抽出した振幅Iαs,Iβsに基づいて、次の(1 0)式に示すような演算を施すことにより、回� ��子位置情報θのみを含んだ項を抽出するこ� �ができる。この演算を実現するために、振� �Iαs,Iβsをそれぞれ二乗する乗算器21と乗算器 21の出力である(Iβs・Iβs)から,(Iαs・Iαs)を減� ��て回転子位置θの情報のみを含むδIαβを出� ��する減算器22を用いる。

 位置演算器23では、上記(10)式のδIαβを次の (11)式で除すことにより、cos2θのみを抽出す� �。そして、cos2θの逆余弦を演算することに� �りθ(回転子位置θp)を計算する。なお、回転� ��位置θpの演算は逆余弦演算ではなく、cos2θ� ��値を記憶したテーブルを用意し、その記憶� ��置に記憶されたcos2θの値に基づいて回転子� ��置θpを求めてもよい。

 以上のように、この実施の形態1では、ス イッチング周期Tcに基づいて、スイッチング� ��期Tcのm倍(mは3以上の整数)と等しい周期mTcで あって、かつ互いに位相の異なる位置検出用 電圧Vuh,Vvh,Vwhを基本波電圧Vu*,Vv*,Vw*に重畳し� �出力するようにしたので、従来のような三� �分のキャリア信号を生成する必要がなく、� �置検出用電圧(位置検出用電圧指令)を容易に 出力することができ、また、回転子位置を回 転電機電流のみを用いて求めることができる ので、簡易な構成で回転電機1の回転子位置� �推定することができ、かつ計算が簡単にな� �て演算量を減らすことができる。さらに、� �角波やのこぎり波などのキャリア信号の山� �谷の近傍で電流サンプリングを行う場合で� �、三相分のキャリア信号を生成する必要が� �いため、インバータのスイッチングによる� �イッチングノイズ等の影響を低減して電流� �ンプリングを行える。

実施の形態2.
 図8は本発明の実施の形態2の回転電機の制� �装置における位置推定手段を示す構成図で� �る。

 上記の実施の形態1の位置推定手段3では� �転子位置θpを逆余弦演算をするか、あるい� �cos2θの値を記憶したテーブルを用意してそ� �値に基づいて演算しているが、これらの方� �の場合、演算量が多くなる場合がある。そ� �で、この実施の形態2では、実施の形態1より も演算量を減らして簡易的に回転子位置θpを 求めるようにしたものである。

 図8において、位置推定手段3は、三相・� �相変換器24、フーリエ変換器20、乗算器21、� �よび減算器22からなる第1の回路と、三相・� �相変換器25、フーリエ変換器20、乗算器21、� �よび減算器22からなる第2の回路と、三相・� �相変換器26、フーリエ変換器20、乗算器21、� �よび減算器22からなる第3の回路の計3組の回� ��を備え、各減算器22の出力が位置演算器27へ 出力される。

 ここに、第1の三相・二相変換器24は、固� ��子U相方向と、変換後の二相電流のα方向が� ��致するように三相・二相変換をして二相電� ��iαsu,iβsuを出力する。第2の三相・二相変換� ��25は、固定子V相方向と、変換後の二相電流� ��α方向が一致するように三相・二相変換を� �て二相電流iαsv,iβsvを出力する。第3の三相� �二相変換器26は、固定子W相方向と、変換後� �二相電流のα方向が一致するように三相・二 相変換をして二相電流iαsw,iβswを出力する。

 そして、各三相・二相変換器24,25,26から� �力される二相電流は、実施の形態1と同様に� ��フーリエ変換器20によって振幅を抽出し、� �算器21でそれぞれ二乗する。そして、各減算 器22により乗算器21の出力であるβ電流の振幅 の二乗からα電流の振幅の二乗の差分δIαβu,� �Iαβv,δIαβwを求める、この場合の各差分δIα βu,δIαβv,δIαβwは、次の(12)式となる。

 位置演算器27は、δIαβu,δIαβv,δIαβwの大小 関係より、図9に示すようにI~VIの区間に分け� ��。各区間において、δIαβu,δIαβv,δIαβwの� �、ゼロクロスするものを線形近似し、次の(1 3)式より回転子位置θpを求める。なお、(13)式 のδIαβ_uvwは、δIαβu,δIαβv,δIαβwの内、ゼ� �クロスするものの値であり、|δIαβ_uvw|は、� �Iαβu,δIαβv,δIαβwの内、ゼロクロスするも� �の振幅を表している。なお、|δIαβ_uvw|はδI� �βu,δIαβv,δIαβwの二乗の和の平方根より求� �てもよい。

 以上のような構成にすることにより、実施� ��形態1のような逆余弦演算を行ったり、余弦 の値を記憶したテーブルを用いることなく、 簡単に回転子位置θpを求めることができ、演 算量を少なくすることができる。
 その他の構成および作用効果については、� ��施の形態1と同様であるので、ここでは詳し い説明を省略する。

実施の形態3.
 図10はこの実施の形態3による回転電機の制� ��装置の構成を示す構成図であり、実施の形� ��1と対応する構成部分には同一の符号を付す 。

 この実施の形態3において、回転電機の制 御装置は、回転電機1の定数(例えば回転電機1 のインダクタンス値等)を入力する回転電機� �数入力手段16を備え、制御手段4の位置検出� �電圧発生器14は、この回転電機定数入力手段 16より得た回転電機定数に基づいて、スイッ� ��ング周期Tc1のm倍(mは3以上の整数)と等しい� �期(=m・Tc1)で位相の異なる三相の位置検出用� ��圧Vuh,Vvh,Vwhを決定することを特徴としてい� �。

 すなわち、この実施の形態3においては、 回転電機定数入力手段16からスイッチング周� ��発生器13と位置検出用電圧発生器14とにそれ ぞれ回転電機定数が入力される。スイッチン グ周期発生器13は、入力された回転電機定数� ��基づいて最適なスイッチング周期Tc1を決め� ��パルス幅変調制御器15及び位置検出用電圧� �生器14へ出力する。

 一方、位置検出用電圧発生器14は、入力� �れた回転電機定数に基づいて最適な倍数mを� ��め、スイッチング周期発生器13が出力する� �イッチング周期Tc1と倍数mの積を求め、周期m ・Tc1でかつ位相の異なる位置検出用電圧Vuh,Vv h,Vwhを出力する。そして、この位置検出用電� ��Vuh,Vvh,Vwhが加算器31によって基本波電圧Vu*,Vv *,Vw*に重畳されて電圧指令Vup*,Vvp*,Vwp*として� �ルス幅変調制御器15に与えられる。パルス幅 変調制御器15は、実施の形態1の場合と同様に 、スイッチング周期Tcに基づいて、パルス幅� ��御法を用いてインバータ6にロジック信号Vul 、Vvl、Vwlを出力する。

 回転電機1より検出する回転電機電流中に 含まれる高周波電流の振幅(大きさ)は、スイ� ��チング周期Tcのm倍(=m・Tc)と等しい周期かつ� ��相の異なる位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhに依存� �るため、回転電機1の特性を無視してmやTc1が 常に一定値であると、場合によっては、位置 検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを印加することにより回� ��電機1に発生する高周波電流の振幅(大きさ)� ��小さくなり、その結果、電流検出手段2が検 出する高周波電流の精度が悪化することに起 因して、回転子位置推定の精度も悪くなる恐 れがある。

 これに対して、この実施の形態3では、回転 電機1の種類に応じた回転電機定数に基づい� �倍数mまたはスイッチング周期Tcの少なくと� �一方の適切な値を算出し、スイッチング周� �Tcのm倍と等しくなるように位相の異なる各� �置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの周期を決定している ので、回転電機定数の異なる回転電機1を駆� �した場合でも、精度よく回転電機1の回転子� ��置を推定することができる。
 その他の構成および作用効果については、� ��施の形態1と同様であるので、ここでは詳し い説明を省略する。

実施の形態4.
 図11はこの実施の形態4による回転電機の制� ��装置の構成を示す構成図であり、実施の形� ��1と対応する構成部分には同一の符号を付す 。

 この実施の形態4において、回転電機の制 御装置は、位置検出用電圧周期入力手段17を� ��える。この位置検出用電圧周期入力手段17� �、位置検出用電圧発生器14が出力する位置検 出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの周期また周波数のいずれ� ��を変更するため、その周期または周波数を� ��定入力するものであり、これによって位置� ��出用電圧発生器14において、スイッチング� �期発生器1で設定されたスイッチング周期Tc� �倍数m(mは3以上の整数)が決定される。

 すなわち、この実施の形態4において、位 置検出用電圧周期入力手段17は、位置検出用� ��圧発生器14が出力する位置検出用電圧Vuh,Vvh, Vwhの周期また周波数のいずれかを決定する。 例えば、ユーザーが任意の周期を位置検出用 電圧周期入力手段17に入力した場合、位置検� ��用電圧発生器14は、位置検出用電圧周期入� �手段17より得た周期に基づいて、位置検出用 電圧Vuh,Vvh,Vwhの周期をスイッチング周期Tcの� �倍にするかの倍数m(mは3以上の整数)を決定す る。また、ユーザーが任意の周波数を位置検 出用電圧周期入力手段17に入力した場合、位� ��検出用電圧発生器14は、位置検出用電圧周� �入力手段17より得た周波数の逆数を演算する ことにより位置検出用電圧の周期を求め、求 めた周期に基づいて、位置検出用電圧Vuh,Vvh,V whの周期をスイッチング周期Tcの何倍にする� �の倍数m(mは3以上の整数)を決定する。

 このように、この実施の形態4では、位置検 出用電圧周期入力手段17を設けることにより� ��回転電機1に印加される各位置検出用電圧Vuh ,Vvh,Vwhの周期または周波数を任意に変更する� ��とができるので、発生する騒音の周波数を� ��えて騒音による不快感を減少させることが� ��きる。
 その他の構成および作用効果については、� ��施の形態1と同様であるので、ここでは詳し い説明を省略する。

実施の形態5.
 前述の実施の形態1において、位置検出用電 圧発生器14は、スイッチング周期発生器13が� �力するスイッチング周期Tcのm倍と等しい周� �の位相の異なる位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを出 力し、mは3以上の整数としていたが、mの具体 的な値までは特定していない。

 この実施の形態5では、mの値を6n(nは自然� ��)と限定したものである。すなわち、位置検 出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの周期Thvを、スイッチング� ��期Tcの6n倍(nは自然数)に限定する。これによ り、各々の位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの互いの� ��相差が120°となり、位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwh は三相平衡電圧指令とすることができる。

 一例として、n=1のときの電圧波形を、スイ� ��チング周期Tc、位置検出用電圧の周期Thvと� �て図12に示す。なお、図12では、任意の値の+ Vhと-Vhを3区間ずつ交互にし、位置検出用電圧 Vuh,Vvh,Vwhの位相差は2区間としている。この場 合、位置検出用電圧の周期Thvは6区間である� �め、2区間の位相差は360°/6区間×2区間=120°と なり、位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhは三相平衡交� ��電圧となる。このため、不平衡三相交流電� ��の印加による回転電機1への影響を少なくす ることができ、また不平衡三相交流電圧を印 加した場合に比べ、位置推定に要するフーリ エ変換等の演算を簡単にすることができる。
 その他の構成および作用効果については、� ��施の形態1と同様であるので、ここでは詳し い説明を省略する。

実施の形態6.
 図13は実施の形態6による回転電機の制御装� ��の構成を示す構成図であり、実施の形態1と 対応する構成部分には同一の符号を付す。

 この実施の形態6において、制御手段4は� �置演算手段3が出力する回転子位置θpに基づ� ��て回転電機1の回転速度を演算する速度演算 器18を有する。そして。この速度演算器18で� �算された回転速度の情報が位置検出用電圧� �生器14に与えられるようになっている。

 回転電機1の回転速度がある程度高速にな れば、基本波電圧Vu*,Vv*,Vw*に位置検出用電圧V uh,Vvh,Vwhを殊更重畳しなくても、回転電機1の� ��起電圧より回転電機1の回転子位置を容易に 推定することが可能である。したがって、こ の実施の形態6では、位置検出用電圧発生器14 は、速度演算器18が出力する回転電機1の回転 速度が所定の速度以上になると位置検出用電 圧Vuh,Vvh,Vwhをゼロにし、位置検出用電圧が基� ��波電圧Vu*,Vv*,Vw*に影響を与えないようにす� �。併せて、回転電機1の誘起電圧より回転電� ��の回転子位置を推定する方法に切り換える� ��

 このような構成を採ることにより、スイッ� ��ング周期のm倍と等しい周期の位相の異なる 位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを含む高周波電圧を� ��転電機1に印加することにより生じる余分な エネルギ損失を無くすことができる。
 その他の構成および作用効果については、� ��施の形態1と同様であるので、ここでは詳し い説明を省略する。

実施の形態7.
 まず、本発明の実施の形態7の回転電機の制 御装置を説明する前に、背景技術の欄におい て既述したように、電流センサのコスト削減 のために、インバータに直流電圧を供給する 直流電圧源とインバータとの間に流れる直流 母線電流を一つの電流センサを用いて検出し 、その直流母線電流の検出時におけるインバ ータの各相スイッチのスイッチングタイミン グの違いにより、現時点で回転電機1のどの� �に電流が流れているかを演算する従来技術� �ついて説明する。

 図14は直流母線電流を単一の母線電流検� �手段(電流センサ)29を用いて検出し、その検� ��した直流母線電流Idcから回転電機電流を演� ��する回転電機電流演算手段30を備えた回転� �機の制御装置を示す従来の構成図である。� �お、図14では位置推定手段を設けずに、回転 電機1にその回転位置を検出する回転位置セ� �サ31を取り付けているが、回転電機電流演算 手段30による回転電機電流の演算には直接関� ��しないので、この点についての説明は省略� ��る。

 図14に示す回転電機の制御装置は、直流� �圧源28とインバータ6との間を流れる直流母� �電流Idcを検出する単一の電流センサからな� �母線電流検出手段29を備えるとともに、この 母線電流検出手段29で検出した直流母線電流I dcとパルス幅変調手段5の出力であるロジック 信号Vul、Vvl、Vwlとに基づいて、回転電機1へ� �れる回転電機電流iu,ivを演算する回転電機電 流演算手段30を有する。

 図15は、三角波Csによるパルス幅変調制御 法を用いた場合の、二相・三相変換器10から� ��力される基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*と三角波Cs� �の時間変化の様子(図15(a))と、パルス幅変調� ��御器15から出力されるロジック信号Vul、Vvl� �Vwlの時間変化の様子(図15(b))とを表したもの� ��あり、パルス幅変調制御器15は、各基本波� �圧Vu*、Vv*、Vw*が三角波Csよりも大きいときは 「Hi」、小さい時は「Low」のロジック信号Vul� ��Vvl、Vwlをそれぞれ出力する。

 図16は、直流電圧源28に対する母線電流検出 手段29およびインバータ6の接続状態を示した 構成図である。
 インバータ6のスイッチUP、VP、WP、UN、VN、WN はパルス幅変調手段5の出力であるロジック� �号Vul、Vvl、Vwlに基づいて、ゲート駆動回路31 によってオンまたはオフする。例えば、スイ ッチUPはロジック信号Vulが「Hi」のときオン� �なり、「Low」のときオフする。スイッチUNは ロジック信号Vulが「Low」のときオンとなり、 「Hi」のときオフする。スイッチVPはロジッ� �信号Vvlが「Hi」のときオンとなり、「Low」の ときオフする。スイッチVNはロジック信号Vvl� ��「Low」のとオンとなり、「Hi」のときオフ� �る。スイッチWPはロジック信号Vwlが「Hi」の� ��きオンとなり、「Low」のときオフする。ス� ��ッチWNはロジック信号Vwlが「Low」のときオ� �となり、「Hi」のときオフする。

 次に、直流母線電流Idcから回転電機電流を� ��算する動作原理について説明する。
 図15(b)に示すようにロジック信号が出力さ� �る場合、区間T1ではスイッチUP、VP、WNがオン となりその他はオフとなるので、区間T1のス� ��ッチングタイミングでは、回転電機1のW相� �流れる電流iwと母線電流検出手段29で検出す� ��電流Idcは同一となる。次に、区間T2では、UP 、VN、WNがオンとなりその他はオフとなる。� �って、区間T2のスイッチングタイミングでは 、回転電機1のU相を流れる電流iuと母線電流� �出手段29で検出する電流Idcは同一となる。す なわち、区間T1ではW相の回転電機電流iwとし� ��、区間T2ではU相の回転電機電流iuとして、� �れぞれ求めることができる。残りのV相の回� ��電機電流ivについては、三相電流の和がゼ� �になることより、次の(14)式より求めること� ��できる。以上のようにして、母線電流検出� ��段29は、三角波Csの半周期(スイッチング周� �Tc)の間に三相の各回転電機電流iu,iv,iwを検出 することができる。

 このように、回転電機電流検出手段30は� �パルス幅変調手段5の出力であるロジック信� ��Vul、Vvl、Vwlのスイッチングタイミングの違� ��と、その際に母線電流検出手段29で検出さ� �た直流母線電流Idcとによって、その検出し� �直流母線電流Idcが回転電機1のどの相を流れ� ��電流と対応しているのかを判別し、各相の� ��転電機電流を演算する。

 なお、三相電流検出は、本来は同じタイ� ��ングで三相分の回転電機電流を同時に検出� ��るのが好ましいが、ここではロジック信号V ul、Vvl、Vwlのスイッチングタイミングの違い� ��利用しているため、三相分の回転電機電流� ��同じタイミングで検出することができない� ��具体的には、図15(b)のスイッチ区間T1でW相� �T2でU相の各回転電機電流を検出し、また式(1 4)からV相の回転電機電流を求めるため、スイ ッチ区間T1でW相の回転電機電流を検出してか らスイッチ区間T2でU相の回転電機電流を検出 するまでの時間差が生じる。このため、この 時間差の間に三相の各回転電機電流の値が変 化して検出誤差を生じる可能性があるが、ス イッチ区間T1とスイッチ区間T2は隣接した区� �であり時間差は微小である場合が殆どであ� �ので、この時間差での電流変化による検出� �差は実際には無視することができる。

 図14に示した構成では、回転電機電流演� �手段30が母線電流検出手段29で検出した直流� ��線電流Idcと、パルス幅変調手段5の出力であ るロジック信号Vul、Vvl、Vwlとに基づいて回転 電機1へ流れる回転電機電流iu,ivを演算してい るが、図17に示すように、回転電機電流演算� ��段30は、母線電流検出手段29で検出した直流 母線電流Idcと、二相・三相変換器10の出力で� ��る基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*に基づいて、回転� ��機1へ流れる回転電機電流を演算することも できる。すなわち、図14の構成では回転電機� ��流演算手段30に入力する信号は直流母線電� �Idcとパルス幅変調手段5の出力であるロジッ� ��信号Vul、Vvl、Vwlであるのに対し、図17の構� �では回転電機電流演算手段30に入力する信号 は直流母線電流Idcと基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*で あることである。

 図17の構成により直流母線電流から回転電� �電流を演算する回転電機電流演算手段30の動 作原理を図18を参照して説明する。
 図18は図15と同様、三角波Csによるパルス幅� ��調制御法を用いた場合の、二相・三相変換� ��10の出力である基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*と三� �波Csとの時間変化の様子(図18(a))と、ロジッ� �信号の時間変化の様子および各ロジック信� �の違いにより、母線電流検出手段29が検出す る直流母線電流Idcが回転電機電流のどの相を 求めることができるかを表したものである(� �18(b))。

 図18(a)に示すような、基本波電圧Vu*、Vv*� �Vw*のうち大きさが一番大きいものを最大相(� ��18(a)ではVu*)、大きさが一番小さいものを最� ��相(図18(a)ではVw*)、一番大きいものと一番小 さいものの間のものを中間相(図18(a)ではVv*)� �呼ぶこととする。三角波Csによるパルス幅変 調制御法を用いた場合において、直流母線電 流Idcより回転電機電流を演算する方法では、 三角波Csの半周期(スイッチング周期Tc)の期間 のうち、求めることができる回転電機電流は 最大相と最小相の回転電機電流であり、検出 できる時は、中間相と三角波Csが重なる前後� ��ある(図18(b)参照)。

 また、三角波Csが右上がりの時は、中間� �と三角波Csが重なる前では最小相の回転電機 電流が(図18では、区間T1の時で、検出できる� ��はW相)、中間相と三角波Csが重なった後では 最大相の回転電機電流を求めることができる (図18では、区間T2の時で、検出できるのはU相 )。また、三角波Csが右下がりの時は、中間相 と三角波Csが重なる前では最大相の回転電機� ��流が(図18では、区間T4の時で、検出できる� �はU相)、中間相と三角波Csが重なった後では� ��小相の回転電機電流を求めることができる( 図18では、区間T5の時で、検出できるのはW相) 。基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*と直流母線電流より 求めることができる回転電機電流Idcにはこの ような関係があるため、直流母線電流29より� ��出した直流母線電流Idcと基本波電圧Vu*、Vv*� ��Vw*を用いることにより、直流母線電流Idcか� ��回転電機電流を求めることができる。

 このように、図14ないし図18に示したよう に、直流母線電流Idcと、その直流母線電流Idc の検出時におけるインバータの各相スイッチ のスイッチングタイミングの違いを利用して 、現時点で回転電機1のどの相に電流が流れ� �いるかを演算するようにすれば、実施の形� �1~6に示したように、少なくとも二相分の回� �電機電流を直接に検出するために必要であ� �た複数の電流センサを、直流母線電流Idcを� �出するための単一の電流センサのみを設け� �ば済むため、電流センサのコストを削減す� �ことができる利点がある。

 しかしながら、直流母線電流Idcに基づい� ��回転電機電流を演算する方法は、上記のよ� ��に直流母線電流Idcの検出時におけるインバ� ��タの各相スイッチのスイッチングタイミン� ��の違いを利用しているため、例えば図19(a)� �示すように、基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*が近接� �た値や、同一の値となったときには、各相� �スイッチングタイミングが互いに近くなる� �、あるいは同一となる。その結果、図14や図 17に示した構成のままでは、図19(b)に示すよ� �に、T1、T2などの各スイッチ区間の時間が極� ��に短く又は無くなるため、母線電流検出手� ��29で検出した電流が、回転電機1のどの相の� ��流と同一になるかを判別することが極めて� ��難になる。したがって、直流母線電流Idcが� ��の相の電流と同一になるかを判断するため� ��は、スイッチ区間の時間がある所定値以上� ��保されることが必要である。

 なお、実施の形態1~6記載の制御装置は、� ��なくとも二相分の回転電機電流を直接に電� ��センサ等で検出していて、各相のスイッチ� ��グタイミングの違いを利用してはいないの� ��、基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*が近接した値や、� ��一の値となった場合でも回転電機1の各相の 回転電機電流を確実に検出することができ、 上記のような問題は何ら生じない。

 直流母線電流Idcに基づいて回転電機電流� ��演算する場合に、例えば図19(a)に示したよ� �に、基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*が近接した値や� �同一の値となった場合でも、直流母線電流Id cがどの相の電流と同一になるかを判断でき� �ようにするためには、前述の位置検出用電� �Vuh,Vvh,Vwhを、二相・三相変換器10から出力さ� ��る基本波電圧Vu*,Vv*,Vw*に重畳することによ� �解決することができる。以下、位置検出用� �圧Vuh,Vvh,Vwhを利用して直流母線電流Idcより回 転電機電流を演算できるようにした本発明の 実施の形態7について説明する。

 図20は、この実施の形態7における回転電� ��の制御装置の構成図であり、実施の形態1と 対応する構成部分には同一の符号を付す。

 この実施の形態7の回転電機の制御装置は 、図1に示した実施の形態1の構成の制御装置� ��前提として、図1の電流検出手段2を省略し� �その代わりに、インバータ6とこのインバー� ��6に直流電力を供給する直流電圧源28との間� ��流れる母線電流Idcを検出する母線電流検出� ��段29と、この母線電流検出手段29で検出され た母線電流Idcとパルス幅変調手段5から出力� �れるロジック信号Vul,Vvl,Vwlとに基づいて回転 電機電流を演算する回転電機電流演算手段30� ��設けている。なお、パルス幅変調手段5から 出力されるロジック信号Vul,Vvl,Vwlを回転電機� ��流演算手段30に取り込むのに代えて、図17に 示した場合と同様に、二相・三相変換器10か� ��出力される基本波電圧Vu*,Vv*,Vw*を回転電機� �流演算手段30に取り込む構成を採用しても同 様な効果を奏することができる。

 ここで、図19(a)に示すように二相・三相� �換器10から出力される基本波電圧Vu*、Vv*、Vw* が互いに接近している場合に、例えば実施の 形態5で説明した図12に示した波形(周期Thv=6n� �Tc、n=1)をもつ位置検出用電圧Vuh、Vvh、Vwhを� �図20の制御手段4の加算器41によって重畳する と、その出力である電圧指令Vup*、Vvp*、Vwp*は 図21(a)に示すような波形になる。なお、電圧� ��令Vup*、Vvp*、Vwp*の平均値は、図19(a)で示す� �基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*と同一になるため、� �置検出用電圧Vuh、Vvh、Vwhの周波数を回転電� �1の制御に影響を及ぼさない程度以上にして� ��けば、位置検出用電圧Vuh、Vvh、Vwhを重畳し� ��い場合と同等に回転電機1を制御することが できる。

 制御手段4から出力される電圧指令Vup*、Vv p*、Vwp*が図21(a)に示すような波形の場合、こ� ��に応じてパルス幅変調制御器15から出力さ� �るロジック信号Vul、Vvl、Vwlは図21(b)に示すよ うになる。すなわち、図19(b)では短かったス� ��ッチ区間T1とT4の時間を、図21(b)では長くす� ��ことができる。スイッチ区間T1とT4が長くな ったことにより、スイッチ区間T1ではW相の回 転電機電流iwを、スイッチ区間T4ではU相の回� ��電機電流iuをそれぞれ検出することができ� �残りのV相の回転電機電流ivは前述の(14)式を� ��いて演算ができる。つまり、位置検出用電� ��Vuh、Vvh、Vwhを重畳することにより、三角波C sの1周期(スイッチング周期Tcの2倍)の間に三� �の回転電機電流を検出することができるよ� �になる。ただし、スイッチ区間T2とT5は図19(b )と同じままであるため、これらの区間では� �転電機電流を求めることはできない。

 なお、位置検出用電圧発生器14が出力す� �位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの振幅Vhの最大値は� ��ンバータ6が出力できる最大電圧から回転電 機1を駆動するために必要な電圧を減算した� �であり、また、振幅Vhの最小値はインバータ 6の中にあるスイッチング素子の短絡防止の� �めのデットタイムによる誤差電圧以上とす� �ことで、直流母線電流より回転電機電流を� �算する効果を発揮する。

 以上のように、この実施の形態7では、位 相の異なる位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを基本波� ��圧Vu*,Vv*,Vw*に予め重畳した上で、直流母線� �流Idcに基づいて回転電機電流を演算するの� �、電流センサ等の母線電流検出手段が単一� �もので済み、コストダウンを図ることがで� �ることに加えて、基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*が� �接した値や、同一の値となったときでも、� �相の回転電機電流を演算して求めることが� �能となる。

実施の形態8.
 上記の実施の形態7で説明したように、位相 の異なる位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを基本波電� ��Vu*,Vv*,Vw*に予め重畳した上で、直流母線電� �Idcに基づいて回転電機電流を演算すれば、� �本波電圧Vu*、Vv*、Vw*が近接した値や、同一� �値となったときでも、三相の各回転電機電� �を演算して求めることができる利点が得ら� �る。

 しかし、図12に示した波形(周期Thv=6n・Tc� �n=1)の位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを利用して直� �母線電流より回転電機電流を演算する場合� �その三相の回転電機電流の検出間隔は、図21 に示したように三角波Csの周期Tcs(=2Tc、つま� �、スイッチング周期Tcの2倍)である。これに� ��して、前述の図14や図17に示した構成におい て三相の回転電機電流の検出が可能なとき(� �本波電圧Vu*、Vv*、Vw*が近接したり同一の値� �無いとき)の三相の回転電機電流の検出間隔� ��、図15(b)や図18(b)に示したように三角波Csの� ��周期(=スイッチング周期Tc)である。つまり� �図12に示した波形の位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwh� ��そのまま利用して直流母線電流Idcより回転� ��機電流を演算する場合、三相の回転電機電� ��の検出間隔はスイッチング周期Tcの2倍にな� ��てしまう。

 また、図12に示した波形の位置検出用電� �Vuh,Vvh,Vwhを利用して直流母線電流より回転電 機電流を演算する方法では、図21(b)に示した� ��うに、スイッチ区間T1でV相、T4でU相の各回� ��電機電流を検出し、式(14)よりW相の回転電� �電流を求めるため、スイッチ区間T1でV相の� �転電機電流を検出してからスイッチ区間T4で U相の回転電機電流を検出するまでの時間差� �生じる。すなわち、図14、図17に示した構成� ��おいて直流母線電流より回転電機電流を演� ��する場合の時間差は、図15(b)や図18(b)に示し たように隣接したスイッチ区間T1とスイッチ� ��間T2との時間差であったが、図12に示した波 形の位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを利用して直流� ��線電流より回転電機電流を演算する方法は� ��図21(b)に示したようにスイッチ区間2つ分離� ��たスイッチ区間T1とスイッチ区間T4との時間 差であるため、この時間差の間に変化する三 相回転電機電流の値の変化が大きくなり、検 出誤差が無視できなくなる可能性がある。

 そこで、この実施の形態8では、実施の形 態7に生じる上記の不具合を改善するもので� �る。すなわち、基本波電圧Vu*,Vv*,Vw*に重畳す る位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhについて、図12に� �す波形の位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhでは、それ ぞれ+Vhと-Vhの2つの値しか持たなかったが、� �れに代えて、例えば図22に示すように、位置 検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhがそれぞれ+Vh、-Vh、0の3� �の値を持つようにして、直流母線電流より� �転電機電流を演算できるようしたものであ� �。なお、それ以外の全体構成は図20に示した 実施の形態7の場合と同じである。

 ここで、図22に示した3つの値をもつ位置� ��出用電圧Vuh、Vvh、Vwhを、図20の制御手段4の� ��算器41によって重畳すると、その出力であ� �電圧指令Vup*、Vvp*、Vwp*は図23(a)に示すような 波形になる。そして、これらの電圧指令Vup*� �Vvp*、Vwp*に応じてパルス幅変調制御器15から� ��力されるロジック信号Vul、Vvl、Vwlは図23(b)� �示すようになる。

 このように、図22に示す+Vh、-Vh、0の3つの 値を持つ位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを利用する� ��とで、実施の形態7の不具合を改善して三相 の回転電機電流の検出間隔をスイッチング周 期Tcまで短縮化できる。

 なお、図22に示したような+Vh、-Vh、0の3つ の値を持つ位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを利用す� ��場合でも、基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*の値によ� ��ては、電圧指令Vup*、Vvp*、Vwp*が互いに近接� ��て回転電機電流が検出できなくなるスイッ� ��区間が発生する場合がある。このような場� ��には、位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの値を+2Vh、+ Vh、-2Vh、-Vhの4つの値の大きさをもつように� �たり、あるいは正弦波などのように大きさ� �連続的変わる位置検出用電圧をVuh,Vvh,Vwhにす るなど、位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの値を複数� ��することにより、回転電機電流を検出する� ��とができる。

 なおまた、この実施の形態8では、直流母 線電流Idcから回転電機電流を演算するために 、位置検出用電圧をVuh,Vvh,Vwhが3つの値をもつ ようにしているものの、その周期は、常にス イッチング周期Tcのm倍(mは3以上の整数)と等� �い周期m・Tcになるように設定されているた� �、位置推定手段3による回転子位置の推定演� ��に何ら悪影響を与えることはない。よって� ��位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを利用して直流母� �電流Idcに基づいて回転電機電流を演算する� �には、位置センサを取り付ける必要はなく� �かつ、電流センサの数も削減することが可� �なので、回転電機1の制御装置を簡単かつ安� ��に構成することができる。

実施の形態9.
 図24は本発明の実施の形態9における回転電� ��の制御装置を示す構成図であり、実施の形� ��7(図20)と対応する構成部分には同一の符号� �付す。

 この実施の形態9の回転電機の制御装置は 、実施の形態7(図20)の構成を基本として、さ� ��に制御手段4において、位置検出用電圧演算 部33と加算器41との間に、位置検出用電圧変� �器34が設けられている。

 この位置検出用電圧変更器34は、二相・� �相変換器10から出力される回転電機1を駆動� �るための基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*を入力し、� �の基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*に基づいて、位置� �出用電圧発生器14から出力される位置検出用 電圧Vuh,Vvh,Vwhの振幅の大きさを変更した変更� ��置検出用電圧Vuh2,Vvh2,Vwh2を出力するもので� �る。そして、この位置検出用電圧変更器34か ら出力される変更位置検出用電圧Vuh2,Vvh2,Vwh2� ��、加算器41によって基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*� �加算されるようになっている。

 前述の実施の形態7(図20)に示した構成の� �合、電圧指令Vup*、Vvp*、Vwp*が近接または同� �値になると、直流母線電流がどの相の回転� �機電流と同一になるかを判別することが極� �て困難となり、電流の検出間隔が長くなり� �また、電流検出誤差が発生する可能性があ� �。この不具合発生を解決するために、上記� �実施の形態8では位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhが� �れぞれ+Vh、-Vh、0の3つの値を持つようにして 、直流母線電流より回転電機電流を演算でき るようしたが、この実施の形態9では、実施� �形態8の場合よりもさらにダイナミックに対� ��できるようにするため、基本波電圧Vu*、Vv*� ��Vw*の値に基づいて位置検出用電圧発生器14� �ら出力される位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの振幅 を変更するようにしたものである。以下、そ の動作原理について説明する。

 図25は位置検出用電圧変更器34の動作の説 明図であり、同図(a)は位置検出用電圧発生器 14から出力される位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの� �力波形、同図(b)は位置検出用電圧変更器34か ら出力される変更位置検出用電圧Vuh2,Vvh2,Vwh2� ��出力波形をそれぞれ示している。なお、図2 5(a)に示した位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhは、図12� ��示した位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの波形(周期T hv=6n・Tc、n=1))と同じであり、したがって、図 12のK1~K3と図25(a)のK1~K3は互いに対応している� ��

 位置検出用電圧発生器14から出力される� �25(a)に示す位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを、位置� ��出用電圧変更器34を経由せずにそのまま基� �波電圧Vu*、Vv*、Vw*に重畳した場合には図25(c) に示す波形となるが、これは既に図21(a)に示� ��た波形と同じである。

 この図25(c)において、基本波電圧Vu*、Vv*� �Vw*に位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを重畳して得ら れる電圧指令Vup*、Vvp*、Vwp*は、区間K1ではVup* とVvp*が近接するため、スイッチ区間T2の時間 が短くなり直流母線電流がどの相の回転電機 電流と同じになるかを判別することができな くなる。また、区間K2では、Vvp*とVwp*が近接� �るため、スイッチ区間T5の時間が短くなり、 直流母線電流がどの相の回転電機電流と同じ になるかを判別することができなくなる。

 そこで、この実施の形態9では、位置検出 用電圧変更器34が基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*に基� ��いて位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhのスイッチ区� �T1,T2,…の時間を予め演算により求め、Vup*、V vp*、Vwp*が互いに近接または同一の値となっ� �、各スイッチ区間T1,T2,…の時間が短くなる� �とにより、直流母線電流がどの相の回転電� �電流と同一になるかが判別できなくなる状� �(以下、判定不可状態という)の有無を求める 。

 なお、上記の判定不可状態とは、各スイ� ��チ区間T1,T2,…の時間が回転電機電流演算手� ��30の演算時間より短くなった状態であり、� �スイッチ区間T1,T2,…の時間は各電圧指令Vup*� ��Vvp*、Vwp*の値の差に比例するので、基本波� �圧Vu*、Vv*、Vw*と位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhとの 和(=電圧指令Vup*、Vvp*、Vwp*)より各スイッチ区 間T1,T2,…の時間を求めることができる。

 よって、位置検出用電圧変更器34は、演� �により求めた各スイッチ区間T1,T2,…の時間� �判定不可状態となった場合には、スイッチ� �グ周期Tcごとに、位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの� ��幅値を判定不可状態にならないようにδV分� ��け変更して変更位置検出用電圧Vuh2,Vvh2,Vwh2� �出力する。

 そして、位置検出用電圧変更器34は、次� �スイッチング周期で、前のスイッチング周� �で変更したδV分だけ元に戻すように、位置� �出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの値を変更した変更位置検 出用電圧Vuh2,Vvh2,Vwh2を出力する。このように� ��置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの値を変更した場合� �各相の電圧指令Vup*、Vvp*、Vwp*の変化を図25(d) に示す。なお、位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを変� ��する値は、各スイッチ区間T1,T2,…の時間が� ��直流母線電流がどの相の回転電機電流と同� ��になるかを判断できる時間を確保できるよ� ��に、すなわち、回転電機電流演算手段30の� �算時間以上になるように、次の式(15)より演� ��して求める。

 例えば、図25(c)の場合、位置検出用電圧変� �器34は、演算によりあらかじめスイッチ区間 T1、T2の時間を求め、スイッチ区間T2が判定不 可状態になるか否かを判断する。そして、ス イッチ区間T2がそのままでは判定不可状態に� ��ると判断した場合には、判定不可状態にな� ��ないように、図25(d)の区間K1に示すように、 W相の位置検出用電圧Vwhの値を式(15)に基づい� ��次の式(16)のδV分だけ下げる。

 そして、次のスイッチング周期の区間K2� �は、W相の位置検出用電圧Vwhの値をδV分だけ� ��げる。図25(c)より区間K2ではVvp*、Vwp*が近接� ��て判定不可状態となるので、区間K1で変更� �たδV分だけ区間K2でW相の位置検出用電圧Vwh� �上げる。これにより、図25(d)の区間K2におい� ��も判定不可状態になるのを回避できる。

 なお、図25(d)に示した例では、区間K1、区 間K2においてW相の位置検出用電圧VwhをδVだけ 変更しているが、W相の位置検出用電圧Vwhは� �更せず、U相の位置検出用電圧VuhをδVだけ変� ��したり、あるいはW相の位置検出用電圧Vwhと U相の位置検出用電圧Vuhとが互いに離れるよ� �に値を変更(例えばδV/2ずつ引き離すなど)し� ��もよく、同様の効果が得られる。ただし、� ��の場合は区間K2ではVvp*、Vwp*が近接したまま の場合があるため、新たにV相またはW相の位� ��検出用電圧Vvh、Vwhを変更する必要がある。

 以上のように、この実施の形態9では、位 置検出用電圧演算部33と加算器41との間に位� �検出用電圧変更器34を設け、この位置検出用 電圧変更器34によって基本波電圧Vu*、Vv*、Vw*� ��値に基づいて各相の電圧指令Vup*、Vvp*、Vwp*� ��差を予測し、予測した各相の差より判定不� ��状態の有無を求め、判定不可状態が発生す� ��恐れが生じるときには位置検出用電圧発生� ��14から出力される位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの 振幅を変更するようにしたので、回転電機1� �駆動性能を劣化させることなく、直流母線� �流より回転電機電流を演算することができ� �実施の形態8の場合よりもさらにダイナミッ� ��に対応することができる。また、基本波電� ��Vu*、Vv*、Vw*は何ら変化させずに位置検出用� ��圧Vuh、Vvh、Vwhの振幅のみを変化させるので� ��直流母線電流Idcより回転電機電流を演算す� ��ことができる。