Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Synchronisation, insbesondere zur Synchronisation bei Funkübertragung. Die Erfindung betrifft ebenfalls eine entsprechende Vorrichtung.

Hintergrund

Bei Funkübertragung mittels OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) ist es wichtig, am Empfänger die genauen Trägerfrequenzen zu kennen, um die Demodulation zu ermöglichen. Dazu ist es notwendig, möglichst genau eine Abweichung des Senders von der Sollfrequenz abzuschätzen, den sogenannten T rägerfrequenzversatz (carrier frequency offset, CFO). Dieser kann verschiedene Ursachen haben, z. B. Abweichungen im Takt des Senders oder Frequenzverschiebungen, die bei einem beweglichen Sender durch den Dopplereffekt entstehen. In manchen Fällen, z. B. bei breitbandiger Zeitvielfachzugriff-Übertragung (TDMA, time division multiple access) mittels OFDM, ist außerdem eine zeitliche Synchronisation notwendig, da die beteiligten Sender und Empfänger nach einem gemeinsamen Zeitrahmen arbeiten müssen.

Die in manchen Systemen verwendete sogenannte Schmidl-Cox-Synchronisation kann sowohl zur zeitlichen Synchronisation als auch für eine initiale Schätzung des T rägerfrequenzversatzes genutzt werden. Sie ist zwar robust gegen reflektive Funkkanäle, erwies sich aber unter dem Einfluss von Schmalbandstörern als ungeeignet. Um Schmalbandstörer innerhalb des Breitbandkanals verkraften zu können, ist dagegen ein robusteres Synchronisationsverfahren nötig. Mit der zunehmenden Funkübertragung nimmt auch die gegenseitige Störung zu. Als Schmalbandstörer werden Verursacher von solchen Störungen bezeichnet, die nur einzelne Frequenzen oder (gegenüber breitbandigen Systemen wie OFDM) sehr schmale Frequenzbereiche betreffen.

Bekannt ist die Synchronisation mit einer Sequenz, die auf der sogenannten Zadoff-Chu- (Z-C-) Folge beruht. Dies ist eine komplexwertige Folge mit konstanter Amplitude, deren zyklische Autokorrelation Null ergibt. Um eine möglichst robuste Synchronisation sowohl bei niedrigem Rauschabstand (signal-to-noise ratio, SNR) als auch bei reflektiven Funkkanälen und unter dem Einfluss von schmalbandigen Störern innerhalb des breitbandigen Kanals zu ermöglichen, sind Z-C-Sequenzen gut geeignet. Dabei wird das empfangene Signal mit dem bekannten Referenzsignal kreuzkorreliert. Bei der Korrelation werden Überlagerungen des Sendesignals durch die besonderen Eigenschaften der Z-C- Sequenzen in einzelne Maxima der Amplitude des Korrelationsausgangs umgesetzt. Dadurch können Reflektionen durch den Funkkanal sauber getrennt werden und die zeitliche Synchronisation kann sich am größten aller Maxima orientieren.

Allerdings ist bei der Synchronisation mit Z-C-Sequenzen die Schätzung des T rägerfrequenzversatzes nicht mehr möglich, weil dieser bei der Detektion von konventionellen Z-C-Sequenzen mittels Korrelation zu zeitlichen Verschiebungen in der Detektion führt. Da diese zeitliche Verschiebung nicht bekannt ist, lässt sich der T rägerfrequenzversatz nicht mehr ermitteln.

In der prioritätsbegründenden deutschen Patentanmeldung hat das Deutsche Patent- und Markenamt die folgenden Dokumente recherchiert: DE 10 2013 001 790 A1 , DE 11 2017 006701 T5, US 2021/0083915 A1 und WO 2012/027880 A1. Zusammenfassung der Erfindung

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zu Grunde, ein robustes Verfahren zu ermöglichen, das sowohl eine zeitliche Synchronisation als auch eine Schätzung des Trägerfrequenzversatzes ermöglicht und das auch bei reflektiven Funkkanälen, niedrigem SNR und unter dem Einfluss von Schmalbandstörern funktioniert. Die Aufgabe wird durch ein Verfahren zur Synchronisation eines Empfängers gemäß Anspruch 1 gelöst. Der Anspruch 6 betrifft ein Verfahren zum Erzeugen eines Synchronisationssignals. Entsprechende Vorrichtungen sind in den Ansprüchen 10 und 16 angegeben.

Die Erfindung beruht auf zwei wesentlichen Erkenntnissen. Erstens wurde erkannt, dass die zeitliche Verschiebung der Detektion der Z-C-Sequenz umso größer ist, je größer ein T rägerfrequenzversatz ist. Zweitens wurde herausgefunden, dass die Richtung der zeitlichen Verschiebung sich umkehrt, wenn statt der ursprünglichen Z-C-Sequenz ihre konjugiert komplexe Form benutzt wird. Erfindungsgemäß wird daher eine Z-C-Sequenz zweimal gesendet: erst in ihrer ursprünglichen Form und dann, nach einer genau definierten Zeit, in ihrer konjugiert-komplexen Form. Beim Empfang ergeben sich zwei Korrelationsmaxima, nämlich einmal für die ursprüngliche Form und einmal für die konjugiert-komplexe Form. Die zwischen den Korrelationsmaxima liegende Zeitspanne wird gemessen. Daraus lässt sich der Zeitversatz genau ermitteln, indem die Zeitspanne mit der vordefinierten Zeitspanne verglichen wird, die auf der Sendeseite zwischen der ersten und der konjugiert-komplexen zweiten Z-C-Sequenz liegt. Wenn der Zeitversatz bekannt ist, lässt sich daraus der Träg e rfreq u e n zve rsatz ermitteln. Zusätzlich kann die Phasendifferenz der Korrelationsergebnisse der beiden Korrelationsmaxima genutzt werden, um die Genauigkeit der Schätzung weiter zu erhöhen.

Weitere vorteilhafte Ausführungsformen werden in den abhängigen Ansprüchen und in der folgenden detaillierten Beschreibung angegeben. Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Ausführungsformen sind in den Zeichnungen dargestellt. Darin zeigt

Fig. 1 eine Zeitsignaldarstellung einer einfachen Zadoff-Chu Sequenz;

Fig. 2 eine Zeitsignaldarstellung einer modifizierten Zadoff-Chu Sequenz zur Synchronisation;

Fig. 3 eine Frequenzbereichsdarstellung der einfachen Zadoff-Chu Sequenz; Fig. 4 eine Frequenzbereichsdarstellung der modifizierten Zadoff-Chu Sequenz; Fig. 5 eine zeitliche Darstellung der Korrelationsergebnisse der modifizierten Zadoff-Chu Sequenz;

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Synchronisationsvorrichtung für Empfänger;

Fig. 7 ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zur Synchronisation; und

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zum Erzeugen eines Synchronisationssignals. Detaillierte Beschreibung der Erfindung

Fig. 1 zeigt eine Zeitsignaldarstellung einer einfachen Zadoff-Chu-(Z-C-) Sequenz. Das Zeitsignal ist komplexwertig und hat daher einen Realteil Re und einen Imaginärteil Im. Realteil und Imaginärteil schwingen bei der hier verwendeten Z-C-Sequenz (M=1) mit erst hoher, dann abnehmender und dann wieder ansteigender Frequenz. Der Betrag bzw. die Amplitude, die konventionell konstant eins ist, wird aus einem weiter unten beschriebenen Grund am Anfang und am Ende jedoch reduziert. Die gesamte Sequenz dauert ca. 45 ps, wobei nach der Hälfte derzeit, in Fig. 1 bei ca. 24 me, eine „Zunge“ in der komplexwertigen Kurve anzeigt, dass die Frequenz von einem fallenden Bereich in einen steigenden Bereich übergeht. Damit ändert sich auch die Drehrichtung des komplexwertigen Zeigers, die z.B. von einer Linksdrehung in eine Rechtsdrehung übergeht. Die Phasenlage des Imaginärteils Im bleibt dabei die gleiche wie die des Realteils Re, wie in Fig. 1 dargestellt.

Andere Z-C-Sequenzen (M>1) haben eine komplexere Struktur mit mehreren Bereichen steigenderund fallender Frequenzen, aberdie oben beschriebenen Beobachtungen gelten auch dort, so dass diese Sequenzen im Prinzip ebenfalls zur erfindungsgemäß verbesserten Synchronisation verwendet werden können. Z-C-Sequenzen sind parametrisierbar; jede individuelle Z-C-Sequenz hängt von zwei teilerfremden Parametern M und N ab gemäß xwi(k) = exp (-j p M k ² / N) k=0,1 ,...,N-1 (N gerade) (1a) bzw.

XM(k) = exp (-j p M k(k+1) / N) k=0,1 ,...,N-1 (N ungerade) (1b)

Die Phase der Sequenzen kann verändert werden. Dabei wird in den hier beschriebenen Beispielen die Phase der Sequenz so eingestellt, dass die hochfrequenten Anteile am

Anfang und am Ende der Sequenz liegen. Fig. 2 zeigt eine Zeitsignaldarstellung einer modifizierten Z-C-Sequenz, die besonders gut zur Synchronisation geeignet ist. Die Sequenz besteht aus zwei Teilen: einem ersten Teil, in dem die ursprüngliche Z-C- Sequenz ZCS gesendet wird und einem zweiten Teil, in dem dieselbe Z-C-Sequenz in konjugiert-komplexer Form ZCS* gesendet wird. In diesem Beispiel dauert jede der

Teilsequenzen ca. 19 me, wobei in einem dazwischen liegenden Zeitraum von ca. 7 me kein

Signal gesendet wird. Damit steht der zeitliche Abstand zwischen den beiden Teilsequenzen auf der Sendeseite fest und wird hier beispielsweise zu Dίo = 26.0 ps angenommen. Die gesamte Synchronisationssequenz mit den beiden Teilsequenzen und der dazwischen liegenden „Pause“ passt somit in einen beispielsweise 19+19+7=45 me langen Zeitschlitz eines TDMA-Systems. Jede der Teilsequenzen beginnt mit hoher Frequenz, die erst fällt und dann wieder ansteigt, wobei die Teilsequenzen am Anfang und am Ende (d. h. bei den höchsten Frequenzen) ein- und ausgeblendet werden (fade-in, fade-out). Jede der Teilsequenzen ähnelt damit der oben beschriebenen einfachen Z-C- Sequenz. Da jedoch die zweite Teilsequenz die konjugiert-komplexe Version der ersten Teilsequenz ist, „dreht“ sich ihre Phase andersherum. Daher liegt ihre „Zunge“ (bei ca. 37 ps) entgegengesetzt zur „Zunge“ der ersten Teilsequenz (bei ca. 12 ps). Mit anderen Worten, bei der zweiten Teilsequenz ZCS* ist die Phasenlage des Imaginärteils Im gegenüber dem Realteil Re invertiert, anders als bei der ersten Teilsequenz ZCS und anders als bei der einfachen Z-C-Sequenz aus Fig. 1 . Bekanntlich unterscheidet sich ein komplexer Wert, wie z. B. ein Wert der Z-C-Folge, von seiner konjugiert-komplexen Form nur durch das Vorzeichen der Imaginärteils (in kartesischer Darstellung) bzw. durch das Vorzeichen des Exponenten (in polarer Darstellung). Daher sind die Realteile beider Teilsequenzen gleich, die Imaginärteile jedoch invertiert.

Das Funkspektrum der Synchronisationssequenz muss bestimmten vorgeschriebenen Anforderungen genügen. Insbesondere dürfen nur Frequenzen in der Nähe der Trägerfrequenz benutzt werden, während andere Frequenzen bedämpft werden müssen. Dabei muss das Spektrum innerhalb einer Maske liegen. Fig. 3 zeigt die spektrale Maske SPM bei einer maximal zulässigen Abweichung von der Trägerfrequenz f _c von beispielsweise ±4 MHz. Weiter abweichende Frequenzen müssen mit mindestens -40dB, ab ca. ±8 MHz (in diesem Beispiel) mit mindestens -60dB bedämpft werden. Das oben erwähnte Ein- und Ausblenden der äußeren Bereiche der Sequenz und damit der höchsten Frequenzen führt dazu, dass das in Fig. 3 dargestellte Spektrum 31 der einfachen Z-C- Sequenz aus Fig. 1 komplett innerhalb (d. h. unterhalb) der spektralen Maske SPM liegt, weil dadurch die Frequenzen mit einer Abweichung ab ±4 MHz (relativ zur T rägerfrequenz) entsprechend gedämpft werden. Bei Verwendung anderer Sequenzen, zum Beispiel Z-C- Sequenzen mit M>1 , können die höchsten Frequenzen auch im Innern der Sequenz auftreten und ggf. durch eine Filterung gedämpft werden. Fig. 4 zeigt das Funkspektrum 41 der modifizierten Z-C-Sequenz aus Fig. 2, das ebenfalls innerhalb derselben Maske SPM liegt und damit die regulatorisch vorgeschriebenen Anforderungen an das Spektrum erfüllt. In anderen Varianten können auch geringere oder höhere Frequenzabweichungen im Spektrum der (Z-C-) Sequenzen zulässig sein, weil andere entsprechende Masken mit z.B. ±3 MHz oder ±5 MHz vorgeschrieben sein können. Fig. 5 zeigt eine zeitliche Darstellung der Korrelationsergebnisse der modifizierten Zadoff- Chu Sequenz gemäß Fig. 2, wie sie am Empfänger auftreten. Dabei wird im Empfänger je eine Kreuzkorrelation des Empfangssignals mit der bekannten Z-C-Sequenz und danach mit der ebenfalls bekannten konjugiert komplexen Z-C-Sequenz durchgeführt.

Beispielsweise wird ein erstes Korrelationsmaximum, das die Erkennung der ursprünglichen Z-C-Sequenz als erste Teilsequenz im Empfangssignal anzeigt, zu einem ersten Zeitpunkt t’n gefunden, wie in Fig. 5 a) dargestellt. Zu einem zweiten Zeitpunkt t’21 wird ein zweites Korrelationsmaximum gefunden, das die Erkennung der konjugiertkomplexen Z-C-Sequenz als zweite Teilsequenz im Empfangssignal anzeigt. Die dazwischen liegende Zeit Dίi wird am Empfänger gemessen. Da der Zeitversatz zwischen den beiden Teilsequenzen am Sender bekannt und konstant ist, nämlich Dίo, und die Abweichungen symmetrisch sind und sich daher je zur Hälfte auf die erste und die zweite Teilsequenz beziehen müssen, kann der Zeitversatz berechnet werden zu

AtcFO - (Ati - Dίo) / 2 (2a).

Somit lassen sich die idealen (d.h. die korrigierten) Zeitpunkte ti, t2 der Korrelationsmaxima bestimmen zu b - t‘21 - AtcFO (3a) und ti - t’11 + AtcFO (4a).

An diesen idealen oder korrigierten Zeitpunkten würden die Korrelationsmaxima ohne den Einfluss des T rägerfrequenzversatzes liegen. In Fig. 5 b) ist ein anderes Beispiel dargestellt, in dem die zeitlichen Abweichungen Atc _F o der Korrelationsmaxima der Teilsequenzen jeweils ein anderes Vorzeichen haben. Es gelten jedoch dieselben Beziehungen zwischen den Werten, so dass die idealen bzw. korrigierten Zeitpunkte ti, t2 der Korrelationsmaxima auf dieselbe Weise wie oben berechnet werden können:

AtcFO = (DΪ2 - Dίo) / 2 (2b) t2 - t‘22 - AtcFO (3b) ti = t’12 + AtcFO (4b)

In beiden Fällen lässt sich aus der Differenz AtcFo zwischen dem idealen und dem tatsächlichen Korrelationszeitpunkt der Trägerfrequenzversatz abschätzen bzw. berechnen gemäß (für M=1)

AtcFo = N * fcFo / fs ² (5) wobei N die Länge der Z-C-Sequenz ist und fs die bekannte Abtastfrequenz bei der Erzeugung der Z-C-Sequenz.

Im ersten Beispiel in Fig. 5a) ist der Trägerfrequenzversatz höher als im zweiten Beispiel in Fig. 5b), weil der Betrag der Abweichung Atc _F o größer ist. Außerdem hat der T rägerfrequenzversatz im ersten Beispiel ein anderes Vorzeichen als im zweiten Beispiel, weil die Zeitspanne zwischen den Korrelationsmaxima zu kurz statt zu lang ist, so dass die Vorzeichen der Abweichung Atc _F o in den beiden Fällen unterschiedlich sind. Wenn also die Trägerfrequenz im ersten Beispiel zu hoch liegt, liegt sie im zweiten Beispiel zu niedrig, und umgekehrt. Mit dem beschriebenen Verfahren lässt sich der Trägerfrequenzversatz (einschließlich seines Vorzeichens) jedoch in beiden Fällen zuverlässig bestimmen. Den tatsächlichen Träg e rfreq u e n zve rsatz mathematisch zu bestimmen ist nicht aufwändig und kann z. B. durch einen Prozessor erfolgen. Gemäß Gl. (5) gilt fcFO = ÄtcFO * fs ² / N (6)

Es ist daher möglich, bei bekannten Systemparametern (Parameter der Z-C-Sequenz, Zeitdifferenz Dίo zwischen den beiden Teilsequenzen vor der Übertragung etc.) den aus einem bestimmten Träg e rfreq u e nzve rsatz resultierenden zeitlichen Versatz Atc _F o (einschließlich dessen Vorzeichen) vorab zu bestimmen, beispielsweise durch Messung. Die Relation zwischen Trägerfrequenzversatz und Zeitversatz kann dann gespeichert werden, z. B. als fester Wert oder als Tabelle für jede benutzte Kombination von N, M und fs. Dabei sind positive und negative Werte symmetrisch, so dass es ausreicht, z. B. nur die positiven Werte zu speichern. Das Vorzeichen ergibt sich dann aus dem Vorzeichen des zeitlichen Versatzes. Durch Multiplikation eines gemessenen Wertes für den Zeitversatz Atc _F o mit dem jeweils gültigen festen Wert lässt sich dann sehr einfach der Trägerfrequenzversatz (bzw. dessen Betrag) bestimmen. Fig. 6 zeigt, in einer Ausführungsform der Erfindung, ein Blockschaltbild einer Synchronisationsvorrichtung 600. Das empfangene Signal Sm wird in einen Korrelator Corr gegeben, der eine Kreuzkorrelation gegen die bekannte Z-C-Sequenz ZCS durchführt. Wird am Ausgang der Korrelation ein Maximum der Amplitude detektiert, so wird der Zeitpunkt und die Phase dieses Maximums als Ergebnis C ausgegeben und der Korrelator auf die konjugiert komplexe Z-C-Sequenz ZCS* umgeschaltet. Zeitpunkt und Phase des nachfolgenden Maximums werden als Ergebnis C* ausgegeben. Eine Zeitversatz-Einheit TCU misst die zwischen den Maxima bzw. den Korrelationsergebnissen C, C* liegende Zeitspanne, vergleicht sie mit dem bekannten Soll-Zeitversatz Dίo , der am Sender zwischen den beiden Teilsequenzen liegt, und ermittelt den Zeitversatz, wie oben beschrieben (Gin. 2-4). Dieser Zeitversatz kann optional direkt ausgegeben werden, um einen Timer oder eine Zeitbasis z. B. für den Zeitvielfachzugriff-Betrieb (TDMA) zu synchronisieren. Die Zeitversatz-Einheit TCU bzw. die Synchronisationsvorrichtung 600 kann aber auch einen solchen Timer enthalten, der dann einen Synchronisationspuls SP ausgibt, z. B. um eine TDMA-Einheit zu steuern. Anhand des Synchronisationspulses SP kann die TDMA-Einheit z. B. in bestimmten Zeitschlitzen eines Zeitrahmens Daten senden und in anderen Zeitschlitzen Daten empfangen.

Außerdem gibt die Zeitversatz-Einheit TCU auch ein Signal an eine Frequenzversatz- Einheit FCU aus, die aus dem Zeitversatz einen Frequenzversatz ermittelt. Dazu kann ein Speicher oder optional eine Tabelle LUT benutzt werden, um aus dem gemessenen Zeitversatz den entsprechenden Frequenzversatz zu erhalten. In einem Ausführungsbeispiel enthält die Tabelle LUT nicht für jeden möglichen Zeitversatz einen Eintrag, sondern die Frequenzversatz-Einheit FCU kann zwischen Einträgen des Speichers bzw. der Tabelle LUT interpolieren. In einem anderen Ausführungsbeispiel enthält die Frequenzversatz-Einheit FCU einen oder mehrere einprogrammierte Parameter, die das Umrechnen des Zeitversatzes in einen Frequenzversatz ermöglichen.

Das Korrelationsergebnis C, C* enthält sowohl Zeit- als auch Phaseninformationen. Aus den Phasen der Korrelationsergebnisse der Teilsequenzen lässt sich zusätzlich die Genauigkeit des Zeit- und/oder Freq u e nzve rsatzes und damit der Synchronisation weiter erhöhen.

Der Trägerfrequenzversatz ändert sich normalerweise nicht, oder er ändert sich nur sehr langsam. Daher ist, nachdem der Trägerfrequenzversatz bestimmt und für den Empfang berücksichtigt wurde, z. B. zur Demodulation, eine nochmalige Bestimmung normalerweise nicht nötig. In manchen Fällen kann es allerdings vorteilhaft sein, die Messung des T rägerfrequenzversatzes regelmäßig zu wiederholen. Generell muss aber die zeitliche Synchronisation häufiger wiederholt werden. Diese kann sowohl an Hand der in Fig. 2 dargestellten modifizierten Z-C-Sequenz als auch mit der in Fig. 1 dargestellten einfachen Z-C-Sequenz erfolgen, so dass sich beispielswiese folgende zeitliche Abfolge ergeben kann: (S2-S2*) -D- S1 -D- S1 -...- S1 -D- (S2-S2*) -D- S1 -D- S1 -...- S1 -D- (S2-S2*) -D- S1 -... wobei S1 eine erste Sequenz ist, z. B. gemäß Fig. 1 , S2 eine zweite Sequenz und S2* die konjugiert komplexe zweite Sequenz, z. B. gemäß Fig. 2, und D die im Funksystem übertragenen Daten (d.h. jeweils mehrere Zeitschlitze) darstellt. In einem TDMA- Funksystem können z. B. die erste Sequenz S1 und die Kombination von zweiter Sequenz S2 und der konjugiert komplexen zweiten Sequenz S2* je einen Zeitschlitz belegen, während die Daten D die übrigen Zeitschlitze belegen. In einer Ausführungsform betrifft die Erfindung ein Verfahren zur Synchronisation eines Empfängers durch ein Empfangssignal, das mindestens eine aus zwei komplexwertigen Teilsequenzen bestehende Synchronisationssequenz enthält. Ein Ablaufdiagramm ist in Fig. 7 dargestellt. Das automatisch ausgeführte Verfahren 700 enthält die folgenden Schritte. Zunächst wird eine Kreuzkorrelation des Empfangssignals gegen eine erste Referenzsequenz ZCS durchgeführt 710, die der ersten Teilsequenz entspricht. Hierbei wird zu einem ersten Zeitpunkt t’n, t‘ ein Korrelations- bzw. Amplitudenmaximum detektiert. Dadurch wird angezeigt, dass zu diesem Zeitpunkt das Empfangssignal die erste Teilsequenz enthält. Außerdem wird eine Kreuzkorrelation des Empfangssignals gegen eine zweite Referenzsequenz ZCS* durchgeführt 720, die der zweiten Teilsequenz entspricht und die eine konjugiert komplexe Version der ersten Referenzsequenz ZCS ist. Hierbei wird zu einem zweiten Zeitpunkt t’ ₂₁ , t‘ ₂₂ ein Korrelations- bzw.

Amplitudenmaximum detektiert. Da die Kreuzkorrelation sehr rechenaufwändig ist, kann es vorteilhaft sein, die Kreuzkorrelation gegen die zweite Referenzsequenz ZCS* nur dann durchzuführen, wenn die Kreuzkorrelation gegen die erste Referenzsequenz ZCS bereits ein Korrelationsmaximum ergeben hat. Es ist in dem Fall daher auch möglich, beide Kreuzkorrelationen nacheinander durch denselben Korrelator ausführen zu lassen, wenn dieser konfigurierbar ist.

Eine Zeitspanne Ati, DΪ ₂ zwischen dem ersten und dem zweiten Zeitpunkt wird gemessen 730, und aus der gemessenen Zeitspanne Dίi,DΪ ₂ und der bekannten Zeitspanne Ato wird ein Zeitversatz Atc _F o ermittelt 740, wie oben erklärt (Gin.2-4). Die bekannte Zeitspanne Dίo ist diejenige, die auf der Sendeseite zwischen dem Übertragen der ersten und der zweiten Teilsequenz besteht. Schließlich wird der Empfänger zeitlich synchronisiert 750, indem die zeitliche Lage der empfangenen Synchronisationssequenz um den ermittelten Zeitversatz AtcFo korrigiert wird, um einen korrigierten Referenzzeitpunkt zu erhalten. Alternativ kann auch einfach ein anderer, z. B. der in der Mitte zwischen beiden Treffern liegende Zeitpunkt gemäß t _R e _f = (t‘ ₂₁ - t‘n)/2 = t‘n+Ati/2 bzw. t _R e _f = Ϊ _2ΐ -Dίi/2 ermittelt und als vom T rägerfrequenzversatz unabhängiger Referenzzeitpunkt gewählt werden. Mit dem Referenzzeitpunkt kann eine Zeitbasis des Empfängers synchronisiert werden. Außerdem kann in weiteren Schritten aus dem Zeitversatz Atc _F o ein T rägerfrequenzversatz Dί ermittelt und die Trägerfrequenz um den ermittelten Versatzwert Dί korrigiert werden. Mit der korrigierten Trägerfrequenz kann dann beispielsweise in einem drahtlosen Empfänger ein OFDM-Empfangssignal demoduliert werden. Als Teilsequenzen eignen sich allgemein komplexwertige Sequenzen mit einer Autokorrelation von Null, insbesondere jedoch Z-C- Sequenzen. In einer Ausführungsform kann, zusätzlich zu den beiden Teilsequenzen, noch eine individuelle Kennung in das Synchronisationssignal bzw. in das Sendesignal eingefügt werden, damit verschiedene, gleichzeitig arbeitende benachbarte Funksysteme die Synchronisationssignale unterscheiden und somit unabhängig voneinander synchronisiert werden können. Außerdem kann auch die jeweils benutzte Sequenz variieren, wobei aber die zweite Teilsequenz immer konjugiert komplex zur ersten Teilsequenz ist.

Ein Drahtlos-Empfänger kann z. B. mindestens eine Synchronisationsvorrichtung 600 und eine Frequenzkorrektur-Einheit FCU enthalten, um eine Trägerfrequenz zur Demodulation eines Funksignals zu erzeugen. Die Frequenzkorrektur-Einheit FCU erhält von der Synchronisationsvorrichtung 600 den Wert des ermittelten Trägerfrequenzversatzes Af und korrigiert damit eine Soll-Trägerfrequenz um den ermittelten Trägerfrequenzversatz. Im einfachsten Fall kann die Frequenzkorrektur-Einheit einen Multiplizierer bzw. entsprechend konfigurierten Prozessor enthalten.

In einer Ausführungsform betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Erzeugen eines Synchronisationssignals für ein Funksignal. Das Verfahren umfasst das Erzeugen einer ersten komplexwertigen Teilsequenz ZCS und das Erzeugen einer zweiten komplexwertigen Teilsequenz ZCS*, die eine konjugiert komplexe Version der ersten Teilsequenz ist. Die erste Teilsequenz ZCS wird zu einem ersten Zeitpunkt und die zweite Teilsequenz ZCS* zu einem zweiten Zeitpunkt über das Funksignal übertragen, wobei zwischen dem ersten und dem zweiten Zeitpunkt eine vorgegebene Zeitspanne Ato liegt. Die Abfolge von erster Teilsequenz ZCS und zweiter Teilsequenz ZCS* in der vorgegebenen Zeitspanne bildet das Synchronisationssignal. Die erste oder die zweite Teilsequenz kann eine übliche Z-C-Sequenz sein. In einer Ausführungsform weist jede Teilsequenz ein Spektrum verschiedener Frequenzen auf, wobei die höchsten Frequenzen am Anfang und am Ende der Teilsequenz auftreten. Die Amplituden des Synchronisationssignals können am Anfang und am Ende (z. B. für jeweils ca. 2-3 ps, je nach der gewünschten Flanke im Spektrum) jeder Teilsequenz gegenüber dem mittleren Bereich reduziert werden, damit das Funkspektrum des Synchronisationssignals innerhalb einer vorgeschriebenen Frequenzmaske bleibt, wie oben beschrieben. In einer Ausführungsform betrifft die Erfindung eine Vorrichtung 800 mit einer Verarbeitungseinheit PU zum Erzeugen eines Synchronisationssignals für ein Funksignal. Fig. 8 zeigt ein Blockschaltbild. Die Verarbeitungseinheit kann beispielsweise ein entsprechend konfigurierter Prozessor sein. Sie enthält eine erste Sequenzeinheit Seq1 , die konfiguriert ist zum Erzeugen einer ersten komplexwertigen Teilsequenz, und eine zweite Sequenzeinheit Seq2, die konfiguriert ist zum Erzeugen einer zweiten komplexwertigen Teilsequenz, die eine konjugiert komplexe Version der ersten komplexwertigen Teilsequenz ist. Die erste und die zweite Sequenzeinheit Seq1 , Seq2 können identisch bzw. eine einzige Sequenzeinheit sein, die für die beiden Teilsequenzen in unterschiedlichen Modi arbeitet. Die Verarbeitungseinheit PU enthält außerdem eine Steuerungseinheit Ctr, die konfiguriert ist zum Kombinieren der ersten und der zweiten Teilsequenz zu einem Synchronisationssignal, wobei zwischen dem Beginn der ersten Teilsequenz und dem Beginn der zweiten Teilsequenz eine vorgegebene Zeitspanne Dίo liegt. Dazu kann, in einer Ausführungsform, die Steuerungseinheit Ctr z. B. den Zeitpunkt kontrollieren, zu dem die jeweilige Teilsequenz ZCS, ZCS* erzeugt wird. Da die Teilsequenzen vorab festgelegt, unveränderlich und gleich lang sind, liegen somit auch zwischen dem Ende der ersten Teilsequenz und dem Beginn der zweiten Teilsequenz sowie zwischen dem Ende der ersten Teilsequenz und dem Ende der zweiten Teilsequenz feste Zeitspannen. In einer Ausführungsform kann die Vorrichtung 800, zusätzlich zu den beiden Teilsequenzen, noch eine individuelle Kennung in das Sendesignal einfügen, damit verschiedene, gleichzeitig und benachbart arbeitende Funksysteme die Signale unterscheiden und somit unabhängig voneinander synchronisiert werden können. Die Kennung kann in einer Ausführungsform zwischen oder direkt nach den beiden Teilsequenzen eingefügt werden. Die Erfindung kann allgemein zur Synchronisation verwendet werden, insbesondere zur zeitlichen Synchronisation und zur Bestimmung eines T rägerfrequenzversatzes von Funksignalen, aber auch von anderen Signalen wie z. B. Ultraschallsignalen. Gegenüber der Beschreibung oben können kleine Änderungen vorgenommen werden, ohne dass sich der Kern der Erfindung ändert. Zum Beispiel kann die Reihenfolge von ursprünglicher Sequenz und konjugiert komplexer Sequenz vertauscht werden (wobei mit der Reihenfolge eine Information codiert sein kann), Frequenzen und Sequenzlängen können an unterschiedliche Anforderungen angepasst werden, die anfängliche Phasenlage der Sequenz bzw. der Teilsequenzen kann geändert werden (wobei die Teilsequenzen konjugiert komplex zueinander bleiben), die oben genannten Sequenzen S1 und S2 können identisch oder unterschiedlich sein, der ermittelte Trägerfrequenzversatz kann an den Sender zurückgemeldet werden usw.

Verschiedene Ausführungsformen der Erfindung können mit einem konfigurierbaren Computer oder Prozessor implementiert werden. Die Konfiguration erfolgt durch einen Computer-lesbaren Datenträger mit darauf gespeicherten Instruktionen, die geeignet sind, den Computer oder Prozessor derart zu programmieren, dass dieser die Schritte eines der oben beschriebenen Verfahren ausführt.