DESCRIPTION TITRE : Procédé de réduction du facteur de crête d’un signal de type OFDM, produits programme d’ordinateur et dispositifs correspondants. Domaine de l’invention Le domaine de l’invention est celui de la transmission de données via l’utilisation d’un signal radiofréquences du type OFDM (« Orthogonal Frequency Division Multiplexing » en anglais) transmis via une pluralité d’antennes d’un émetteur radiofréquences à destination d’une pluralité de récepteurs. L’invention se rapporte plus particulièrement à une méthode de réduction du facteur de crête d’un tel signal. Une telle forme d’onde est utilisée dans de nombreux domaines liés à la transmission de données par liens radiofréquences. L’invention a ainsi des applications, notamment, mais non exclusivement, dans le domaine de la téléphonie mobile (e.g. réseaux 4G, 5G ou au-delà (6G) tels que définis par le 3GPP (pour « 3rd Generation Partnership Project » en anglais)) ou des réseaux locaux sans fil WLAN (pour « Wireless Local Area Network » en anglais, e.g. utilisant le WiFi), l’accès internet sans fil à haut débit (WiMAX), les liaisons numériques asymétriques (xDSL), les liaisons sans fils point à multi-point, etc. Art antérieur et ses inconvénients On s’attache plus particulièrement dans la suite de ce document à décrire une problématique existante dans le domaine technologique du MIMO (pour « Multiple-Input Multiple-Output » dans la littérature anglo-saxonne) massif sans cellule, ou CF-mMIMO (pour « cell-free massive MIMO » dans la littérature anglo-saxonne), et plus particulièrement dans le domaine technologique CF- mMIMO évolutif. L’invention ne se limite bien sûr pas à ce domaine particulier d’application, mais présente un intérêt pour la génération de tout signal de communications du type OFDM transmis via une pluralité d’antennes d’un émetteur radiofréquences à destination d’une pluralité de récepteurs (e.g. des récepteurs de terminaux utilisateurs). Au cours des dernières décennies, la croissance exponentielle du trafic de données mobiles a été rendue possible par la densification de l’infrastructure réseau, qui peut être assurée : (i) en augmentant la densité cellulaire. Une telle approche est connue sous le nom de réseau ultra-dense ; et/ou (ii) en adoptant un grand nombre d’antennes actives par point d’accès, ou AP (pour « Access Point » dans la littérature anglo-saxonne). Une telle approche est connue sous le nom de MIMO massif, ou mMIMO. Néanmoins, la densification cellulaire et la technologie mMIMO ont des limites fondamentales. En particulier, les interférences intercellulaires et les grandes variations de qualité de service rendent de telles technologies incapables de faire face aux défis des réseaux de prochaine génération (e.g. la 6G) en ce qui concerne l’augmentation du débit de données pour les terminaux utilisateurs et la faible consommation d’énergie. À cette fin, une nouvelle technologie sans fil a récemment retenu une attention croissante, la technologie CF-mMIMO. La principale propriété de la technologie CF-mMIMO est qu’il existe de nombreux APs répartis géographiquement, mais la zone de couverture n’est pas divisée en cellules disjointes. En effet, comme illustré sur la [Fig.1a], selon la technologie CF-mMIMO un seul système 120 regroupe de manière centralisée les moyens nécessaires (e.g. en ce qui concerne la puissance de calculs, de stockage de données, etc.) au fonctionnement des différents APs 110. De la sorte, la technologie CF-mMIMO présente deux caractéristiques principales qui sont : (i) le régime de fonctionnement avec plus d’APs 110 que de terminaux 100 utilisateurs ainsi que le fonctionnement de la couche physique inspiré par les progrès récents dans le domaine mMIMO ; et (ii) chaque terminal 100 est desservi par tous les APs environnants pour un fonctionnement « sans cellule ». Cependant, la version originale de la technologie CF-mMIMO n’était pas évolutive, c’est-à-dire que la capacité frontale et la complexité de calcul croissent de façon exponentielle avec le nombre de terminaux 100. Cela est dû au fait que tous les APs 110 sont connectés à une unité centrale de traitement, au sein du système 120, qui est chargée de coordonner et de traiter les signaux de tous les terminaux 100. Très récemment, une nouvelle version évolutive du CF- mMIMO (ou CF-mMIMO évolutif), a été introduite, dans l’article de E. Bjornson and L. Sanguinetti, « Scalable cell-free massive mimo systems, » IEEE Transactions on Communications, vol.68, no.7, pp.4247–4261, 2020, où le traitement entièrement distribué est adopté comme illustré sur la [Fig.1b]. Notamment, de nouveaux schémas évolutifs de précodage spatial et de combinaison ainsi que des méthodes d’estimation de canal, d’allocation de puissance, de clustering AP, peuvent être introduits, obtenant de très bons avantages pour la technique CF-mMIMO. Par ailleurs, l’utilisation de signaux du type OFDM permet de gérer les canaux sélectifs en fréquence de manière simple et robuste. De la sorte, une technologie CF-mMIMO utilisant de tels signaux OFDM pour la transmission de données semble être une combinaison très prometteuse pour répondre aux demandes toujours croissantes en ce qui concerne le débit de données. Cependant, les systèmes CF-mMIMO basés sur la transmission de signaux du type OFDM ont un rapport de puissance crête à puissance moyenne, ou PAPR (pour « Peak-to-Average Power Ratio » dans la littérature anglo-saxonne) élevé pour les signaux transmis. Or, pour être commercialement viable, un système CF-mMIMO basés sur la transmission de signaux du type OFDM nécessite que les APs 110 soient déployés à l’aide de matériels économes en énergie et peu coûteux. Par conséquent, il est primordial de réduire le PAPR de tels systèmes CF-mMIMO pour permettre des déploiements d’APs 110 économiques et économes en énergie. Le problème de réduction de PAPR est étudié depuis longtemps, la première méthode proposée pour l’OFDM remonte à 1999. Ensuite, certaines méthodes ont été introduites pour améliorer l’efficacité énergétique, telles que la réservation de tonalités, ou TR (pour « Tone Reservation » dans la littérature anglo-saxonne), le mappage sélectif, ou SLM (pour « Selective Mapping » dans la littérature anglo-saxonne), la séquence de transmission partielle, ou PTS (pour « Partial Transmit Sequence » dans la littérature anglo-saxonne), l’extension active de constellation, ou ACE (pour « Active Constellation Extension » dans la littérature anglo-saxonne), le codage et l’écrêtage avec filtrage itératifs. Ces méthodes, qui ont été proposées initialement pour des implémentation SISO (pour « Single-Input Single-Output » dans la littérature anglo-saxonne) et MIMO-OFDM classique, peuvent malheureusement fournir une réduction de PAPR modérée qui ne satisfait pas aux exigences de haute efficacité énergétique pour les réseaux 6G massifs basés sur une technique MIMO. De plus, les goulots d’étranglement de ces méthodes sont liés à leurs inconvénients respectifs tels que l’augmentation de la puissance moyenne, la perte d’efficacité spectrale due à la réservation de certaines sous-porteuses, une charge de calcul et une latence élevée. C’est pourquoi ils ne sont pas adaptés aux systèmes MIMO massifs. À cet égard, des techniques plus performantes ont été proposées pour les systèmes MIMO-OFDM massifs co-localisés, comme e.g. l’algorithme de troncature rapide, ou FITRA (pour « Fast Truncation » dans la littérature anglo-saxonne), ou la méthode de direction alternative des multiplicateurs, ou ADMM (pour « Alternative Direction Method of Multipliers » dans la littérature anglo-saxonne) assistée par perturbation. Plus récemment, des schémas conjoints de précodage multi-utilisateurs et de réduction PAPR ont été étudiés. Cependant, toutes ces techniques sont limitées aux systèmes MIMO massifs traditionnels et/ou colocalisés. En effet, dans le cas de systèmes massifs, de nombreux degrés de liberté peuvent être exploités pour réduire efficacement le PAPR en équipant l’AP 110 d’un grand nombre d’antennes par rapport au nombre de terminaux utilisateurs desservis. Par exemple, l’article de Rafik Zayani et Daniel Roviras : « Low-complexity linear precoding for low-PAPR massive MU-MIMO-OFDM downlink systems », International Journal of Communication Systems, Wiley, 2021, 34 (12), utilise les degrés de libertés liés au grand nombre d’antennes afin de transmettre le signal de distorsion lié à un écrêtage du signal OFDM transmis par l’AP 110 dans une direction dans laquelle aucun terminal 100 n’est présent. Cependant, dans la perspective d’une implémentation économe telle qu’envisagée pour le CF-mMIMO évolutif, un nombre réduit d’antennes, relativement à une technique de MIMO massif, doit être envisagé. Dans une telle configuration, le nombre de terminaux 100 connectés à un AP 110 donné peut être supérieur au nombre d’antennes d’émission de l’AP 110 en question. Dans une telle configuration, il ne reste plus de degrés de liberté libres à exploiter et l’approche exposée dans l’article précité ne peut s’appliquer. Il existe ainsi un besoin pour une technique de réduction du facteur de crête d’un signal de type OFDM présentant des performances améliorées par rapport aux techniques connues. Une telle technique doit notamment être adaptée au contexte CF-mMIMO évolutif dans lequel le nombre d’UEs 100 connectés à un même AP 110 peut être supérieur au nombre d’antennes d’émission de l’AP 110 en question. Exposé de l’invention Dans un mode de réalisation de l’invention, il est proposé un procédé de réduction du facteur de crête d’un signal de type OFDM comprenant N sous-porteuses. Le signal résulte de la superposition de M composantes spatiales émises chacune par une antenne respective d’un émetteur radiofréquences à destination d’une pluralité de récepteurs. Selon un tel procédé, un dispositif électronique exécute : - une obtention de M symboles OFDM écrêtés destinés chacun à être une portion temporelle d’une composante spatiale transmise par une antenne respective de l’émetteur. L’obtention comprend, pour au moins une antenne de l’émetteur : - une génération d’un symbole OFDM par mise en œuvre d’une transformation de Fourier inverse appliquée à un vecteur d’entrée fonction de symboles de modulation, chaque composante du vecteur d’entrée étant destinée à être véhiculé par une sous-porteuse correspondante d’une composante spatiale du signal de type OFDM ; et - un écrêtage du symbole OFDM délivrant un symbole OFDM écrêté destiné à être une portion temporelle de la composante spatiale transmise par l’antenne. La génération et l’écrêtage sont répétés pour chaque antenne de l’émetteur délivrant les M symboles OFDM écrêtés. Selon le procédé, le dispositif électronique exécute, pour au moins une antenne donnée de l’émetteur : - une transformation de Fourier d’un vecteur d’erreur fonction d’une différence entre le symbole OFDM écrêté et le symbole OFDM associés à l’antenne donnée, délivrant un vecteur d’erreur transformé de N signaux d’erreur. La transformation de Fourier répétée pour chaque antenne de l’émetteur délivre M vecteurs d’erreurs transformés de N signaux d’erreurs. Selon le procédé, le dispositif électronique exécute, pour au moins une sous-porteuse donnée : - une concaténation des signaux d’erreurs associés à la sous-porteuse donnée dans chacun des M vecteurs d’erreurs transformés délivrant un vecteur d’erreur, dit vecteur d’erreur sous- porteuse, de M signaux d’erreur. Chaque signal d’erreur dans le vecteur d’erreur sous-porteuse est associé à une antenne respective ; et - une projection du vecteur d’erreur sous-porteuse délivrant un vecteur de M signaux de réduction du facteur de crête associé à la sous-porteuse donnée. Chaque signal de réduction du facteur de crête dans ledit vecteur de M signaux de réduction est associé à une antenne respective. Selon le procédé, le dispositif électronique exécute une nouvelle mise en œuvre de ladite obtention de M symboles OFDM écrêtés pour générer M symbole OFDM écrêtés mis à jour, dans laquelle la génération, pour au moins une antenne de l’émetteur, d’un symbole OFDM met en œuvre la transformation de Fourier inverse appliquée à un vecteur d’entrée mis à jour. Le vecteur d’entrée mis à jour est fonction de N nouveaux symboles de modulation, le signal de réduction du facteur de crête du vecteur de M signaux de réduction correspondant à ladite antenne et associé à la sous-porteuse donnée étant ajouté au nouveau symbole de modulation destiné à être véhiculé par la sous-porteuse donnée dans le vecteur d’entrée mis à jour. Selon le procédé, la projection met en œuvre un codage spatial des M signaux d’erreur du vecteur d’erreur sous-porteuse sur la base d’un canal de propagation estimé entre les récepteurs et l’émetteur pour que le signal de distorsion lié à la différence entre les symboles OFDM écrêtés et les symboles OFDM soit transmis par l’émetteur dans au moins une direction d’un récepteur, dit récepteur faible, pour lequel le canal de propagation estimé correspond à une perte de propagation supérieure à un seuil prédéterminé. La projection met en œuvre un opérateur ^ _^,^ du codage spatial s’exprimant comme l’opérateur identité auquel est soustrait un opérateur normalisé de codage spatial modifié. L’opérateur normalisé de codage spatial modifié est fonction d’une composition entre un opérateur de précodage spatial modifié et un opérateur modélisant le canal de propagation estimé entre l’émetteur et les récepteurs. L’opérateur de précodage spatial modifié est fonction d’un opérateur, dit opérateur récepteurs, auquel est soustrait un opérateur de régularisation. L’opérateur récepteurs est fonction d’une composition entre un opérateur modélisant le canal de propagation estimé entre les récepteurs et l’émetteur et l’opérateur modélisant un canal de propagation estimé entre l’émetteur et les récepteurs. Chaque élément diagonal de l’opérateur récepteurs est représentatif d’une puissance reçue par le récepteur correspondant. L’opérateur de régularisation est du type diagonal, chaque élément diagonal de l’opérateur de régularisation est associé à un récepteur correspondant, une amplitude de chaque élément diagonal de l’opérateur de régularisation permet de contrôler le niveau de distorsion liée à la différence entre les symboles OFDM et les symboles OFDM écrêtés transmise dans la direction du récepteur correspondant. Ainsi, l’invention propose une solution nouvelle et inventive pour la réduction du facteur de crête d’un signal de type OFDM, e.g. dans un contexte CF-mMIMO. Plus particulièrement, il est proposé d’utiliser un codage spatial du signal de distorsion lié à l’écrêtage de sorte à émettre le signal en question en priorité vers les récepteurs les plus éloignés de l’AP incorporant l’émetteur considéré, i.e. les récepteurs faibles. En effet, il est probable que dans un système dense en AP, comme dans un système du type CF-mMIMO évolutif, de tels récepteurs faibles se trouvent à proximité d’un autre AP. Il peut ainsi être supposé que les récepteurs faibles du point de vue d’un AP donné, sont « forts » du point de vue d’un autre AP. Il est ainsi probable que l’émission de la distorsion liée à l’écrêtage vers les récepteurs faibles ne va pas pénaliser les performances globales pour les récepteurs faibles, ces derniers recevant également leurs données via un autre AP. Par ailleurs, la transmission du signal de distorsion vers des récepteurs connectés à l’AP considéré plutôt que dans une direction dans laquelle aucun récepteur n’est présent permet de s’affranchir de la problématique de l’absence de degrés de libertés disponibles lorsque le nombre de récepteurs connectés à l’AP incorporant l’émetteur considéré est supérieur au nombre d’antennes d’émission de cet AP. La présente technique est ainsi particulièrement adaptée à un système du type CF-mMIMO évolutif. Dans certains modes de réalisation, ladite au moins une direction prédéterminée ne comprend pas au moins une direction d’un récepteur, dit récepteur fort, pour lequel le canal de propagation estimé correspond à une perte de propagation inférieure au seuil prédéterminé. Ainsi, le codage spatial du signal de distorsion lié à l’écrêtage fait que le signal de distorsion en question n’est pas émis en direction des récepteurs les plus proches de l’AP incorporant l’émetteur considéré, i.e. les récepteurs forts. Dans certains modes de réalisation, l’obtention de M symboles OFDM écrêtés comprend un précodage spatial de N vecteurs de ^ _^ symboles de modulation délivrant M vecteurs de N symboles précodés. Chaque composante d’un vecteur donné de N symboles précodés est destinée à être véhiculé par une sous-porteuse correspondante d’une composante spatiale du signal de type OFDM. La génération d’un symbole OFDM met en œuvre, pour chaque antenne de l’émetteur, une transformation de Fourier inverse appliquée à un vecteur d’entrée fonction d’un vecteur de N symboles précodés respectif. Le précodage met en œuvre un précodage spatial des M composantes spatiales sur la base du canal de propagation estimé entre les récepteurs et l’émetteur pour compenser le canal de propagation lors de la propagation du signal de type OFDM à destination des récepteurs. Ainsi, les données utiles sont transmises en direction des récepteurs concernés, le canal de propagation étant compensé lors de la propagation du signal de type OFDM depuis l’émetteur considéré vers les récepteurs concernés. Dans certains modes de réalisation, l’opérateur de précodage spatial modifié s’exprime comme : avec, ^ étant un indice de ladite sous-porteuse donnée et ^ un identifiant de l’émetteur : - ^ ^{^} _^,^ l’opérateur modélisant le canal de propagation estimé entre les récepteurs et l’émetteur ; - ^ ^{^ ^} _^,^ l’opérateur modélisant le canal de propagation estimé entre l’émetteur et les récepteurs ; _{- ^} ^{^} ^ ^ _,^ ^ ^{^} _^,^ l’opérateur récepteurs ; et - l’opérateur de régularisation du type diagonal. Ainsi, l’opérateur de codage spatial mis en œuvre pendant la projection est basé sur un opérateur de précodage spatial obtenu à partir d’une technique d’égalisation du canal de propagation du type forçage à zéro. Dans certains modes de réalisation, au moins une amplitude d’un élément diagonal de l’opérateur de régularisation permettant de contrôler le niveau de distorsion transmise dans la direction d’un récepteur faible donné est inversement proportionnel à la puissance allouée au récepteur faible donné. La puissance allouée est calculée en fonction de la perte de propagation correspondant au canal de propagation estimé entre le récepteur faible donné et l’émetteur. Dans certains modes de réalisation dans lequel ladite au moins une direction prédéterminée ne comprend pas au moins une direction d’un récepteur fort, au moins une amplitude d’un élément diagonal de l’opérateur de régularisation permettant de contrôler le niveau de distorsion transmise dans la direction d’un récepteur fort donné est nulle. Dans certains modes de réalisation dans lesquels l’obtention de M symboles OFDM écrêtés comprend ledit précodage spatial, l’opérateur de précodage spatial modifié se réduit, lorsque l’opérateur de régularisation se réduit à l’opérateur nul, à un opérateur mis en œuvre lors de ladite étape de précodage. Dans certains modes de réalisation, ladite au moins une sous-porteuse donnée correspond à une sous-porteuse modulée du signal de type OFDM. Dans certains modes de réalisation, la concaténation et la projection sont mises en œuvre pour une pluralité de sous-porteuses modulées du signal de type OFDM. Dans certains modes de réalisation, l’écrêtage met en œuvre un seuil ^ au-delà duquel une amplitude du symbole OFDM est rendue constante égale à ^. Le seuil est donné par : avec : - ^ ^{^} une variance des composantes spatiales transmises par les antennes de l’émetteur ; - ^ _^ un nombre maximal de signaux pilotes différents présents dans une trame montante mise en œuvre entre les récepteurs et l’émetteur ; et - ^ _^ un nombre de récepteur faibles. Dans certains modes de réalisation, le procédé est mis en œuvre itérativement. Le symbole OFDM mis à jour et le symbole OFDM écrêté mis à jour obtenus lors d’une itération de rang donnée correspondent respectivement au symbole OFDM et au symbole OFDM écrêté d’une itération de rang suivant. Dans certains modes de réalisation, la projection comprend une normalisation du vecteur de M signaux de réduction pour rendre similaire le vecteur de M signaux de réduction et le vecteur d’erreur sous-porteuse. Dans certains modes de réalisation, la normalisation met en œuvre une pondération du vecteur de M signaux de réduction par un facteur de pondération ^ _^ donné par : avec, ^ étant un indice de ladite sous-porteuse donnée, ^ un identifiant de l’émetteur et m un indice indexant les antennes de l’émetteur : - ^ _^ le vecteur d’erreur sous-porteuse ; et - ^ _^,^ ^ _^ le vecteur de M signaux de réduction. L’invention concerne également un programme d’ordinateur comprenant des instructions de code de programme pour la mise en œuvre du procédé de réduction du facteur de crête tel que décrit précédemment, selon l’un quelconque de ses différents modes de réalisation, lorsqu’il est exécuté sur un ordinateur. Dans un mode de réalisation de l'invention, il est proposé un dispositif de réduction du facteur de crête d’un signal de type OFDM comprenant N sous-porteuses. Le signal résulte de la superposition de M composantes spatiales émises chacune par une antenne respective d’un émetteur radiofréquences à destination d’une pluralité de récepteurs. Un tel dispositif comprend une machine de calcul reprogrammable ou une machine de calcul dédiée configurée pour mettre en œuvre les étapes du procédé de réduction du facteur de crête décrit ci-dessus (selon l’un quelconque des différents modes de réalisation précités). Ainsi, les caractéristiques et avantages de ce dispositif sont les mêmes que ceux des étapes correspondantes du procédé de réduction du facteur de crête décrit précédemment. Par conséquent, ils ne sont pas détaillés plus amplement. Dans un mode de réalisation de l'invention, il est proposé un émetteur radiofréquences comprenant un dispositif de réduction du facteur de crête décrit ci-dessus (selon l’un quelconque des différents modes de réalisation précités). Liste des figures D’autres buts, caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante, donnée à titre de simple exemple illustratif, et non limitatif, en relation avec les figures, parmi lesquelles : [Fig.1a], décrite ci-dessus en relation avec l’art antérieur, illustre un réseau de radiocommunications mettant en œuvre des APs selon une technologie du type CF-mMIMO ; [Fig.1b], décrite ci-dessus en relation avec l’art antérieur, illustre un réseau de radiocommunications mettant en œuvre des APs selon une technologie du type CF-mMIMO évolutif ; [Fig.2] représente différents modules fonctionnels mis en œuvre dans un émetteur d’un AP selon un mode de réalisation de l’invention, un tel AP pouvant être implémenté e.g. dans le réseau de la [Fig.1a] ou dans le réseau de la [Fig.1b] ; [Fig.3] représente un exemple de structure de dispositif pouvant être implémenté dans l’émetteur de la [Fig.2] et permettant la mise en œuvre des étapes du procédé de réduction du facteur de crête de la [Fig.4] selon un mode de réalisation de l’invention ; [Fig.4] représente les étapes d’un procédé de réduction du facteur de crête d’un signal de type OFDM selon un mode de réalisation de l’invention. Description détaillée de modes de réalisation de l’invention Le principe général de l’invention repose sur l’utilisation d’un codage spatial du signal de distorsion lié à l’écrêtage du signal OFDM transmis par un AP 110 afin que le signal de distorsion en question soit transmis dans une (ou plusieurs) direction d’un récepteur 100w pour lequel le canal de propagation estimé, entre le récepteur 100w et l’AP 110 considéré, correspond à une perte de propagation supérieure à un seuil prédéterminé. Ainsi, le signal de distorsion est transmis en priorité vers les récepteurs 100w les plus éloignés de l’AP 110 considéré. En effet, il est probable que dans un système dense en APs 110, comme dans un système du type CF-mMIMO évolutif, de tels récepteurs 100w éloignés de l’AP 110 considéré se trouvent à proximité d’un autre AP 110. Il est ainsi probable que l’émission de la distorsion liée à l’écrêtage vers de tels récepteurs 100w ne va pas pénaliser leurs performances, ces derniers recevant également leurs données via un autre AP 110. Par ailleurs, la transmission du signal de distorsion vers des récepteurs 100w connectés à l’AP 110 considéré plutôt que dans une direction dans laquelle aucun terminal 100 n’est présent permet de s’affranchir de la problématique de l’absence de degrés de libertés disponibles lorsque le nombre de terminaux 100 connectés est supérieur au nombre d’antennes d’émission de l’AP 110 considéré. La présente technique est ainsi particulièrement adaptée à un système du type CF-mMIMO évolutif. On présente désormais, en relation avec la [Fig.2] différents modules fonctionnels mis en œuvre dans un émetteur 110tx d’un AP 110 selon un mode de réalisation de l’invention. De tels modules implémentent en particulier les fonctionnalités mises en œuvre dans le procédé de réduction du facteur de crête de la [Fig.4]. De la sorte, suivant les implémentations considérées de tels modules peuvent être des modules logiciels ou matériels comme décrit plus avant ci-dessous en relation avec la [Fig.3]. De retour à la [Fig.2], l’émetteur 110tx est configuré pour générer un signal de type OFDM comprenant N sous-porteuses. Plus particulièrement, le signal en question résulte de la superposition de M composantes spatiales émises chacune par une antenne 250 respective de l’émetteur 110tx radiofréquences. Le signal ainsi généré est émis à destination d’une pluralité de récepteurs 100w, 100s, e.g. des récepteurs de terminaux 100 utilisateurs. Selon la présente technique, les récepteurs 100w, 100s sont différenciés selon la perte de propagation estimée entre le récepteur 100w, 100s considéré et l’émetteur 110tx. Plus particulièrement : - certains récepteurs 100w, dits récepteurs faibles, correspondent à une perte de propagation supérieure à un seuil prédéterminé. En d’autres termes, les récepteurs 100w faibles sont estimés, via l’estimation du canal de propagation, comme étant les plus éloignés de l’émetteur 110tx ; et - d’autres récepteurs 100s, dits récepteurs forts, correspondent à une perte de propagation inférieure audit seuil prédéterminé. En d’autres termes, les récepteurs 100s forts sont estimés, via l’estimation du canal de propagation, comme étant les plus proches de l’émetteur 110tx. De retour à la [Fig.2], l’émetteur 110tx comprend un module 200 de précodage spatial opérant sur N vecteurs ^ _^ ,…, ^ _^ de ^ _^ symboles de modulation pour délivrer M vecteurs ^^ ^ _,^ , de N symboles précodés. Chaque composante d’un vecteur donné de N symboles précodés étant destinée à être véhiculé par une sous-porteuse correspondante d’une composante spatiale du signal de type OFDM. Selon les présentes notations : - ^ représente un identifiant de l’AP 110, ou de manière équivalente de l’émetteur 110tx ; et - ^ _^ représente un nombre maximal de signaux pilotes différents présents dans une trame montante mise en œuvre entre les terminaux 100 implémentant les récepteurs 100w, 100s et l’AP 110 implémentant l’émetteur 110tx. Les signaux pilotes en question permettent d’estimer le canal de propagation entre les récepteurs 100w, 100s et l’AP 110 dans le sens montant. Par exemple, lorsque le nombre K de récepteurs 100w, 100s connectés à l’AP 110 est supérieur au nombre maximal de signaux pilotes différents, ^ _^ , un même canal est estimé pour tous les récepteurs 100w, 100s utilisant le même signal pilote. Dans ce cas, un même précodage spatial, tel que décrit ci-dessous en relation avec le module 200, est mis en œuvre pour tous les récepteurs 100w, 100s utilisant le même signal pilote. Indirectement, une telle estimation du canal de propagation entre les récepteurs 100w, 100s et l’AP 110 dans le sens montant permet également d’estimer le canal de propagation entre les récepteurs 100w, 100s et l’émetteur 110tx dans le sens descendant, e.g. dans un système du type TDD (pour « Time-Division Duplex » dans la littérature anglo-saxonne) dans lequel la même bande de fréquence est utilisée pour la voie montante et la voie descendante. Plus particulièrement, le module 200 met en œuvre un précodage spatial des M composantes spatiales du signal de type OFDM sur la base du canal de propagation estimé entre les récepteurs 100w, 100s et l’émetteur 110tx pour compenser ledit canal de propagation lors de la propagation du signal de type OFDM à destination des récepteurs 100w, 100s. Par exemple, selon une approche d’égalisation par forçage à zéro, on cherche à avoir pour chaque vecteurs ^ , ^ _^ de ^ _^ symboles à transmettre, le même vecteur de symboles reçu au niveau des récepteurs 100w, 100s. En d’autres termes, on cherche à avoir, pour la sous-porteuse d’indice ^ du signal de type OFDM : [Math.1] Où, ^ étant un identifiant de l’émetteur 110tx : - ^ _^,^ désigne l’opérateur de précodage spatial à déterminer ; et - ^ ^{^ ^} _^,^ désigne l’opérateur modélisant le canal de propagation estimé entre l’émetteur 110tx et les récepteurs 100w, 100s, i.e. dans le sens descendant. La solution optimale à l’équation [Math.1] est donnée par : [Math.2] Où ^ ^{^} _^,^ désigne l’opérateur modélisant le canal de propagation estimé entre les récepteurs 100w, 100s et l’émetteur 110tx, i.e. dans le sens montant. En effet, il peut être vérifié que : [Math.3] ^ ^{^ ^} _{^,^^^,^ = ^} ^ ^{^} _^,^ ^^ _^,^ ^^^^ ^,^ _^ ^{^} _^,^^ ^^ = ^ _^^,^^ Où : - ^ _^^,^^ désigne la matrice identité de rang ^ _^ ; et _{- ^} ^{^ ^} _^,^^ ^ _^,^ représente un opérateur, dit opérateur récepteurs, de rang ^ _^ . Plus particulièrement, un élément diagonal d’indice donné de cet opérateur récepteurs représente les pertes de propagation entre l’émetteur 110tx et le (ou les) récepteur 100w, 100s utilisant le signal pilote correspondant à l’indice considéré sur la liaison montante. Les éléments hors diagonale de cet opérateur récepteurs représentent le couplage entre les récepteurs utilisant les deux signaux pilotes correspondants aux indices de l’éléments considéré hors diagonale. De retour à la [Fig.2], le module 200 implémente N modules 200a de codage spatial en tant que tel. Chacun des N modules met en œuvre un opérateur traitant un vecteur ^ _^ de ^ _^ symboles et délivre un vecteur ^ _^,^ de M éléments. L’opérateur en question est par exemple l’opérateur ^ _^,^ défini par l’équation [Math.2]. Cependant, dans d’autres modes de réalisation, d’autres techniques d’égalisation que la technique de forçage à zéro sont considérées afin d’obtenir l’opérateur de codage spatial. De retour à la [Fig.2], le module 200 implémente également un module 200b de réorganisation des N vecteurs ^ _^,^ ,…, ^ _^,^ de M éléments afin de délivrer les M vecteurs ^^ ^ _,^ ,…, de N symboles précodés, chaque vecteur ^^ ^ _,^ étant associé à une antenne 250 de l’émetteur 110tx. Plus particulièrement, le ^-ème élément du vecteur ^^ ^ _,^ correspond au ^-ème élément du vecteur ^ _^,^ , ^ un entier variant de 1 à N et ^ un entier variant de 1 à M. L’émetteur 110tx comprend un module 270 délivrant, pour une antenne 250 indicée ^ de l’émetteur 110tx, un vecteur d’entrée résultant de la somme entre, d’une part, le vecteur ^^ ^ _,^ de N éléments et, d’autre part, un vecteur de N éléments comprenant des signaux de réduction s’appliquant chacun à une sous-porteuse correspondante de la composante spatiale transmise par ladite antenne indicée ^ de l’émetteur 110tx. Un tel vecteur d’entrée est obtenu pour chacune des M antennes 250 de l’émetteur 110tx. L’obtention des vecteurs ^ …, ^ _^ par le module 260 est détaillée plus avant ci-dessous. L’émetteur 110tx comprend, pour une antenne 250 indicée ^ de l’émetteur 110tx, ^ un entier variant de 1 à M, un module 220 de génération d’un symbole OFDM de N échantillons à partir du vecteur d’entrée de N éléments correspondant. Un tel symbole OFDM est obtenu pour chacune des M antennes 250 de l’émetteur 110tx. Un module 220 de génération donné implémente par exemple la transformée de Fourier inverse d’un vecteur d’entrée correspondant. L’émetteur 110tx comprend, pour une antenne 250 indicée ^ de l’émetteur 110tx, ^ un entier variant de 1 à M, un module 230 d’écrêtage du symbole OFDM délivrant un symbole OFDM ^ écrêté ^ _^,^ correspondant. Par exemple, l’écrêtage met en œuvre un seuil ^ au-delà duquel une amplitude du symbole OFDM ^ _,^ est rendue constante égale à ^. Par exemple, selon certaines implémentations le seuil est donné par : [Math.4] avec : - ^ ^{^} une variance des composantes spatiales transmises par les antennes 250 de l’émetteur 110tx ; - ^ _^ le nombre maximal de signaux pilotes tel que défini ci-dessus ; et - ^ _^ le nombre de récepteur 100w faibles. Le seuil ^ tel que défini par l’équation [Math.4] permet d’obtenir des performances optimales en ce qui concerne la réduction du facteur de crête. ^ De retour à la [Fig.2], un tel symbole OFDM écrêté ^ _^,^ est obtenu pour chacune des M antennes 250 de l’émetteur 110tx. Par ailleurs, l’émetteur 110tx comprend, pour une antenne 250 indicée ^ de l’émetteur 110tx, ^ un entier variant de 1 à M, un module 240 d’émission délivrant la composante spatiale transmise par l’antenne en question. Un tel module 240 d’émission implémente les fonctionnalités connues, mixtes ou analogues, d’un émetteur. Il s’agit par exemple des fonctionnalités de conversion digitale/analogique, de filtrage, de conversion en fréquence et d’amplification de puissance. Une telle composante spatiale est obtenue pour chacune des M antennes 250 de l’émetteur 110tx. Afin d’obtenir les vecteurs ^^ ^ , le module 260 comprend un module 260a de transformée de Fourrier. Plus particulièrement, pour une antenne 250 indicée ^ de l’émetteur 110tx, ^ un entier variant de 1 à M, le module 260a met en œuvre une transformée de Fourrier d’un vecteur ^ d’erreur fonction d’une différence entre le symbole OFDM écrêté ^ _^,^ et le symbole OFDM délivrant un vecteur d’erreur transformé ^ de N signaux d’erreur. La transformation de Fourier est répétée pour chaque antenne de l’émetteur délivrant M vecteurs d’erreurs transformés ^ , ^^ ^ de N signaux d’erreurs. Le module 260 comprend un module 260b de concaténation des signaux d’erreurs associés à la sous-porteuse d’indice ^ dans chacun des M vecteurs d’erreurs transformés ^ ^ , ^ _^ délivrant un vecteur d’erreur, dit vecteur d’erreur sous-porteuse ^ _^ , de M signaux d’erreur, chaque signal d’erreur dans le vecteur d’erreur sous-porteuse ^ _^ étant associé à une antenne respective. Le module 260 comprend un module 260c de projection du vecteur d’erreur sous-porteuse ^ _^ délivrant un vecteur de M signaux de réduction du facteur de crête associé à la sous-porteuse d’indice ^. Chaque signal de réduction du facteur de crête dans le vecteur de M signaux de réduction du facteur de crête étant associé à une antenne respective. Par ailleurs, les modules 260b et 260c sont mis en œuvre pour tout ou partie des sous-porteuses du signal de type OFDM généré et émis par l’émetteur 110tx comme décrit ci-dessous en relation avec la [Fig.4]. Par exemple, les modules 260b et 260c sont mis en œuvre pour obtenir les vecteurs de M signaux de réduction du facteur de crête associés aux sous-porteuses actives du signal de type OFDM, les signaux de réduction du facteur de crête associés aux sous-porteuses non-actives du signal de type OFDM étant mis à zéro. Quelles que soient les valeurs les signaux de réduction du facteur de crête, les vecteurs ^ , ^ _^ sont obtenus par réarrangement des vecteurs de M signaux de réduction du facteur de crête associés aux différentes sous-porteuses. Plus particulièrement, un vecteur de N éléments ^ ^{^} _^ , ^ un entier variant de 1 à M, comprend les signaux de réduction s’appliquant à chaque sous- porteuse correspondante de la composante spatiale transmise par l’antenne indicée ^ de l’émetteur 110tx. Plus particulièrement, le codage spatial mis en œuvre par le module 200 permet de compenser le canal de propagation lors de la propagation du signal de type OFDM depuis l’émetteur 110tx vers les différents récepteurs 100w, 100s connectés à l’AP 110. A contrario, la projection implémentée dans le module 260c met en œuvre, pour les sous-porteuse concernées, un codage spatial des M signaux d’erreur du vecteur d’erreur sous-porteuse ^ _^ , sur la base du canal de propagation ^ estimé, pour que le signal de distorsion lié à la différence entre les symboles OFDM écrêtés ^ _^,^ et les symboles OFDM ^^ ^ _,^ soit transmis par l’émetteur 110tx dans au moins une direction d’un récepteur 100w faible. Ainsi, le signal de distorsion 290d est transmis dans au moins une direction d’un récepteur 100w faible alors que les signal 290u véhiculant les données utiles est transmis vers tous les récepteurs 100w, 100s connectés. On présente désormais, en relation avec la [Fig.3] un exemple de structure de dispositif 300 électronique permettant l’exécution des étapes du procédé de réduction du facteur de crête de la [Fig.4] selon un mode de réalisation de l’invention. Le dispositif 300 permet notamment la mise en œuvre des modules correspondants décrits ci-dessus en relation avec la [Fig.2]. Plus particulièrement, le dispositif 300 comprend une mémoire vive 303 (par exemple une mémoire RAM), une unité de traitement 302 équipée par exemple d’un processeur, et pilotée par un programme d’ordinateur stocké dans une mémoire morte 301 (par exemple une mémoire ROM ou un disque dur). A l’initialisation, les instructions de code du programme d’ordinateur sont par exemple chargées dans la mémoire vive 303 avant d’être exécutées par le processeur de l’unité de traitement 302. Cette [Fig.3] illustre seulement une manière particulière, parmi plusieurs possibles, de réaliser le dispositif 300 afin qu’il effectue certaines étapes du procédé de réduction du facteur de crête de la [Fig.4] (selon l’un quelconque des modes de réalisation décrits ci-dessous en relation avec la [Fig.4]). En effet, ces étapes peuvent être réalisées indifféremment sur une machine de calcul reprogrammable (un ordinateur PC, un processeur DSP ou un microcontrôleur) exécutant un programme comprenant une séquence d’instructions, ou sur une machine de calcul dédiée (par exemple un ensemble de portes logiques comme un FPGA ou un ASIC, ou tout autre module matériel). Dans le cas où le dispositif 300 est réalisé avec une machine de calcul reprogrammable, le programme correspondant (c’est-à-dire la séquence d’instructions) pourra être stocké dans un médium de stockage amovible (tel que par exemple un CD-ROM, un DVD-ROM, une clé USB) ou non, ce médium de stockage étant lisible partiellement ou totalement par un ordinateur ou un processeur. Dans certains modes de réalisation, le dispositif 300 est inclus dans un émetteur 110tx, e.g. un émetteur 110tx d’un AP 110. On présente désormais, en relation avec la [Fig.4] les étapes d’un procédé de réduction du facteur de crête d’un signal de type OFDM selon un mode de réalisation de l’invention. Plus particulièrement, lors d’une étape E400, le dispositif 300 exécute une obtention de M ^ ^ symboles OFDM écrêtés ^ , ^ _^,^ destinés chacun à être une portion temporelle d’une composante spatiale transmise par une antenne 250 respective de l’émetteur 110tx. Plus particulièrement, l’étape E400 comprend une étape E400a de précodage spatial de N vecteurs ^ _^ ,…, ^ _^ de ^ _^ symboles de modulation pour délivrer M vecteurs ^^ ^ _,^ ,…, de N symboles précodés. Chaque composante d’un vecteur donné de N symboles précodés étant destinée à être véhiculée par une sous-porteuse correspondante d’une composante spatiale du signal de type OFDM. Plus particulièrement, l’étape E400a met en œuvre les fonctionnalités du module 200 décrites ci-dessus en relation avec la [Fig.2]. Notamment, le précodage spatial des M composantes spatiales est basé sur le canal de propagation estimé entre les récepteurs 100w, 100s et l’émetteur 110tx pour compenser le canal de propagation lors de la propagation du signal de type OFDM à destination des récepteurs 100w, 100s. Par exemple, le précodage spatial met en œuvre un opérateur traitant chaque vecteur ^ _^ , ^ un entier variant de 1 à N, de ^ _^ symboles et délivre un vecteur ^ _^,^ de M éléments. L’opérateur en question est par exemple l’opérateur ^ _^,^ défini par l’équation [Math.2]. Cependant, dans d’autres modes de réalisation, d’autres techniques d’égalisation que la technique de forçage à zéro sont considérées afin d’obtenir l’opérateur de codage spatial. De retour à la [Fig.4], l’étape E400 comprend, pour au moins une antenne 250 indicée ^ de l’émetteur 110tx, ^ un entier variant de 1 à M : - une étape E400b de génération d’un symbole OFDM par mise en œuvre d’une transformation de Fourier inverse appliquée au vecteur d’entrée fonction du vecteur de N symboles précodés. Chaque composante du vecteur d’entrée est destinée à être véhiculée par une sous-porteuse correspondante d’une composante spatiale du signal de type OFDM ; et - une étape E400c d’écrêtage du symbole OFDM ^ _,^ délivrant un symbole OFDM écrêté ^ ^ _^,^ destiné à être une portion temporelle de la composante spatiale transmise par ladite antenne 250 indicée ^ ; L’étape E400b et l’étape E400c répétées pour chaque antenne 250 de l’émetteur 110tx délivrent M symboles OFDM écrêtés Plus particulièrement, l’étape E400b met en œuvre les fonctionnalités du module 220 décrites ci- dessus en relation avec la [Fig.2] et l’étape E400c met en œuvre les fonctionnalités du module 230 décrites ci-dessus en relation avec la [Fig.2]. Notamment, comme décrit ci-dessus en relation avec la [Fig.2], le vecteur d’entrée associé à l’antenne 250 indicée ^ résulte de la somme entre, d’une part, le vecteur ^^ ^ _,^ de N éléments et, d’autre part, un vecteur de N éléments comprenant des signaux de réduction s’appliquant chacun à une sous-porteuse correspondante de la composante spatiale transmise par ladite antenne indicée ^ de l’émetteur 110tx. Un tel vecteur d’entrée est obtenu pour chacune des M antennes 250 de l’émetteur 110tx. L’obtention des vecteurs ,…, ^^ _^ est détaillée plus avant ci- dessous en relation avec les étapes E410, E420 et E430. Comme décrit ci-dessus en relation avec la [Fig.2], l’ajout des signaux de réduction aux éléments en entrée de la transformée de Fourier inverse implémentée lors de l’étape E400b permet la ^ transmission du signal de distorsion lié à la différence entre les symboles OFDM écrêtés ^ _^,^ et les symboles OFDM dans au moins une direction d’un récepteur 100w faible. Par ailleurs, dans certains modes de réalisation, l’étape E400a de précodage spatial n’est pas mise en œuvre. En effet, l’émission du signal de distorsion lié à l’écrêtage du signal OFDM transmis par l’AP 110 dans une (ou plusieurs) direction d’un terminal 100w faible est obtenue indépendamment d’un tel précodage spatial des données utiles. Seul l’ajout des signaux de réduction aux éléments en entrée de la transformée de Fourier inverse implémentée lors de l’étape E400b pour générer les symboles OFDM est nécessaire à obtenir cet effet. Dans de tels modes de réalisation, ladite transformation de Fourier inverse implémentée lors de l’étape E400b est appliquée à un vecteur d’entrée fonction directement de vecteurs de N symboles de modulation et non pas fonction des vecteurs de N symboles précodés. De retour à la [Fig.4], afin d’obtenir les vecteurs ,…, ^^ ^ comprenant les signaux de réduction, le dispositif 300 exécute, pour au moins une antenne 250 indicée ^ de l’émetteur 110tx, ^ un entier variant de 1 à M, une étape E410 de transformation de Fourier d’un vecteur d’erreur ^ fonction d’une différence entre le symbole OFDM écrêté ^ _^,^ et le symbole OFDM ^^ ^ _,^ associés à l’antenne 250 indicée ^, délivrant un vecteur d’erreur transformé de N signaux d’erreur. La transformation de Fourier est répétée pour chaque antenne de l’émetteur délivrant M vecteurs d’erreurs transformés signaux d’erreurs. Plus particulièrement, l’étape E410 met en œuvre les fonctionnalités du module 260a décrites ci- dessus en relation avec la [Fig.2]. De retour à la [Fig.4], le dispositif 300 exécute, pour au moins une sous-porteuse d’indice ^, ^ un entier variant de 1 à N : - une étape E420 de concaténation des signaux d’erreurs associés à la sous-porteuse donnée dans chacun des M vecteurs d’erreurs transformés ^ ,…, ^ _^ délivrant le vecteur d’erreur sous-porteuse ^ _^ , de M signaux d’erreur. Chaque signal d’erreur dans le vecteur d’erreur sous- porteuse étant associé à une antenne respective ; et - une étape E430 de projection du vecteur d’erreur sous-porteuse ^ _^ délivrant un vecteur de M signaux de réduction du facteur de crête associé à la sous-porteuse d’indice ^. Chaque signal de réduction du facteur de crête dans le vecteur de M signaux de réduction est associé à une antenne respective. Plus particulièrement, lors de l’étape E430, la projection met en œuvre un codage spatial des M signaux d’erreur du vecteur d’erreur sous-porteuse ^ _^ sur la base du canal de propagation estimé entre les récepteurs 100w, 100s et l’émetteur 110tx pour que le signal de distorsion lié à la ^ ^ différence entre les symboles OFDM écrêtés ^ …, ^ _^,^ et les symboles OFDM ^ , ^ _^,^ soit transmis par l’émetteur 110tx dans au moins une direction d’un faible 100w. Suivant les modes de réalisation considérés, l’étape E420 et l’étape E430 sont mises en œuvre pour tout ou partie des sous-porteuses du signal de type OFDM généré et émis par l’émetteur 110tx. Par exemple, l’étape E420 et l’étape E430 sont mises en œuvre pour obtenir les vecteurs de M signaux de réduction du facteur de crête associés aux sous-porteuses actives du signal de type OFDM, les signaux de réduction du facteur de crête associés aux sous-porteuses non-actives du signal de type OFDM étant mis à zéro. Par exemple, l’étape E420 et l’étape E430 ne sont pas mises en œuvre pour les sous-porteuses non-actives du signal de type OFDM. Par ailleurs, dans certains modes de réalisation, ladite au moins une direction prédéterminée ne comprend pas au moins une direction d’un récepteur fort 100s. Dans certains modes de réalisation, lors de l’étape E430, la projection met en œuvre un opérateur ^ _^,^ du codage spatial s’exprimant comme l’opérateur identité auquel est soustrait un opérateur normalisé de codage spatial modifié. L’opérateur normalisé de codage spatial modifié est fonction d’une composition entre un opérateur de précodage spatial modifié et l’opérateur modélisant le canal de propagation estimé entre l’émetteur 110tx et les récepteurs 100w, 100s. L’opérateur de précodage spatial modifié est fonction d’un opérateur récepteurs, auquel est soustrait un opérateur de régularisation. L’opérateur récepteurs, suivant la définition donnée ci- dessus en relation avec la [Fig.2], est fonction d’une composition entre l’opérateur modélisant le canal de propagation estimé entre les récepteurs 100w, 100s et l’émetteur 100tx (i.e. dans le sens montant) et l’opérateur modélisant le canal de propagation estimé entre l’émetteur 100tx et les récepteurs 100w, 100s (i.e. dans le sens descendant). Chaque élément diagonal de l’opérateur récepteurs est représentatif d’une puissance reçue par le récepteur correspondant. L’opérateur de régularisation est du type diagonal, chaque élément diagonal de l’opérateur de régularisation est associé à un récepteur 100w, 100s correspondant. Une amplitude de chaque élément diagonal de l’opérateur de régularisation permet de contrôler le niveau de distorsion lié à la différence ^ ^ ^ ^ entre les symboles OFDM ^ _^,^ ,…, ^ _^,^ et les symboles OFDM écrêtés ^ , ^ _^,^ transmis dans la direction du récepteur 100w, 100s correspondant. L’opérateur de précodage spatial modifié se réduit, lorsque l’opérateur de régularisation se réduit à l’opérateur nul, à un opérateur de précodage spatial, e.g. tel que mis en œuvre dans les techniques connues MIMO. Par exemple, dans certains modes de réalisation, au moins une amplitude d’un élément diagonal de l’opérateur de régularisation permettant de contrôler le niveau de distorsion transmise dans la direction d’un récepteur faible 100w donné est inversement proportionnel à la puissance allouée, par l’émetteur 110tx, au récepteur faible 100w donné au sein du signal de type OFDM. Une telle puissance est e.g. calculée en fonction de la perte de propagation correspondant au canal de propagation estimé entre le récepteur faible 100w donné et l’émetteur 110tx. Un tel calcul de la puissance allouée est effectué e.g. selon un mécanisme d’allocation de puissance implémenté au niveau de l’émetteur 110tx. De même, dans certains modes de réalisation, au moins une amplitude d’un élément diagonal de l’opérateur de régularisation permettant de contrôler le niveau de distorsion transmise dans la direction d’un récepteur fort 100s donné est nulle. Par exemple, dans certains modes de réalisation, l’opérateur de précodage spatial modifié se réduit, lorsque l’opérateur de régularisation se réduit à l’opérateur nul, à l’opérateur mis en œuvre lors de l’étape E400a de précodage. Plus particulièrement, dans le cas pris comme exemple illustratif ci-dessus en lien avec la description de la [Fig.2] d’un précodage spatial selon une approche d’égalisation canal d’égalisation par forçage à zéro, l’opérateur de précodage spatial modifié s’exprime comme : [Math.5] avec, ^ étant un indice de ladite sous-porteuse donnée et ^ un identifiant de l’émetteur 110tx : - ^ ^{^} _^,^ l’opérateur modélisant le canal de propagation estimé entre les récepteurs 100w, 100s et l’émetteur 110tx, i.e. dans le sens montant ; - ^ ^{^ ^} _^,^ l’opérateur modélisant ledit canal de propagation estimé entre l’émetteur 110tx et les récepteurs 100w, 100s, i.e. dans le sens descendant ; _{- ^} ^{^} ^ ^ _,^ ^ ^{^} _^,^ l’opérateur récepteurs ; et régularisation. Ainsi, l’opérateur ^ _^,^ du codage spatial s’exprime dans ce cas selon : [Math.6] Ainsi, dans le cas où l’opérateur de régularisation ^ _^ est nul, l’opérateur ^ _^,^ se réduit à : [Math.7] On peut alors vérifier que : [Math.8] En d’autres termes, la construction telle que décrite ci-dessus de l’opérateur ^ _^,^ mis en œuvre lors de l’étape E430 est telle qu’aucun signal de distorsion lié à la différence entre les symboles ^ OFDM écrêtés ^ _^,^ et les symboles OFDM ^^ ^ _,^ n’est transmis dans la direction d’un récepteur 100w, 100s correspondant à un élément diagonal de l’opérateur de régularisation ^ _^ qui est nul. A contrario, une amplitude non nulle d’un élément diagonal donné de l’opérateur de régularisation permet d’émettre la distorsion en question dans la direction du récepteur 100w, 100s correspondant et de contrôler son niveau. Ce résultat s’applique indépendamment de la nature de l’opérateur de précodage spatial sur lequel est basé l’opérateur de précodage spatial modifié, i.e. que l’opérateur de précodage spatial soit basé sur une technique d’égalisation du canal de propagation du type forçage à zéro, comme considéré comme exemple ci-dessus, ou sur une autre technique d’égalisation. Par ailleurs, dans certains modes de réalisation, le procédé de réduction du facteur de crête (selon l’un quelconque des modes de réalisation décrit ci-dessus) est mis en œuvre itérativement. Un symbole OFDM et le symbole OFDM écrêté obtenus lors d’une itération de rang donnée étant basé sur un vecteur d’entrée fonction de signaux de réduction déterminés, via l’exécution des étapes E410, E420 et E430, à partir d’un symbole OFDM et d’un symbole OFDM écrêté d’une l’itération de rang précèdent. Par exemple, lors de la première itération, les signaux de réduction sont initialisés à une valeur nulle. Dans certains modes de réalisation, lors de l’étape E430, la projection comprend une normalisation du vecteur de M signaux de réduction du facteur de crête pour rendre similaire ledit vecteur de M signaux de réduction du facteur de crête et le vecteur d’erreur sous-porteuse ^ _^ . Une telle normalisation permet notamment une convergence plus rapide lorsque le procédé est implémenté sous forme itérative. Par exemple, la normalisation met en œuvre une pondération des vecteurs de M signaux de réduction du facteur de crête par un facteur de pondération ^ _^ donné par : [Math.9] avec, ^ étant un indice de ladite sous-porteuse donnée, ^ un identifiant de l’émetteur 110tx et ^ un indice indexant les antennes de l’émetteur 110tx : - ^ _^ le vecteur d’erreur sous-porteuse ; et - ^ _^,^ ^ _^ le vecteur de M signaux de réduction.