本发明涉及多电平电力电子变换器领域的调制 技术， 具体涉及模块化多电平变换器 的载波脉宽调制策略。 背景技术

在高压大功率领域，多电平电力电子变换器以 其独特的优势得到越来越广泛的应用。 模块化多电平变换器是一种新型电压源型变换 器， 其采用严格的模块化设计结构， 在大 规模生产时降低了生产成本； 通过子模块的串联， 变换器的电压等级和功率等级易于扩 展； 变换器多电平的输出形式降低了输出电压的谐 波含量和总畸变率， 从而可以减小甚 至省去大容量的交流滤波器； 各桥臂子模块不需同时开通， 降低了桥臂电压、 电流的变 化率， 使得开关器件承受的应力大大降低； 同时， 模块化多电平变换器保护电路简单， 易于实现。

多电平电力电子变换器的调制策略主要有载波 脉宽调制策略和空间矢量脉宽调制 (SVPWM)策略等。 由于 SVPWM策略在输出电平数增加时， 计算变得非常复杂且冗余矢 量选择较为困难， 较少用于三电平以上的变换器。 载波脉宽调制策略的应用较为广泛， 目前用于模块化多电平变换器的载波脉宽调制 策略大都采用了载波移相技术。 采用载波 移相脉宽调制策略时， 每相上、 下桥臂各需要一个调制波和 N个依次移相的载波， 在不 提高开关频率的前提下大大降低输出电压的谐 波含量， 易于模块化实现， 并且使得开关 器件的工作负荷均衡一致。 但是， 由于每个移相所得的载波都需要单独生成并且 要求彼 此进行同步， 采用载波移相脉宽调制策略时会增加控制系统 的工作负荷。 特别是当变换 器电平数较高， 子模块数量较多时， 采用该调制策略需要生成大量载波， 对系统的软硬 件资源要求较高。 本发明模块化多电平变换器调制策略与载波移 相脉宽调制策略取得相 同输出电能质量的同时， 不需要对载波进行移相控制， 并且每相仅需要一个调制波和 N 个载波， 将调制波和载波数量减少一半， 也无需设计子模块电容电压均衡闭环控制算法 ， 大幅度节省系统的软硬件资源， 便于工程实现， 更适用于电平数较多的模块化多电平变 换器。 发明内容

本发明的目的是针对模块化多电平变换器这种 新型拓扑结构， 对现有的载波调制策 略进行改进， 在保证变换器输出电能质量的前提下降低对系 统软硬件资源的要求。

本发明所述模块化多电平变换器的每相由上桥 臂、 下桥臂和电抗器构成。 本发明模 块化多电平变换器的调制策略根据载波层叠调 制方法生成上桥臂和下桥臂的 PWM脉冲， 通过对桥臂中子模块电容电压进行排序， 结合桥臂电流方向， 为各个子模块分配 PWM 脉冲， 确定子模块的工作状态。 与已有的技术相比， 本发明一种模块化多电平变换器的调制策略所 具有的优点是： 每相仅需要一个调制波和 N个载波 （N为模块化多电平变换器各相上桥臂或下桥� �的子 模块个数）， 无需载波移相即可使模块化多电平变换器输出 相电压为 N+1 电平， 控制算 法精确度高， 易于工程实现， 节省软件和硬件资源； 可以保证任意时刻每相投入的子模 块个数为 N， 子模块电容电压无需闭环控制策略即可实现电 压均衡控制； 同时， 便于对 模块化多电平变换器电压和功率等级的调整， 不受电平数量的限制。 附图说明

图 1是模块化多电平变换器的主电路拓扑

图 2是模块化多电平变换器的子模块电路拓扑

图 3是载波层叠调制原理图 具体实施方式

一种模块化多电平变换器的调制策略， 其特征是： 基于载波层叠方法， 结合各桥臂 电流方向和子模块电容电压顺序， 确定各子模块的投切状态。

下面结合附图对本发明作进一步的描述- 图 1为模块化多电平变换器的主电路拓扑，各相� �上桥臂、下桥臂和串联的电抗器 构成， 上桥臂包括 N个子模块 （SM^-SM^), 下桥臂包括 N个子模块 （SM _dl -SMdN)。 所有子模块的电路结构均相同， 如图 2所示。

所述模块化多电平变换器每相由 2N个内部电路相同的子模块构成，子模块电路� ��构 如图 2所示。 VT1和 VT2代表绝缘栅双极型晶体管 (IGBT)、 集成门极换流晶闸管 (IGCT) 等大功率可控电力电子开关； Dl、 D2分别代表 VT1、 VT2的反并联二极管； C代表直 流电容， 其电压为^， 每个子模块为半桥结构， 功率开关 VT1和 VT2串联后与直流电容 C并联， A、 B为子模块的输入输出端。 如图 1所示， 上桥臂和下桥臂均由 N个子模块 串联构成， 即上一子模块的输出端 B与下一子模块的输入端 A相连。 上桥臂最上方子模 块 SM _ul 的输入端 A接到直流电源正极，下桥臂最下方子模块 SM _dN 的输出端 B接到直流 电源负极。 同时， 模块化多电平变换器的子模块含有独立的控制 单元。

为了便于描述，首先说明模块化多电平变换器 中子模块正常运行时的两个工作状态。 如图 2所示， 当 VT1开通而 VT2关断时， 电流通过 D1向电容充电， 或者通过 VT1对电 容进行放电，称为子模块投入状态； 当 VT1关断而 VT2开通时， 电流通过 VT2或者 D2， 电容始终处在旁路状态， 其电压不会变化， 称为子模块切除状态。

由于各子模块 VT1与 VT2的开关状态互补这一特殊性，每个子模块仅 需要一路触发 脉冲。 在子模块控制单元中对触发脉冲进行取反运算 得到互补的触发脉冲， 设置死区后 作为子模块中 VT1与 VT2的触发信号。

以模块化多电平变换器 a相为例说明桥臂电流方向对子模块电容电压� �影响。如图 1 所示， 上桥臂电流 _au 和下桥臂电流 _ad 的正方向均为向下。 当 _au 和 ^的值大于 0时， 为 充电电流， 处于投入状态的子模块电容将充电， 电容电压升高； 当 ^和 ^的值小于 0 时， 为放电电流， 处于投入状态的子模块电容将放电， 电容电压降低。

本发明的调制策略可以分为以下四个步骤实施 ：

(1)如图 3所示，采用 N个具有相同幅值 A _c =2/N，相同频率 ，相同相位的三角载波， 层叠于图中纵坐标为 -1到 1的区间内， 自底向上依次为第 1， 2， ...， N个载波。 将调制 波与这 N个载波进行比较， 当调制波的值大于三角载波的值时， 比较结果的输出为 1 ; 反之，当调制波的值小于三角载波的值时，比 较结果的输出为 0。通过比较得到 N路 PWM 脉冲， 与各三角载波——对应， 分别为 PWM PWM ₂ , ...， PWM _N 。 对这 N路 PWM脉 冲进行取反， 得到 N路 PWM脉冲 PWM , PWM ₂ % ...， PWM _N '。

(2)在每个电压均衡控制周期起始时刻测量各相 上桥臂电流 _au 和下桥臂电流 _ad ，同时 测量上桥臂子模块电容电压 以及下桥臂子模块电容电压

WcdNo

(3)分别对步骤 (2)测量的上桥臂、 下桥臂子模块电容电压由小到大进行排序， 并使排 序结果在一个电压均衡控制周期内保持不变。 把上桥臂子模块电容电压顺序对应的子模 块序号放入数组 t _u [i]中， 把下桥臂子模块电容电压顺序对应的子模块序 号放入数组 t _d [i] 中。

(4)根据子模块电容电压排序结果和桥臂电流方 向为上桥臂和下桥臂的各个子模块分 配 PWM脉冲。

对于上桥臂而言， 若上桥臂电流 _au >0， 电流为处于投入状态子模块的电容充电， 电 容电压升高， 把步骤 (1)中所得的 N路 PWM脉冲 PWM^ PWM ₂ ， ...， PWMJ 次分配 给子模块 SM(t _u [l])， SM(t _u [2]), ...， SM(t _u [N]) _; 若上桥臂电流 _au <0， 电流为处于投入状 态子模块的电容放电， 电容电压降低， 把步骤 (1)中所得的 N 路 PWM 脉冲 PWM _{l 7} PWM ₂ , …， PWM _N 依次分配给子模块 SM(t _u [N])， SM(t _u [N-l])， …， SM(t _u [l])。

对于下桥臂而言， 若下桥臂电流 _du >0， 电流为处于投入状态子模块的电容充电， 电 容电压升高， 把步骤 (1)中所得的 N路 PWM脉冲 PWM , PWM ₂ '， ...， PWM _N '依次分配 给子模块 SM(t _d [N])， SM(t _d [N-l]), ...， SM(t _d [l]) _; 若下桥臂电流 _du <0， 电流为处于投入 状态子模块的电容放电， 电容电压降低， 把步骤 (1)中所得的 N路 PWM脉冲 PWM , PWM ₂ '， …， PWM _N '依次分配给子模块 SM(t _d [l])， SM(t _d [2])， …， SM(t _d [N])。