Solche Motoren werden heute häufig für anspruchsvolle Antriebsaufgaben verwendet, z. B. in der Medizintechnik, in der Telekommunikation, in der Kraftfahrzeugtechnik, etc.

Bei manchen Antriebsaufgaben wird gewünscht, dass der Motor ein weitgehend konstantes Drehmoment liefert. Hierfür eignen sich besonders gut dreisträngige kollektorlose Motoren mit einem permanentmagnetischen Rotor, welcher eine im wesentlichen sinusförmige Kommutierung hat. Wenn bei einem solchen Motor die drei Phasen mit-entsprechend phasenverschobenen-sinusförmigen Strömen gespeist werden, kann man ein weitgehend konstantes Drehmoment erhalten. Jedoch ist die Erzeugung eines solchen dreiphasigen Systems mit sinusförmigen Strömen variabler Frequenz im allgemeinen sehr aufwändig.

Es ist deshalb eine Aufgabe der Erfindung, einen neuen Motor der eingangs genannten Art bereit zu stellen.

Nach der Erfindung wird diese Aufgabe gelöst durch den Gegenstand des Patentanspruchs 1. Über die Rotorstellungssensoranordnung erhält man in einfacher Weise ein mehrphasiges Signalsystem, und über den Vergleich der Signale dieses Signalsystems mit dem periodischen Sägezahnsignal erhält man PWM-Vergleichssignale, deren Tastverhältnis vom Augenblickswert des zugeordneten Rotorstellungssignals abhängt. Die in diesen PWM- Vergleichssignalen enthaltene Information kann dann über entsprechende Treiberstufen die Vollbrückenschaltung und damit die Ströme in den einzelnen Phasen steuern, so dass man z. B. in einem dreiphasigen Stator ein System von sinusförmigen Statorströmen und dadurch, ausgehend von der Drehzahl Null, ein weitgehend konstantes Drehmoment über einen großen Drehzahlbereich erhalten kann. Besonders vorteilhaft ist, dass man hier sozusagen eine "automatische Kommutierung"erhält, d. h. besondere Maßnahmen für die Kommutierung der Ströme von Phase zu Phase an bestimmten Drehstellungen sind nicht notwendig. Dadurch entfallen die Drehmomentschwankungen, welche sonst häufig Folge solcher Kommutierungsvorgänge sind.

Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus dem im folgenden beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten, in keiner Weise als Einschränkung der Erfindung zu verstehenden Ausführungs- beispiel, sowie aus den Unteransprüchen. Es zeigt : Fig. 1 eine Schaltung nach einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, Fig. 2 eine Darstellung der Störungsintensität als Funktion der Frequenz eines Sägezahnsignals konstanter Frequenz, Fig. 3 eine Darstellung der Störungsintensität als Funktion der Frequenz eines Sägezahnsignals mit gewobbelter Frequenz, Fig. 4a bis 4f eine Darstellung der Erzeugung von drei PWM-Signalen für ein dreiphasiges System, Fig. 5 eine stark schematisierte Darstellung der Digitalisierung eines sinusförmigen Signals, Fig. 6 eine Darstellung zur Erläuterung von Fig. 5, Fig. 7 die Darstellung eines einzigen Dreiecks eines Dreiecksignals mit 18,20 bzw. 22 kHz, und Fig. 8 eine schematisierte Darstellung eines Dreiecksignals mit gewobbelter Frequenz, wie es bei der vorliegenden Erfindung bevorzugt Verwendung findet.

Fig. 1 zeigt rechts einen dreiphasigen Motor 20, dessen Stator drei Phasen 22, 24,26 hat, die man auch als Wicklungsstränge bezeichnet. Die drei Stränge 22, 24,26 sind hier in Sternschaltung geschaltet, doch wäre ebenso eine Dreiecksschaltung möglich. Der Motor 20 hat einen permanentmagnetischen Rotor 28, der beispielhaft als vierpoliger Rotor dargestellt ist. Seine Pole sind sinusförmig magnetisiert. Ein Beispiel eines solchen Rotors 28 mit sinusförmiger Magnetisierung ist der Rotor gemäß der DE 100 20 946 A1.

Im Bereich des Rotors 28, oder eines speziellen Steuermagneten mit entsprechender Struktur, sind drei analoge Hallsensoren 30,32, 34 in Abständen von 120° el. (oder 120° el. + n * 360° el.) angeordnet, welche zusammen eine Rotorstellungssensoranordnung bilden. (Bei einem vierpoligen Rotor 28 kann man z. B. die drei Sensoren in Abständen von 120° mech. anordnen. ) Bevorzugt sind dies sogenannte analoge Hall-ICs. Jeder dieser Sensoren 30,32, 34 erzeugt ein sinusförmiges Signal H1, H2, H3, das auf der linken Seite von Fig. 1 in der üblichen Weise schematisch dargestellt ist. Wie dort angegeben, gelten folgende Beziehungen : H1 =sint... (1) H2=sin (t+120°)... (2) H3 = sin (t + 240°)... (3) Die drei Signale H1, H2, H3 sind also jeweils um 120° relativ zueinander phasenverschoben und bilden ein dreiphasiges System.

Für die Sensoren 30,32, 34 werden bevorzugt analog arbeitende Hall-ICs verwendet, die ein verstärktes Signal mit einer Amplitude von ca. 5 V liefern. An sich wäre deshalb eine weitere Verstärkung nicht erforderlich, doch ist eine Verstärkung aus folgenden Gründen zweckmäßig : a) Die Amplituden aller drei Signale H1, H2, H3 können exakt auf denselben Wert eingestellt werden, was für einen gleichmäßigen Lauf des Motors nützlich ist. b) Durch Einstellung des Verstärkungsfaktors ist eine Regelung des Motors 20 möglich, z. B., wie dargestellt, eine Strombegrenzung und eine Drehzahlregelung.

Aus diesen Gründen ist bevorzugt für das Signal H1 ein Verstärker 40 vorgesehen, für das Signal H2 ein Verstärker 42, und für das Signal H3 ein Verstärker 44.

Der Verstärkungsfaktor aller drei Verstärker wird über eine Leitung 46 von einem PI-Regler 48 gesteuert, dessen Eingang 50 ein gewünschter Wert SW für die Drehzahl des Motors 20 zugeführt wird, z. B. 4600 U/min, oder alternativ z. B. ein entsprechender Wert für die Zeit, die der Motor bei 4600 U/min für eine Umdrehung benötigt.

Die Verstärker 40,42, 44 haben Ausgänge 54,56, 58, und die Signale an diesen drei Ausgängen werden einer Istwerterfassung 60 zugeführt, welche aus diesen drei Signalen einen Wert für die augenblickliche Drehzahl des Motors 20 berechnet. Dieses Istwertsignal IW wird einem Eingang 62 des PI-Reglers 48 zugeführt, und wenn der Istwert am Eingang 62 niedriger ist als der gewünschte Wert am Eingang 50, wird über die Leitung 46 der Verstärkungsfaktor der drei Verstärker 40,42, 44 erhöht.

Ferner wird von einem Messwiderstand 64, der vom Motorstrom imot durchflossen wird, über eine Leitung 66 dem PI-Regler 48 ein stromabhängiges Signal zugeführt. Wenn dieser Motorstrom, z. B. beim Start des Motors 20, zu hoch wird, wird durch den Regler 48 der Verstärkungsfaktor der drei Verstärker 40,42, 44 entsprechend reduziert, wodurch der Motorstrom entsprechend begrenzt wird.

Ferner ist ein sogenannter Sägezahn-oder Dreiecksgenerator 68 vorgesehen, der an seinem Ausgang 70 ein Sägezahnsignal u70 liefert, das beispielhaft in Fig. 5 und 6 dargestellt ist und das den invertierenden Eingängen von drei Komparatoren 72,74 und 76 zugeführt wird. In sehr bevorzugter Weise haben die Sägezähne dieses Signals die Form von gleichschenkligen Dreiecken, da dies zu einem ruhigen, störungsarmen Lauf des Motors beiträgt.

Der nicht invertierende Eingang des Komparators 72 ist mit dem Ausgang 54 verbunden, so dass ihm das verstärkte Signal H1 zugeführt wird. Ebenso ist der nicht invertierende Eingang des Komparators 74 mit dem Ausgangs 56 (verstärktes Signal H2) verbunden, und der nicht invertierende Eingang des Komparators 76 mit dem Ausgang 58 (verstärktes Signal H3).

An den Ausgängen 78,80, 82 der Komparatoren 72,74, 76 erhält man PWM- Signale, die mit PWM1, PWM2 und PWM3 bezeichnet sind. Das Signal PWM1 für eine positive Halbwelle des Signals H1 ist in Fig. 1 beispielhaft und stark schematisiert dargestellt. Fig. 5 und 6 zeigen, wie diese PWM-Signale durch den betreffenden Komparator erzeugt werden.

Das Signal PWM1 wird einem Treiberbaustein 86 zugeführt, dessen oberer Ausgang 88 mit dem Gate eines n-Kanal-MOSFET 90 verbunden ist, dessen einer Anschluss mit einer positiven Gleichstromleitung 92 verbunden ist, an der die sogenannte Zwischenkreisspannung UZK liegt. (Zwischenkreis = dc link).

Sein anderer Anschluss ist mit dem Strang 24 verbunden.

Der untere Ausgang 94 des Treiberbausteins 86 ist mit dem Gate eines n-Kanal- MOSFET 96 verbunden, dessen oberer Anschluss ebenfalls mit dem Strang 24 und dessen unterer Anschluss über den Messwiderstand 64 mit Masse 100 verbunden ist. (Die Zwischenkreisspannung UZK, z. B. 60 V, liegt zwischen der Leitung 92 und Masse 100. Z. B. kann zwischen der Leitung 92 und Masse 100 die Batterie eines Telefonamtes liegen, oder die Batterie eines Kraftfahrzeugs.).

Das Signal PWM2 wird einem Treiberbaustein 104 zugeführt, dessen oberer Ausgang 106 einen oberen n-Kanal-MOSFET 108 und dessen unterer Ausgang 110 einen unteren n-Kanal-MOSFET 112 steuert. Die Schaltung entspricht der der MOSFETs 90 und 96, doch steuern die MOSFETs 108,112 wie dargestellt den Strang 22.

Das Signal PWM3 wird einem Treiberbaustein 116 zugeführt, dessen oberer Ausgang 118 einen oberen n-Kanal-MOSFET 120 und dessen unterer Ausgang 122 einen unteren n-Kanal-MOSFET 124 steuert. Die Schaltung entspricht der der MOSFETs 90 und 96, doch steuern die MOSFETs 120,124 wie dargestellt den Strang 26.

Wenn z. B. der MOSFET 90 und der MOSFET 124 gleichzeitig leitend sind, fließt ein Strom von der positiven Leitung 92 über den n-Kanal-MOSFET 90, die Stränge 24 und 26, den n-Kanal-MOSFET 124 und den Messwiderstand 64 nach Masse 100.

Zu den MOSFETs sind wie üblich Freilaufdioden 90', 96', 108', 112', 120'und 124'antiparallel geschaltet.

Für die Treiberbausteine 86,104, 116 kann bevorzugt der Typ 2109 der Firma International Rectifier verwendet werden, der bei der Umschaltung zwischen den beiden an ihn angeschlossenen MOSFETs eine so genannte Totzeit erzeugt, also eine Pause von z. B. 50, us, in der kein Strom fließt. Die Umschaltung zwischen unterem und oberem MOSFET erfolgt z. B. dann, wenn das betreffende PWM-Signal ein Potenzial von 5 V überschreitet. Wie dargestellt, sind die Treiberbausteine jeweils mit einem Eingang an eine konstante Spannung angeschlossen, z. B. an +5 V.

Der Sägezahngenerator 68 erzeugt z. B. eine Frequenz mit einem Mittelwert von 20 kHz. Diese Frequenz hat, wenn sie konstant gehalten wird, ein starkes Störsignal I bei 20 kHz zur Folge, wie das in Fig. 2 dargestellt ist. Eine Frequenz von etwa 20 kHz wird bevorzugt, weil sie außerhalb des hörbaren Bereichs liegt, aber keine zu hohen elektrischen Verluste in den MOSFETs der dargestellten Vollbrückenschaltung verursacht.

Aus diesem Grund enthält die Schaltung nach Fig. 1 bevorzugt einen sogenannten Wobbler 130, welcher die Frequenz des Sägezahngenerators 68 ständig ändert, nämlich z. B. von 18 kHz kontinuierlich ansteigend bis 22 kHz und dann wieder kontinuierlich abfallend von 22 kHz bis 18 kHz. Diese Veränderung erfolgt z. B. 2000 mal pro Sekunde, und sie ist in Fig. 3 bei 131 symbolisch angedeutet und in Fig. 8 dargestellt.

Dadurch verteilt sich das Störsignal I auf das gesamte Spektrum zwischen 18 und 22 kHz, wie das Fig. 3 zeigt, und durch diese Verteilung über ein größeres Spektrum wird die Intensität I der Störsignale wesentlich niedriger, und diese verteilen sich über den gesamten Bereich von 18 bis 22 kHz, so dass sie weniger starke Störsignale erzeugen. Die Wobbelfrequenz und die Größe der Abweichung vom Mittelwert der Frequenz des Sägezahnsignals werden am besten empirisch bestimmt, da sich über die optimalen Werte nach dem derzeitigen Kenntnisstand keine generellen Aussagen machen lassen.

Fig. 4a) zeigt in einer stark schematisierten Darstellung das Signal PWM1.

Fig. 4b) zeigt den Strom i24 durch die Phase 24, der durch das Signal PWM1 verursacht wird. Es handelt sich um einen sinusförmigen Strom, der durch die Vielzahl von Umschaltvorgängen bewirkt wird, welche insgesamt bei der Drehung des Rotors 28 stattfinden.

Fig. 4c) zeigt das Signal PWM2 am Ausgang 80 des Komparators 74, und Fig. 4d) den Strom i22 durch den Strang 22. Dieser Strom ist ebenfalls sinusförmig und gegenüber dem Strom i24 um 120° phasenverschoben.

Fig. 4e) zeigt das Signal PWM3 am Ausgang 82 des Komparators 76, und Fig. 4f) den Strom i26 durch den Strang 26. Dieser ist gegenüber dem Strom i24 um 240° phasenverschoben und ebenfalls sinusförmig.

Die drei sinusförmigen Ströme i24, i22 und i26 bilden zusammen ein sogenanntes Drehstromsystem, erzeugen also ein Drehfeld, das den permanentmagnetischen Rotor 28 mit der Drehfrequenz dieses Drehfelds antreibt. Da die Magnetisierung des Rotors 28 sinusförmig ist, ergibt sich insgesamt ein weitgehend konstantes Drehmoment des Motors 20, und das wird mit einem sehr geringen Aufwand erreicht.

Eine weitere Verbesserung ist möglich, indem man mit zunehmender Drehzahl die Spannung UZK (an der Leitung 92) erhöht, bevorzugt linear erhöht.

Fig. 5a zeigt in schematisierter Form das verstärkte Sinussignal H1 vom Sensor 30 sowie das Signal u70, dass vom Dreiecksgenerator 68 erzeugt wird. Die Frequenz u70 ist hier als 20 kHz (konstant) angenommen, d. h. ein Dreieck des Dreiecksignals u70 hat hier eine Periodendauer von 50, us. Das erste Dreieck, dass mit 138 bezeichnet ist, beginnt bei 0, us, erreicht sein Maximum bei 25, us, und wird bei 50, us wieder zu Null. Es ist also symmetrisch und hat bevorzugt die Form eines gleichschenkligen Dreiecks. Auch ist seine Frequenz hoch in Relation zur Frequenz des Signals H1.

Solange das Signal H1 größer ist als u7o, ist das in Fig. 5b dargestellte Signal PWM1 hoch. Wird H1 kleiner als u70, so bekommt PWM1 den Wert niedrig (LOW). Dadurch ergibt sich das in Fig. 5b dargestellte typische Bild für PWM1, wo links und rechts das Tastverhältnis hoch ist, z. B. 90 %, während es in der Mitte etwa den Wert 10 % hat, wobei sich in Fig. 5b ein weitgehend symmetrischer Verlauf ergibt.

Es ist darauf hinzuweisen, dass Fig. 5 eine Vereinfachung zeigt, denn für die Dauer einer Periode des Signals H1 erhält man in der Realität über 100 Dreiecke des Signals u70, was sich aber zeichnerisch schlecht darstellen lässt.

Durch die symmetrische Dreiecksform der Impulse des Signals u70 erhält man den Vorteil, dass die PWM-Signale, die in Fig. 5b dargestellt sind, stets im wesentlichen symmetrisch zum Maximum eines Dreiecks liegen, was man als "mittensymmetrische Ansteuerung"bezeichnen kann.

Betrachtet man z. B. in Fig. 5a) das Dreieck 140, welches das dritte Dreieck von links ist, so wird das PWM-Signal PWM1 an einer Stelle 142 zu Null, die z. B.

5, us vor der Mitte 144 des Dreiecks 140 liegt, und wird an einer Stelle 146 wieder hoch, die etwa 5 ps nach der Mitte 144 liegt.

Betrachtet man in der Vergrößerung gemäß Fig. 6 die drei Signale H1, H2, H3, die ja zu jedem Zeitpunkt unterschiedliche Amplituden haben, so erkennt man, dass alle drei PWM-Signale PWM1, PWM2 und PWM3 zu unterschiedlichen Zeitpunkten niedrig werden, und dass alle drei PWM-Signale zu unterschied- lichen Zeitpunkten hoch werden. Z. B. wird als erstes das Signal PWM3 zu einem Zeitpunkt t1 niedrig, anschließend das Signal PWM2 zu einem Zeitpunkt t2 und dann PWM1 zu einem Zeitpunkt t3. Anschließend wird bei t4 das Signal PWM1 wieder hoch, danach bei t5 das Signal PWM2 und schließlich bei t6 das Signal PWM3.

Dieses zeitversetzte Schalten der Transistoren der Vollbrückenschaltung ist eine Folge davon, dass die Dreieckssignale U70 weniger die Form eines Sägezahns als vielmehr bevorzugt etwa die eines gleichschenkligen Dreiecks haben.

Hierdurch ergeben sich erhebliche Vorteile für die EMV eines solchen Motors.

Wenn nämlich mehrere Transistoren zur gleichen Zeit schalten würden, würden sich erhebliche EMV-Probleme ergeben, die durch diese Lösung entfallen.

Fig. 7 zeigt den Verlauf des Dreiecksignals U70 bei 18,20 bzw. 22 kHz. Dieses Signal u70 wird gemäß Fig. 1 allen drei Komparatoren 72,74, 76 gleichzeitig zugeführt. Je nach Frequenz des Signals u70 haben die Signale PWM1, PWM2, PWM3 eine unterschiedliche Form.

Fig. 8 zeigt schematisch die Änderung der From von u70 durch den Wobbelvorgang. Wenn mit einer Frequenz von 2 kHz gewobbelt wird, dauert eine Frequenzänderung von 18 bis 22 kHz eine Zeit von 1/4000 Sekunden = 250, us. Innerhalb dieser Zeit werden etwa fünf Dreiecke erzeugt, aber aus Gründen der Übersichtlichkeit sind nur drei Dreiecke dargestellt. Man erkennt das Prinzip der fortlaufenden Änderung der Form dieser Dreiecke, wodurch die Intensität von Störsignalen auf einen größeren Frequenzbereich verteilt wird. Auf die Form der Ströme i22, i24 und i26 hat das praktisch keinen Einfluss, da die Änderung der Frequenz des Dreiecksignals u70 für alle Komparatoren 72,74, 76 in gleicher Weise wirkt und die Dreiecke auch beim Wobbeln weitgehend die Form von gleichschenkligen Dreiecken behalten.

Naturgemäß sind im Rahmen der vorliegenden Erfindung vielfache Abwandlungen und Modifikationen möglich.