技术领域

本发明涉及一种电源电路， 特别涉及电容隔离的直流 /直流变换器。 背景技术

目前在开关电源技术中绝大部分都是采用电磁 变压器来实现原副边电气隔 离。 电磁变压器通过将两个或两个以上的绕组绕在 同一磁芯上， 根据电磁感应原 理实现原副边电压、 电流、 阻抗的变化的同时达到能量传输的目的。 电磁变压器 具有传输功率密度大， 负载调整率好等优点而被普遍应用。

但是电磁变压器的结构决定其加工的自动化水 平较低，其生产加工目前还是 属于劳动力密集型。因此对于一些结构极为简 单的微功率电源模块， 变压器工艺 及其在产品制程中所占的装配环节耗时过大， 使得产品的总成本升高。特别是在 人工成本不断上涨的时代背景下， 降低人工成本成为一个迫切需要解决的问题。

公知地， 电容器能作为电气隔离器件并具有能量传输的 作用， 利用电感器与 电容器串联产生谐振能实现输入输出隔离及能 量能传输， 申请号为 201010287926.5的中国发明专利公开说明书、 公开号为 CA2141389A1的加拿大 专利说明书以及公开号为 CA2131689A1的加拿大专利说明书中， 均公开了一种 使用电容隔离的电源装置，它们所采用的能量 传输方式是:通过半桥或全桥电路， 控制其开关频率，在谐振网络的输入端产生一 频率可调的方波信号（主要是为了 实现稳定输出电压而实施频率调节用）来改变 谐振网络的阻抗， 从而实现输出电 压的调节。但这种电容隔离方式存在缺点： 这三种电源装置所采用的都是全桥或 半桥形式的拓朴结构， 半桥电路需要 2个开关管， 全桥电路需要 4个开关管， 且 同一桥臂的两个开关管需要隔离驱动，同一桥 臂的两个开关管驱动信号间需要人 为地加入死区时间来防止直通现象。这样在器 件数量以及控制电路的复杂程度上 都大大增加， 这样在一些微功率和小功率场电源场合显然是 一种过设计， 同时难 以实现产品小型化和低成本的要求。

当前， 开关电源的小型化、 高效率依然是其发展方向。对于开关电源的小 型 化，提高其工作频率已经被证明是一个行之有 效的方法， 但一个最有效的方法就 是减少元器件数量； 而软开关技术是提高变换器效率重要手段。实 际上就目前的 应用来讲，对于小功率，特别是微功率电源模 块，小体积相对于高效率更加重要。

众所周知， Boost 拓扑为一传统的非隔离式升压电路， 大多应用在中功率 (70W 以上） 到大功率开关电源中作为前级的预稳压调节。 由于该电路在不做 任何改动下只能应用于对输入输出不需要进行 隔离的场合，其应用范围受到了一 定的限制。 图 1示出了传统的 Boost升压电路， 包括驱动电路、 升压电感 Ll、 开关管 Ql、 升压二极管 Dl和输出滤波电容 C1 ; 电压输入端 Vin通过升压电感 L1连接到开关管 Q1的漏极， 驱动电路的输出端连接到开关管 Q1的栅极， 开关 管 Q1的源极连接到电压参考端， 其漏极连接到升压二极管 D1的阳极， 升压二 极管 D1的阴极通过输出滤波电容 C1连接到开关管 Q1的源极， 输出滤波电容 C1的两端为电路的输出端， 负载 R接在其间。 值得一提的是， 该输出滤波电容 可以采用电解电容， 也可以采用无极性电容， 若采用电解电容， 此时升压二极管 D1 的阴极要接电解电容的正极。 电路的工作过程如下： 开关管 Q1 导通期间， 升压电感 L1在输入电源的激励下储能， 负载能量由输出滤波电容提供， 开关管 Q1关断期间， 升压电感 L1通过升压二极管 D1向负载提供能量的同时给输出滤 波电容 C1充电， 电路的工作波形如图 2所示。 由电路的工作过程可以得知， 该 传统的 Boost电路拓扑只能用于升压变换， 也就是说， 输出电压必然大于输入电 压。 该传统的 Boost升压电路中的开关管可以采用 MOSFET或三极管实现， 上 述以 MOSFET作说明， 三极管的实现原理与之相同， 不再赘述。 发明内容

本发明的目的是提供一种电源电路， 它能解决上述问题， 通过简单的电路结 构实现电源电路原副边的电容隔离传输。

本发明的目的是通过以下技术措施来实现的：

一种电源电路， 包括 Boost升压电路， 还包括第二电容、 第三电容和第二二 极管； 第二电容连接在所述 Boost升压电路中开关管和升压电感的连接点与� ��述 升压二极管的阳极之间，所述升压二极管的阴 极依次通过所述 Boost升压电路中 的输出滤波电容和第三电容连接到电压参考端 ，第二二极管的阴极与所述升压二 极管的阳极相连接，第二二极管的阳极连接到 第三电容和所述输出滤波电容的连 接点。

更优的，还包括第四电容； 第四电容连接在所述开关管和升压电感的连接 点 与电压参考端之间。

更优的， 还包括第五电容； 第五电容与所述升压电感相并联。

更优的，还包括第四电容和第五电容； 第四电容连接在所述开关管和升压电 感的连接点与电压参考端之间； 第五电容与所述升压电感相并联。

为了提高电路开环时输出电压的稳定性，还包 括稳压电路； 稳压电路连接在 所述输出滤波电容和负载之间。

为了在负载或输入电压扰动时输出稳定电压， 还包括反馈控制电路； 反馈控 制电路连接在所述 Boost升压电路的输出端和驱动电路之间。

本发明的目的还可通过以下技术措施实现：

一种电源电路， 包括 Boost升压电路， 还包括第二电容、 第三电容、 第四二 极管、 第五二极管和第六二极管； 第二电容连接在所述 Boost升压电路中开关管 和升压电感的连接点与所述升压二极管的阳极 之间，所述升压二极管的阴极依次 通过所述 Boost升压电路中的输出滤波电容、第六二极管� ��第三电容连接到电压 参考端，其中第六二极管的阴极与第三电容相 连接， 第四二极管的阴极与所述升 压二极管的阴极相连接，其阳极连接到第六二 极管的阴极， 第五二极管的阴极连 接到所述升压二极管的阳极， 其阳极连接到第六二极管的阳极。

更优的，还包括第四电容； 第四电容连接在所述开关管和升压电感的连接 点 与电压参考端之间。

更优的， 还包括第五电容； 第五电容与所述升压电感相并联。

更优的，还包括第四电容和第五电容； 第四电容连接在所述开关管和升压电 感的连接点与电压参考端之间； 第五电容与所述升压电感相并联。

与现有技术相比， 本发明具有以下有益效果：

本发明使用电容耦合传输能量，取代了传统的 变压器传输， 实现了电路原副 边的电气隔离， 同时， 本发明只需采用单开关管以及单电感， 配合原副边的隔离 电容即可实现能量的传递，克服以往开关电源 采用电磁变压器进行隔离时的工艺 复杂， 人力成本高等问题， 以及以往电容隔离方案中采用半桥或全桥电路 的电路 复杂， 成本高， 不易小型化等问题， 所以， 本发明简化了产品的生产工艺， 大大 节约了人工成本， 具有易于实现低成本、 小型化， 特别适用于微功率、 小功率开 关电源场合的特点。 附图说明

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步 的详细说明。

图 1为传统的 Boost升压电路的电路原理图；

图 2为 Boost升压电路工作时的波形图；

图 3为本发明实施例一的演化电路图之一；

图 4为本发明实施例一的演化电路图之二；

图 5为图 4所示电路的工作波形图；

图 6为本发明实施例一的电路原理图；

图 7为本发明实施例二的电路原理图；

图 8为本发明实施例二的工作波形图；

图 9为本发明实施例三的电路原理图；

图 10为本发明实施例四的电路原理图；

图 11为本发明实施例五的电路原理图；

图 12为本发明实施例六的电路原理图； 具体实施方式

实施例一

图 6示出了本发明实施例一的电源电路， 包括 Boost升压电路、 电容 C2、 二极管 D2和电容 C3; Boost升压电路的连接方式与图 1所示电路相同， 开关管 Q1的漏极通过电容 C2连接到升压二极管 D1的阳极， 二极管 D1的阴极依次通 过输出滤波电容 C1与电容 C3连接到电压参考端， 输出滤波电容 C1和电容 C3 的连接点与二极管 D2的阳极相连接， 二极管 D2的阴极连接到升压二极管 D1 的阳极。

下面基于传统的 Boost升压电路 （如图 1 ) 逐步增加本发明实施例一中的电 容 C2、 二极管 D2和电容 C3， 通过图 3和图 5所示电路说明本发明基于传统的 Boost 升压电路如何一步步演变成为本发明实施例一 的电容隔离型单管直流 /直 流变换器， 在仅采用单个开关管， 单个电感配合隔离电容的情况下， 实现了原副 边隔离的同时达到传递能量的目的。

需要说明的是， 本发明与 Boost升压电路有本质的区别， Boost电路只能用 于升压， 而本发明不但可以升压， 还可以降压， 是一种全新的拓扑结构， 为了便 于本领域技术人员理解电路工作原理， 才在此借 Boost升压电路逐步演变说明。

如图 3所示， 在传统 Boost升压电路的基础上， 在二极管 D1的阳极与开关 管 Q1的漏极之间串联电容 C2。 在开关管 Ql导通期间， 由于二极管 D1的单向 导电性， 电容 C2上的电荷因二极管 D1的单向导电性， 没有放电回路， 因此图 1所示电路不能正常工作。

如图 4所示， 在图 3所示电路的基础上， 在二极管 D1的阳极与开关管 Q1 的源极之间串接二极管 D2， 二极管 D2的阴极与二极管 D1的阳极相连接， 二极 管 D2的阳极与开关管 Q1的源极相连接。 在开关管 Q1导通期间， 电容 C2存在 放电回路， 图 4所示电路可以正常工作， 由于电容 C2的分压作用， 该电路不仅 可以实现升压， 参数设计合理， 同样可以实现降压， 电路的工作原理为： 开关管 Q1导通期间，升压电感 L1在输入电源的激励下储能， 负载能量由输出滤波电容 C1提供。 开关管 Q1关断期间， 升压电感 L1通过电容 C2、 二极管 D1向负载 R 提供能量的同时给输出滤波电容 C1充电，在此期间， B点的电压由于二极管 D1 的导通被箝位在输出电压， A点电压由于电容 C2中一直有同一方向的电流流过， 因此其电压在升压电感 L1 电流下降到零时达到峰值， 之后由于升压电感 L1中 的能量已释放完毕， 二极管 D1关断， B点的电压被二极管 D2箝位， 同时拉低 A点的电位， 当 A点电位与输入电压相等时， 电感 Ll、 电容 C2经二极管 D2， 输入电源形成谐振， 由于输入电源可以看做为一个大电容， 因此 A点电位缓慢 变化， 直到开关管 Q1再次导通， 破坏谐振条件， 电容 C2中的储能通过开关管 Q1和二极管 D2形成的放电回路放电， 电容 C2上存储的能量复位， 接着开始下 一个工作周期， 图 4所示电路的工作波形如图 5所示。

图 6示出的本发明实施例一的电源电路，在图 4所示电路的基础上， 在二极 管 D2阳极和输出滤波电容 C1的连接点与开关管 Q1的源极之间串接电容 C3。 电容 C2和电容 C3形成了电源电路原边侧 （输入侧） 和副边侧 （输出侧） 的电 气隔离， 图中的虚线即为隔离点， 虚线的左边相当于原边侧 （输入侧）， 右边相 当于副边侧 （输出侧）。 从电路的角度， 把二极管 Dl、 二极管 D2、 输出滤波电 容 C1以及电路的负载等效为一个等效负载， 那么电容 C2、 电容 C3和等效负载 组成一串联电路， 因此可以把电容 C2和电容 C3等效为一个电容， 因此本发明 实施例一与图 4所示电路的工作原理相同。 实际上， 从整个电路结构分析可知， 在升压电感 L1存储的能量向负载端悉放过程中，整个电压� ��路所包升压电感 Ll、 电容 C2、 二极管 Dl、 负载 R、 电容 C3及电路的输入电源。 根据基尔霍夫电压 定律可知，输出端负载上的电压值为输入端电 源电压与串联回路上所有其它分压 器件的电压之差， 该过程亦可看成是一阻尼振荡过程。 实施例二

图 7示出了本发明实施例二的电源电路，其与本� �明实施例一的电路构成和 工作原理基本相同， 不同点在于增加了电容 C4， 电容 C4接在开关管 Q1的源极 和漏极之间； 电容 C4能起到理想的缓冲效果， 改善电路中开关管 Q1的漏极（A 点） 电压波形 （如图 8所示）， 即降低开关管 Q1关断瞬间其漏极 （A点） 电压 的上升速率^ / ，实现电路的软开效果，从而降低了电路的噪 声、改善了其 EMC 特性，通过软开关还能减少开关管的损耗， 有利于频率的提高和电源电路产品的 小型化。 从电路结构上看， 电容 C4与电容 C2、 电容 C3和输出等效负载构成的 支路形成并联结构， 因此在其他参数不变的情况下， 增加电容 C4必然会造成输 出功率降低。但近似正弦的开关管 Q1漏极电压波形和开关管 Q1的零电压开通， 可以在大大提高工作频率的同时提高电路的转 换效率。 实施例三

图 9示出了本发明实施例三的电源电路，其与本� �明实施例二的电路构成和 工作原理基本相同， 不同点在于电容 C4与升压电感 L1相并联。 事实上， 实施 例三与实施例二的工作本质及最终效果是完全 一致的。其根本原因在于， 对于高 频信号来讲， 输入电源由于其电位恒定， 可以看成为短路， 因此电容 C1与升压 电感 L1并联和与接在开关管 Q1的漏源极之间无差别。 实施例三与实施例二的 工作波型相同 （如图 8所示）。 实施例四

图 10示出了本发明实施例四的电源电路， 其与本发明实施例一的电路构成 和工作原理基本相同， 不同点在于在电路的输出侧， 用全桥整流电路取代了实施 例一中由二极管 D1和二极管 D2组成的半桥整流电路， 全桥整流电路包括二极 管 D3、 二极管 D4、 二极管 D5和二极管 D6， 二极管 D3的阳极与电容 C2输出 侧的一端相连接， 二极管 D6的阴极与电容 C3输出侧的一端相连接， 二极管 D3 的阴极连接到二极管 D4的阴极， 二极管 D4的阳极连接到二极管 D6的阴极， 二极管 D6的阳极连接到二极管 D5的阳极， 二极管 D5的阴极连接到二极管 D3 的阳极， 电容 C1连接在二极管 D4的阴极和二极管 D6的阳极之间。

从上述对实施例一的分析可知， 本发明的电路能正常工作的一个重要条件 是： 电感 L电流下降为 0后， 电容 C2和电容 C3中存储的能量能够复位。 半桥 整流的好处在于实现输出电压较低的电路方案 时能将整流电路所占的损耗比重 降低， 从而提高产品的效率。但同时应注意到的是， 半桥整流的方法使将使得输 出电压的脉动增加。 这将增加滤波电路压力。对于低输出电压的情 况， 半桥整流 电路能提升效率， 因此其所带来的负面影响是可以接受的。然而 在较高的输出电 压情况下， 整流电路所带来的压降所占的比重下降。桥式 整流电路的好处在于能 得到较小的输出电压脉动， 且同样能为电容 C2和电容 C3电容的复位提供放电 回路， 其工作原理与实施例一基本相同。 实施例五

图 11示出了本发明实施例五的电源电路， 其与本发明实施例一的电路构成 和工作原理基本相同， 不同点在于输出滤波电容 C1与负载 R之间增加了稳压电 路。对于开环电路的产品方案， 增加稳压电路是必须的。 这有利提高电路对负载 变化的调节能力。 从而在一定程度上提高输出电压的稳定性。 实施例六

图 12示出了本发明实施例六的电源电路， 其与本发明实施例一的电路构成 和工作原理基本相同， 不同点在于还包括反馈控制电路， 主要包含电压采样， 误 差放大， 隔离耦合， PFM 调节等主要环节， 其连接在电路的输出端和驱动电路 之间， 使得电路成为一种输出电压闭环的结构。

实施例六的工作原理为： 从上述的实施例分析可知， 输出负载电压与谐振时 电路回路中电感与电容器的分压有关。 同时电容对交流信号的阻抗为 ^ 电感 对交流信号的阻抗为^£。 通过调节不同的驱动频率， 使得电感或电容上的分压 改变， 从而达到调节输出电压幅值的目的。 也正是由于这个机理， 本发明才能实 现升、 降压输出。 当输出电压变化时， 通过输出端的分压网络进行电压采样、 采 样电压经与基准电压比较后产生一个误差信号 ，该信号通过光电耦进行放大并传 输到原边， 并参与 PFM调节电路的控制。 从而起到调节驱动频率的作用。 实现 输出电压的稳定。 电压闭环调节的优点在于提高输出电压的稳定 性， 负载调整率 将明显优于直接增加稳压电路的方式。

以上实施例一到实施例六示出的电源电路中， 开关管 Q1可以是 MOSFET, 上面的六个实施例采用了 MOSFET作说明， 而开关管 Q1 同样也可以采用三极 管， 这属于现有技术中 Boost升压电路的一种实现方式， 在此不再赘述。

本发明还可采用其它实施方式， 如在上述实施例一中， 在开关管 Q1的漏源 极之间连接一个电容的同时， 还有另一个电容与升压电感 L1相并联， 同样能达 到使电路软启动的目的， 其工作原理与实施例二和实施三相同， 在此不再赘述。

如在上述实施例四中， 也可以在开关管 Q1 的漏源极之间连接电容 C4 (图 中未示出） 或者增加与升压电感 L1并联的电容 C4 (图中未示出）， 又或者在开 关管 Q1的漏源极之间连接一个电容的同时， 还有另一个电容与升压电感 L1相 并联， 同样能达到使电路软启动的目的， 其工作原理与本发明实施例二和实施例 三的工作原理相同。

如上述实施例二到实施例四中， 同样能够通过增加稳定电路的方法， 达到提 高输出电路稳定性的目的， 在此不再一一说明。

又如上述实施例二到实施例四中， 同样能够通过增加反馈控制电路的方法， 达到提高输出电路稳定性的目的， 在此不再一一说明。

以上仅是本发明的优选实施方式， 应当指出的是， 上述优选实施方式不应视 为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以 权利要求所限定的范围为准。对于 本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本 发明的精神和范围内， 还可以做出 若干改进和润饰， 这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。