B e s c h r e i b u n g

Die Erfindung betrifft ein Verfahren der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Art sowie eine Schaltung zur Durchführung des Verfahrens.

Auf der Übertragungsstrecke unterliegt jedes Signal zahl¬ reichen Störeinflüssen, die zu einer Verformung des ur-

sprünglich sauber auf der Senderseite erzeugten Basissi¬ gnals führen. Störquellen liegen dabei zum Teil im System selbst, wie etwa die Begrenzung des Übertragungsbandes, nichtlineare Phasenverläufe der Selektionsfilter und nichtlineare Demodulatorkennlinien; zum größten Teil je¬ doch beruhen, diese Störungen auf äußeren Einflüssen, wie etwa Fremdeinstrahlungen bei häufig zu geringem Empfangs¬ signalpegel. Hier addiert sich dann Rauschen zum Nutzsi¬ gnal, was zu unscharfen Konturen bis hin zur völligen Si- gnalauflösung führt.

Ein Vorteil bei der digitalen Datenübertragung oder -spei¬ cherung besteht zum einen generell darin, daß die Anforde¬ rungen an ein Übertragungssystem, das lediglich ein Signal mit binären Informationen überträgt hinsichtlich seiner Linearität erheblich geringer sind, als die Forderungen an ein Übertragungssystem, welches Analogsignale z.B. Musik mit hoher Qualität übertragen soll. Ein weiterer Vorteil beseht darin, daß Rauschen und andere kleine Inbandstörun- gen solange ignoriert werden, bis sie die digitale Schwel¬ le erreichen.

Demgegenüber steht bisher als Nachteil ein großer Band¬ breitenbedarf gegenüber, durch welchen die Rauschbandbrei- te und die Wahrscheinlichkeit von Inbandstörungen zunehmen und. somit den Vorteil der Übertragungssicherheit abschwä¬ chen. Bei einer derartigen Übertragung digitaler muß wegen der großen Übertragungsbandbreite ein zur Übertragung ver¬ wendeter Nachrichtenkanal eine große Übertragungskapazität zur Verfügung stellen, ohne daß diese optimal genutzt wird. Damit lassen sich bei aufwendigen Nachrichtenver-

bindungen, wie Satellitenkanälen, weniger Informationen als von dem durch das Produkt von Bandbreite und Übertra¬ gungszeit definierten Kanalkapazität vorgegeben ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs genannten Gattung sowie entsprechende Schal¬ tungen anzugeben, bei dem die spektrale Bandbreite des für die Übertragung beanspruchten Nachrichtenkanals ein Mini¬ mum ist.

Diese Aufgabe wird mit den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird das digitale Sig- gnal nicht, wie bei der konventionellen Übertragung, in Form von binären Informationen in zeitlich serieller Folge ausgestrahlt. Statt dessen wird ein Bitmuster, also meh¬ rere zusammengefaßte Bits, einem analogen, amplituden¬ mäßig guantisierten Schwingungszug (Gesamtschwingungszug) zugeordnet. Dieser Spannungsverlauf wird übertragen und auf der Empfängerseite in das ursprüngliche Bitmuster zu¬ rückverwandelt. Die unterschiedlichen Spannungsverläufe sind gequantelt und zwar in solcher Weise, daß die Quan¬ tensprünge mindestens in gleicher Zuverlässigkeit detek- tiert werden können, wie die binären Zustände der konven¬ tionellen Datenübertragung. Es bleibt also der nachrich¬ tentechnische Vorteil der Digitalübertragung, nämlich die klare Detektierbarkeit der jeweiligen Zustände, erhalten, ohne daß hierbei der mit der konventionellen Datenübertra- gung verbundene hohe Bandbreitenbedarf erforderlich ist.

Die den Bitmustern zugeordneten Spannungsverläufe bestehen bevorzugt aus der Überlagerung mehrerer z.B. drei Sinus¬ schwingungszügen, deren Amplituden in mehreren Stufen z.B. 4 oder 8 geguantelt, deren Periodendauer durch Verdop- pelung hervorgehen und deren Phasenlage konstant ist, nämlich 0, zu Beginn eines jeden Übertragungsintervalls.

Insbesondere wird ein impulsförmig einlaufendes Digital¬ signal in Abschnitte unterteilt, die mehrere Bits umfas- sen. Das so gebildete Datenwort wird dem Eingang eines Wandlers zugeführt, der das mehrstufige Analogsignal einer Quantisierungsschaltung zuführt.

Bei dem erfindungsgemäßes Verfahren wird der beim Stand der Technik bestehende gravierende Nachteil des hohen Bandbreitenbedarfs trotz voller Beibehaltung der Vorteile einer digitalen Übertragung aufgehoben.

Betrachtet man das Signal nach dem erfindungsgemäßen Ver- fahren, so ist erkennbar, daß Bandbegrenzungsverzerrungen höchstens im Übergangsbereich zwischen zwei Übertragungs¬ intervallen auftreten könnten und zwar nur in dem Fall, wenn sich alle Schwingungszüge bei ihrem maximalen Hub (ca. ± 30 kHz bei ± 75 kHz Gesamthub) gleichphasig ad- dieren. Etwaige nichtlineare Verzerrungen im Empfänger sind dann ohne Bedeutung, sofern diese Verzerrungen nicht aus einem Defekt im Empfangsgerät selbst herrühren.

Bei der schaltungstechnischen Realisierung ist es beson- ders günstig, die zu übertragenden Signale in in Form von

Teilschwingungen enthaltenden Schwingungszügen übertragen.

Von besonderer Bedeutung ist hierbei die sichere Amplitu¬ denerfassung der drei Teilschwingungen bei ^' der empfänger- seitigen Decodierung.

Hierbei wird insbesondere die Tatsache ausgenutzt, daß je¬ weils einzelne Teilschwingungen sich zu bestimmten Zeit¬ punkten - oder gemittelt über bestimmte Zeitbereiche - aufheben, so daß dann die Amplitudenwerte einzelner Teil¬ schwingungen getrennt zur Auswertung zur Verfügung stehen.

So ist insbesondere günstig:

die Teilschwingung als Schwingungszug mit der nied¬ rigsten Frequenz von den Schwingungszügen mit höherer Fre- quenz spektral zu trennen, wodurch

1. höherfrequente Rauschanteile reduziert werden,

2. Die Steilheit des Spannungsverlaufes im Abtast- punkt verringert wird, wodurch Abtastzeitfehler un¬ kritischer werden,

die höherfrequenten Schwingungszüge im Abtastbereich mehrere Male, insbesondere dreimal abzutasten und zwar bei beiden Halbwellen. Da zum Abtastzeitpunkt des einen Schwingungszugs der höchstfrequente Schwingungszug seinen Nulldurchgang, also seine höchste Steilheit aufweist, kön¬ nen hier Abtastzeitfehler zu Spannungsfehlem führen, die jedoch bei beiden abzutastenden Halbwellen unterschiedli- ehe Polarität hätten.

Bei einer im empfängerseitigen Decoder erfolgenden mehrfa¬ chen paarweisen Abtastung sind dann dann' diejenigen Ab¬ tastwerte die richtigen, deren Differenz am geringsten ist, also z.B. die jeweils ersten, zweiten oder dritten Abtastwerte. Das arithmetische Mittel dieses Abtastpaares würde mit hoher Näherung dem richtigen Abtastwert entspre¬ chen.

Während die Schwingungszüge niederer Frequenz beim Nulldurchgang des jeweils höheren Schwingungszuges abgeta¬ stet werden müssen, kann der Schwingungszug höchster Fre¬ quenz, da ihm kein weiterer Schwingungszug überlagert ist, zu jedem Zeitpunkt abgetastet werden und mit diesem Wert der Maximalwert berechnet und auf die Quantelstufe geschlossen werden. Hierbei ist der Maximalwert zur Abta¬ stung günstig; zur weiteren Sicherheit sind jedoch ein oder zwei weitere Abtastwerte durchaus geeignet.

Wirtschaftlich von besonderer Bedeutung für das erfin- dungsgemäße Verfahren ist die digitale Übertragung von Rundfunk Stereo-Programmen.

Bei einer Abtastrate des Stereo-Programms von 40 kHz (20 kHz pro Kanal) und einer Auflösung von 8 Bit wäre bei einer HF-übertragungsbandbreite von ca. 320 kHz nicht nur eine Ausstrahlung über Satellit, sondern auch über terre¬ strische Kanäle möglich. Damit ist es möglich auch die große Zahl der in Kraftfahrzeugen vorhandenen ortsbewegli¬ chen Empfänger mit einem störungsfreien Digitalprogramm hoher Qualität zu versorgen.

Durch das erfindungsgemäßes Verfahren kann bei Satelliten¬ ausstrahlung die Kanalkapazität gegenüber" der konventio¬ nellen Datenübertragung vervierfacht werden. Bei gleicher Sendeleistung würde sich der Antennenaufwand erheblich verringern und die Reichweiten würden sich erhöhen. Ent¬ sprechendes gilt für digitales Fernsehen (D2MAC) . Weitere bevorzugte Anwendungen bestehen beim Studio und im Funk¬ bereich.

Für Musikübertragung hoher Qualität sind bevorzugt Fre¬ quenzen der Schwingungszüge von 10 kHz, 20 kHz und 40 kHz entsprechend einer Bandbreite von 160 kHz zu verwenden. Bei der Übertragung und Speicherung von digitalen Informa¬ tionen lassen sich bei vorgegebener Kanalbandbreite Daten- raten übertragen, die ungefähr dreimal größer sind als die derzeit üblichen Datenraten bei entsprechenden Bedingun¬ gen.

Die für die Datenübertragung maßgeblichen Überlegungen sind jeweils entsprechend auf Speichermedien anzuwenden, wobei jeweils die Eigenschaften des Speichermediums die¬ jenigen des Übertragungsmediums ersetzen.

Besonders vorteilhaft bei der Rückgewinnung der Ausgangs- Information ist es, wenn die Amplitudenwerte des Gesamt- schwingungszugs so abgetastet oder ausgewertet werden, daß mindestens ein anderer oder alle anderen Teilschwingungs- züge ihren Nulldurchgang werden bzw. zu Null werden. Auf diese Weise lassen sich zunächst die gequantelten Amplitu- den einzelner Schwingungszüge wiedergewinnen. Wegen der phasenstarren Übertragung werden bei einer günstigen Wei-

terbildung der Erfindung die ermittelten Amplitudenwerte der Teilschwingungszüge benutzt, um deren ^' Auswirkung auf die Momentanamplituden der anderen Teilschwingungszüge zu den anderen Abtastzeitpunkten zu ermitteln und zu kompen- sieren. Auf diese Weise läßt sich der Signalverarbeitungs¬ aufwand bei der Decodierung sehr stark verringern.

Bei einer empfängerseitigen Decodierung durch die Signale zeitlich ausmittelnde Integratoren werden bei einer bevor- zugten Ausführung der Erfindung die Zeitintervalle für die Integration innerhalb eines Übertragungsintervalls derart gewählt, daß für das jeweilige Integrationsintervall der Anteil eines, mehrerer oder insbesondere aller anderen Schwingungszüge gleich Null ist, so daß das Integral des einzelner, oder insbesondere eines einzelnen, Schwingungs¬ zugs - und damit auch dessen Amplitudenwert - separat aus¬ gewertet werden kann. Diese Bedingung ist insbesondere dann erfüllt, wenn der Integrator eine UmpolSchaltung auf¬ weist, welche das Eingangssignal synchron mit der Polari- tat des auszuwertenden Teilwellenzugs in seiner Polarität ändert.

Wegen der digitalisierten Information kommt aus bei der Decodierung auch hierbei lediglich auf die Diskriminierung einzelner Amplitudenklassen an, denen digitale Informatio¬ nen zugeordnet sind. Bei der Decodierung mittels Integra¬ tion ergibt sich insbesondere der Vorteil, daß auch kurz¬ fristige Signaleinbrüche und hochfrequente Störungen eli¬ miniert werden. Der Integrationsvorgang selbst bewirkt, daß die Signalamplituden des empfangenen Signals nicht nur zu diskreten Zeitpunkten sondern weitgehend kontinuierlich

ausgewertet wird, so daß eventuelle kurfristige Störungen einen nur geringen Anteil des Nutzsignals ausmachen und infolgedessen nur entsprechend gering ins Gewicht fallen.

Das Prinzip des erfindungsgemäßen Verfahrens soll eingangs zunächst anhand von zwei Darstellungen allgemein näher erläutert werden. Es zeigen:

Figuren 1 und la schematische Darstellungen zur Erzeugung des bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zu übertragenden Signals,

Figur 2 eine schematische Darstellung zur Lage der Abtast¬ punkte bei dem erfindungsgemäßen Verfahren.

Bei dem in Figur 1 dargestellten Diagramm sind die als In¬ formationsträger dienenden Schwingungszüge (SZ1 bis SZ3) eines Übertragungsintervalls in der oberen Darstellung einzeln und in der Überlagerung unten wiedergegeben. Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren werden den einzelnen Schwingungszügen eines Übertragungsintervalls binäre In¬ formationen zugeordnet. Die sinusförmigen Schwingungszüge, die in einem festen Frequenzverhältnis zueinander stehen, werden in phasenstarrer Lage übertragen. Bevorzugt unter- scheiden sich die Frequenzen der Schwingungszüge jeweils um den Faktor zwei.

Jeder Amplitude einer Halb- oder Vollwelle ist jetzt ein digitaler Anteil des zu übertragenden Signals zugeordnet. Dabei wird eine, vorzugsweise ein Datenwort bildende, In¬ formationseinheit in Teilworte entsprechende Untereinhei-

ten zerlegt. Die einem Teilwort entsprechende digitale In¬ formation wird jeweils der Amplitude eines Schwingungszugs zugeordnet, und zwar in der Weise, daß die Amplitude in Quantensprüngen entsprechend dem jeweiligen Digitalwert der Teilinformation veränderlich ist.

Erfolgt nun beispielsweise die Quantelung

SZ 1 (Halbwelle) in 4 Stufen = 2 bit SZ 2 (Vollwelle) in 4 Stufen = 2 bit und SZ 3 (Vollwelle) in 4 Stufen = 2 bit,

so läßt sich ein Datenwort von insgesamt 8 bit pro Inter¬ vall übertragen.

Auf diese Weise lassen sich die Vorteile der Störsicher¬ heit bei der Übertragung digitaler Signale auf mit Analog¬ schaltungsmittein arbeitende Übertragungswege anwenden. Die erhöhte Störsicherheit beruht auf der Tatsache, daß die verwendeten Quantensprünge eine Resistenz gegen Ampli¬ tudenbeeinträchtigungen des zu übertragenden Signals si¬ cherstellen, insbesondere, was die bei auf elektromagneti¬ schen Wellen basierenden Übertragungswegen dominierenden Überlagerungen von Rausch- oder sonstigen Störsignalen be- trifft. Durch die erfindungsgemäße frequenzmäßige Ver- schachtelung der die Informationen tragenden Signale und bedingt durch deren der Sinusform mindestens angenähertem zeitlichen Verlauf wird für die Übertragung des Gesamtsi¬ gnals lediglich eine geringe Gesamtbandbreite benötigt. Die Übertragung des die digitale Information in analoger Form enthaltenden Signals erfolgt bevorzugt in bekannter

Weise mittels FM-Modulation. Wegen des begrenzten Hubs ist auch hier der spektrale Bedarf des FM-Sig als klein, so daß es sich bevorzugt für die Übertragung auf kommerziel¬ len Nachrichtenkanälen wie beispielsweise für Satelliten- rogramme eignet.

Für die weiter unten folgende Beschreibung der Ausfüh- rungsbeispiele wird von dieser Quantelung ausgegangen.

Figur la wiederholt die Darstellung eines Schwingungszugs entsprechend dem unteren Kurvenverlauf in Figur 1 jedoch über mehrere Wellenzüge, wobei die entsprechenden Infor¬ mationsanteile zusätzlich als Bitmuster und als Signal¬ verlauf in Form eines Impulszuges dargestellt sind.

Der spektrale Bedarf ist im wesentlichen durch den Teil¬ schwingungszug mit der höchsten Frequenz festgelegt. Begrenzt man die Bandbreite des Übertragungskanals auf die erste Harmonische dieser Frequenz, so wird zwar die auf einen Amplitudensprung folgende Halbwelle durch ein Nach¬ schwingen etwas verfälscht, bei der 2. Halbwelle jedoch ist die Überschwingung soweit abgeklungen, daß sie deut¬ lich unterhalb der nächsten Quantenstufe liegt (Figur 2). Auf der Empfängerseite wird daher stets die Amplitude der 2. Halbwelle ausgewertet.

Während bei dem erfindungsgemäßen Verfahren gemäß Ausfüh¬ rungsbeispiel in einem Übertragungsintervall 8 bit über¬ tragen werden, so könnte bei der konventionellen Daten- Übertragung unter der Voraussetzung 1 Bit entspricht einem Schwingungszug SZ3 nur 2 bit übertragen werden, d.h., zur

Übertragung der gleichen Datenrate müßte die Frequenz des Datenträgers um den Faktor 4 erhöht werden. ^'

Vergleicht man also den spektralen Bedarf des erfindungs- gemäßen Verfahrens mit dem einer konventionellen Daten¬ übertragung unter der Voraussetzung, daß bei dieser ein Schwingungszug einem bit entspricht (höchstmögliche Daten¬ rate bei vorgegebenem Spektrum) und auch hier im Spektrum lediglich die 1. Harmonische zugelassen wird, so ergibt sich bei erfindungsgemäßes Verfahren in der oben darge¬ stellten Viererquantelung 1/4 des Bandbreitenbedarfs. Eine Übertragung bei erfindungsgemäßes Verfahren zum Beispiel mit Schwingungszügen der Frequenzen 80 kHz, 40 kHz, 20 kHz bedürfte zur einwandfreien Auswertung

4 x 80 kHz = 320 kHz.

Eine konventionelle Übertragung jedoch für die gleiche Datenrate ein Datenträger der Frequenz

8 x 40 kHz = 320 kHz

und ein Spektrum von ca.

4 x 320 kHz = 1,28 MHz.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Un¬ teransprüchen gekennzeichnet bzw. werden nachstehend zu¬ sammen mit der Beschreibung der bevorzugten Ausführung der Erfindung anhand der Figuren näher dargestellt. Es zeigen:

Figur 3 ein Schaltung zur Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens in Blockdarstellung,

Figur 4 eine Schaltung zur Synchronisation bei der Rückge- winnung des übertragenen Signals,

Figuren 4a bis k Darstellungen der zeitlichen Verläufe von in der Schaltung gemäß Figur 4 auftretenden Signalen,

Figur 5 eine Schaltung zur Datenrückgewinnung für das er¬ findungsgemäße Verfahren,

Figur 6 eine schematische Darstellung zur Rückgewinnung der nach dem erfindungsgemäßen Verfahren übertragenen In- formation,

Figur 7 ein weiteres vorteilhaftes Ausführungsbeispiel einer Decoderschaltung zur Anwendung auf ein Signal gemäß Figur 6,

Figur 8 eine Darstellung der spektralen Verteilung der nach dem erfindungsgemäßen Verfahren zu übertragenden Si¬ gnale im Vergleich zu nach dem Stand der Technik arbeiten¬ den Verfahren sowie

Figur 9 eine Variante einer Decoderschaltung, die nach dem Integrationsprinzip arbeitet.

Ein Ausführungsbeispiel eines senderseitigen Codierers zur Realisierung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist in Figur 3 dargestellt.

Das Dateneingangssignal wird in einen 8-bit-Speicher 1 eingelesen, der als Schieberegister ausgebildet ist. Nach Abschluß des Einlesezyklus, in dem ein in einem Übertra¬ gungsintervall auszusendendes "Datenwort" aus dem über ei- nen Eingang 2 einlaufenden Datenstrom entnommen wird. Auf einen Übernahmeimpuls 3, der zum Eingang einer Torschal¬ tung 4 gelangt, kopiert diese den Inhalt des Schiebere¬ gisters in einen Zwischenspeicher 5.

Jeweils zwei aufeinanderfolgende Bitpositionen dieses Zwischenspeichers 5 sind mit dem Eingang eines Digital- Analog-Wandlers 6 bis 8 verbunden. Diese Wandler setzen die jeweils 2 bit umfassenden Informationen in entspre¬ chende Analogwerte um, die im vorliegenden Ausführungs- beispiel entsprechend in jeweils vier Stufen gequantelt sind.

Bei der dem Zwischenspeicher 5 nachfolgenden Quantisie¬ rungsstufe (Schaltungen 6 bis 8) wird jeder Bitkombination ein definierter Analogwert zugeordnet, der frei festlegbar ist. Auf diese Weise ist es beispielsweise möglich, nicht¬ lineare Vorverzerrungen zu erzeugen, um die Amplituden¬ sprünge den vorgefundenen Störbedingungen des Übertra¬ gungskanals anzupassen. So können beispielsweise die Digitalsignalen entsprechenden Analogquantenwerte einem festen analogen Minimalwert hinzugefügt werden, der eine Phasenreferenz bildet.

Bei der als Beispiel zu beschreibenden Quantisierungsstufe 6 sind vier Detektionsschaltungen 9 bis 12 parallel mit dem Eingang verbunden und geben ein logisches Aktivsignal

ab, wenn die zugeordnete Bit-Kombination am Eingang an¬ liegt. Eine derartige Schaltung besteht in der technischen Realisierung vorzugsweise aus logischen Verknüpfungschal¬ tungen, wie logischen Gattern, welche auf die dargestellte Bit-Kombination am Eingang das die nachfolgende Schaltung aktivierende Signal abgeben.

Die Ausgänge der Detektionsschaltungen sind verbunden mit Steuereingängen von Schaltern 13 bis 16, welche Abgriffe eines aus Widerständen 17 bis 20 gebildeten ohmschen Span¬ nungsteilers wechselweise mit dem Ausgang verbinden. An den Eingängen der Spannungsteiler stehen die sinusförmigen Grundspannungsverläufe SZ1 ¹ bis SZ3 ¹ für die entsprechen¬ den Teilschwingungszüge zur Verfügung. Die entsprechend der Stellung der Schalter 13 bis 16 amplitudenmäßig verän¬ derten Spannungsverläufe erscheinen als Teilschwingungs¬ züge SZ1 bis SZ3 an den Ausgängen der Schaltungen 6 bis 8. Der sinusförmige Verlauf der Spannungen bleibt dabei erhalten - die Amplitudenveränderung entspricht der Multi- plikation der Momentanwerte mit einem Faktor (Attentuie- rung).

Die Ausgangsspannungen der Quantisierungsstufen 6 bis 8 werden über eine Summationsschaltug 21 additiv verknüpft. Diese besteht vorzugsweise aus einer entsprechenden be¬ kannten, einen Operationsverstärker aufweisenden Schal¬ tung.

Während die Schalter 7 und 8 für die Bitpositionen 1 bis 4 des Zwischenspeichers 5 ihren Schaltzustand jeweils für eine Vollwelle des Sinussignals beibehalten, schaltet der

Schalter 6 nach jeder Halbwelle des Sinussignals SZ1' um. Dazu werden die Bitpositionen 5, 6 und 7, ^' 8 (bezogen auf den Zwischenspeicher 5) mittels eines Umschalters 22 zeitlich nacheinander für je einen halben Übertragungs- zyklus- der Quantisierungsstufe 6 zugeleitet. Dieser Um¬ schalter wird gesteuert von einem Verzögerungsglied 23, dessen Eingang der am Eingang der Schaltung 4 anstehende Übernahmeimpuls 3 zugeleitet wird. Der Umschalter wird durch ein am Q-Ausgang eines Flip-Flops 24 erscheinendes Signal in eine der vorgegebenen Positionen gesetzt und fällt bei fehlendem Signal in die andere Position zurück. Das Flip-Flop 24 wird über seine beiden Eingänge durch den Übernahmeimpuls bzw. durch den um τ = 72 TQ (halber Über¬ tragungszyklus entsprechend 72 T _SZ1 ) verzögerten Impuls am Ausgang der Schaltung 23 zwischen seinen beiden stabilen Schaltzuständen umgesetzt.

Jeder Bitgruppe ist somit eine Quantisierungsstufe zuge¬ ordnet, in welcher ein Sinusschwingungszug in vier Stufen gequantelt und über Schalter zu nachfolgenden Schaltungen geleitet wird. Diese Anordnung gewährleistet eine eindeu¬ tige Zuordnung des 8-bit-Datenwortes zu den Schalterstel¬ lungen bzw. zur Zusammensetzung des gemäß dem erfindungs¬ gemäßen Verfahren zu übertragenden Signals. Die durchge- schalteten Schwingungszüge gelangen nach der Addition als Summensignal über einen Tiefpaß 25 mit einer oberen Fre- quenzgrenz^e entsprechend etwa 2 fsz3 ^2U einem FM-Modulator 26. Der FM-Modulator setzt das nach dem erfindungsgemäßen Verfahren verarbeitete Signal in ein Frequenzgemisch um, daß vorzugsweise als Funksignal abgestrahlt werden kann. Wegen des relativ kleinen Frequenzhubes weist es insoweit

günstige Eigenschaften auf, als das benötigte Frequenzband relativ schmal und die Beeinflussung von ^' Nachbarkanälen vernachlässigbar gering ist.

Eine zur empfängerseitigen Regeneration des nach dem er¬ findungsgemäßen Verfahren übertragenen Digital-Signals günstige Schaltung ist in den Figuren 4 und 5 wiedergege¬ ben.

Bei dem Signal müssen zunächst zwecks Synchronisation Anfang und Ende eines Übertragungszyklus sowie die Lage der Abtastpunkte ermittelt werden.

Bei der in Figur 4 dargestellten Synchronisationsschaltung zur Ermittlung des Taktes wird die zeitliche Lage der Übertragungszyklen durch die Null-Durchgänge des lang¬ samsten Schwingungszuges SZ1 für jeweils einen Zyklus ermittelt. (Die in den Figuren 4a bis k wiedergegebenen Schwingungszüge treten an Schaltungspunkten auf, die mit den entsprechenden Buchstaben a bis k bezeichnet sind.)

Hierzu wird das empfangene und mittels eines FM-Demodula- tors 60 demodulierte Signal (a) über einen diesem nachge¬ schalteten Tiefpaß 61 geleitet, welcher die Pegel der Fre- quenzanteile der Signale SZ3 und SZ2 soweit absenkt, daß durch SZ3 keine weiteren Null-Durchgänge verursacht werden und die durch SZ2 verursachten Null-Durchgänge relativ dicht zusammenrücken (Signal b) . Das derart tiefpaßgefil¬ terte Signal gelangt zum Eingang eines Begrenzerverstär- kers 62, dessen Ausgangssignal eine Rechteckimpulsfolge mit jeweils einem längeren und einigen kürzeren Impulsen darstellt (c) .

Die ansteigende Flanke des längeren Impulses markiert den Anfangspunkt eines Übertragungsintervalls. ^' Es bildet ein Phasen-Referenzsignal für die Frequenz ZS1. Zur Unter¬ drückung der zweiten ansteigenden Flanke - nämlich der des kürzeren Impulses - erfolgt mittels eines nachgeschalteten ODER-Gatters 63 eine ODER-Verknüpfung dieses Signals mit dem AusgangsSignal (d) einer weiteren Verzögerungsstufe 65, bestehend beispielsweise aus einem monostabilen Multi- vibrator, welcher durch die Rückflanken der Rechtecksigna- le getriggert wird. Am Ausgang des ODER-Gatters 63 er¬ scheint das Signal e), dessen Impulsfrequenz mit ZS1 über¬ einstimmt, also keine zusätzlichen ansteigenden Flanken mehr aufweist.

Da das tiefpaßgefilterte Signal b) geringfügig gegenüber dem unverfälschten Eingangssignal a) in der Phase verscho¬ ben ist, liegt der exakte Beginn eines übertragungsinter- valls vor der ermittelten ansteigenden Flanke des Signals c) . Eine Korrektur der zeitlichen Position des Beginns des Übertragungsintervalls erfolgt mittels eines zusätzlichen Begrenzerverstärkers 64, dem das Eingangssignal a) direkt zugeleitet wird. Das Ausgangssignal f) des Verstärkers 64, das die korrekte Anstiegsflanke des das Übertragungsinter- vall kennzeichnenden Bezugssignals aufweist wird mittels eines ODER-Gatters 66 mit dem Ausgangssignal des ODER- Gatters 63 verknüpft. Am Ausgang des ODER-Gatters 66 er¬ scheint das Signal g), das im wesentlichen dem Signal e) enspricht, dessen erste ansteigende Flanke aber in ihrer zeitlichen Position korrigiert ist.

Die ODER-VerknÜpfung beider Signale liefert somit einen längeren Rechteckimpuls, dessen ansteigende Flanke den

exakten Beginn des Übertragungsintervalls darstellt mit einigen nachfolgenden kürzeren Rechteckimpulsen (Signal g) . Die gewünschte ansteigende Flanke kann jedoch immer noch nicht unmittelbar ausgewertet werden, da ihr mehrere "falsch" ansteigende Flanken folgen können.

Ein eindeutiges Anfangssignal für das Übertragungsinter¬ vall wird mittels eines zusätzlichen Zeitdiskriminators in Form eines Frequenzzählers 67 gewonnen, der mit einem hochfrequenten (hier: 10,24 MHz) Taktsignal aus einem Quarz-Oszillator 68 gespeist wird und dessen Zählperiode so gewählt ist, daß sie exakt einem Übertragungsintervall (ÜI) - also der halben Periode des Signals SZ1 - ent¬ spricht. Dadurch, daß das invertierte Rechtecksignal g) vom Ausgang des ODER-Gatters 66 auf den Reseteingang des Zählers 67 geleitet wird, so kann der Zähler nur während des langen Impulses seinen Zählerendstand erreichen, also einen Übertragungsimpuls (Signal h) abgeben. Der Zeitdis- kriminator "sucht" somit diejenigen Impulszeiten, welche die durch seine Zählperiode vorgegebene Mindestzeitdauer überschreiten, so daß eine "Synchronisation" der Auswer¬ tung mit diesen Impulsen vorgegebener Mindestzeitdauer er¬ folgt.

Mit dem Übertragungsimpuls h) als Ausgangssignal des Fre- quenzzählers 67 wird über einen Zeitgeber 69 mit einer Zeitkonstante τ ₃ ein Signal i) erzeugt. Dieses Signal i) wird mittels eines Inverters 70 invertiert und mit dem Rechtecksignal g) als Ausgangssignal des ODER-Gatters 66 über ein UND-Gatter 71 zu dem Signal k) verknüpft, welches das gewünschte Rechtecksignal als Bezugssignal für die De-

Codierung, dessen Impulslänge dem Übertragungsintervall entspricht, bildet.

Eine Schaltung 72 zur Erzeugung der einzelnen Synchronisa- tionsimpulse zur Gewinnung der Abtastpunkte beinhaltet ei¬ nen Zeitgeber, der in fester Zeitrelation zu einer - hier: ansteigenden Eingangsimpulsflanke - in jeweils für jeden Ausgang vorgegebenem Zeitabstand einen Ausgangsimpuls ab¬ gibt. Die Ausgangsimpulse entsprechen dabei in ihrer zeit- liehen Lage den Abtastpunkten gemäß Figur 6. Technisch realisierbar ist eine derartige Schaltung durch einen durch das Eingangssignal vom Ausgang des UND-Gatters 71 regelmäßig zurückgesetzten - und beispielsweise durch den Oszillator 68 getakteten - Zähler, dessen Ausgangssignale mittels entprechender logischer Gatterschaltungen so ver¬ knüpft werden, daß zu den entsprechenden, durch den Zäh¬ lerstand und damit die entsprechenden Ausgangszustände des Zählers vorgegebenen Zeiten ein Taktimpuls zu dem zugeord¬ neten Ausgang durchgeschaltet wird.

Eine Schaltung zur Rückgewinnung der nach dem erfindungs¬ gemäßen Verfahren übertragenen Datenworte unter Benutzung des durch die Schaltung gemäß Figur 4 gewonnenen Synchro¬ nisationsmusters gemäß Figur 6 ist in Figur 5 dargestellt.

Das demodulierte Signal a) gemäß Figur 4 gelangt zu einem Eingang eines Analog-Digital-Wandlers 80, dessen Auflösung erheblich genauer ist (etwa um den Faktor 2 ⁸ ) als die Quantenstufung des Nutzsignals. Der Digital-Analog-Wandler ordnet jedem Eingangsanalogwert einen sogenannten "Fen¬ sterwert" zu, wobei die jeweiligen Fensterbereiche der von

der zuvor dargestellten Schaltung vorgenommenen Quantisie¬ rung entsprechen. Da jedes Fenster eine relativ große Zahl von benachbarten erfaßbaren Analogwerten umfaßt, wird da¬ mit die Übertragungssicherheit stark heraufgesetzt.

Die aus den Analogwerten abgeleiteten Digitalwerte, die zu den Abtastzeitpunkten tl bis t4 gehören, werden mittels der CPU (μP) 81 eines Mikroprozessors in Zwischenspeicher 82 bis 85 übertragen und stehen zur Ermittlung der Abtast- werte innerhalb des jeweiligen Übertragungsintervalls zur Verfügung. Die Schaltung zur Taktgewinnung 73 entspricht dabei der in Figur 4 detailliert dargestellten Schaltung. Den in den Zwischenspeichern 82 bis 85 enthaltenen Digi¬ talwerten sind Korrekturwerte in dem Korrekturwertspeicher 87 zugeordnet, wobei die Korrekturwerte für jeden Teil¬ schwingungszug SZ1 bis SZ3 diejenigen Amplitudenwerte bil¬ den, um die jeweils die anderen Teilschwingungszüge wegen der summierenden Überlagerung zu korrigieren sind. Die Korrekturwerte beziehen sich jeweils auf die zeitlich de- finiert gestaffelten Abtastpunkte, wegen der festen Pha¬ senbeziehungen der Teilschwingungszüge untereinander und des bekannten Zusammenhangs des funktionalen Amplituden¬ verhaltens der einzelnen Teilschwingungszüge zu den ein¬ zelnen Abtastzeitpunkten kann aus den zu den Abtastzeiten ermittelten Werten auf die den Teilschwingungszügen zuge¬ ordneten Teildaten zurückgeschlossen werden.

Die korrigierten Digitalwerte bilden zusammen wieder das in dem Übertragungsintervall übertragene Datenwort, wel- ches im Speicher 31 der senderseitigen Schaltung gemäß

Figur 3 enthalten war. Der genaue Ablauf der Verarbeitung

ist weiter unten anhand eines mit diskreten Schaltungs¬ baugruppen aufgebauten Ausführungsbeispiel', wie es in Figur 7 dargestellt ist, näher beschrieben. Die dort dar¬ gestellte SignalVerarbeitung läßt sich entsprechend mit programmierter Logik erreichen, wobei die dargestellten Speicherbaugruppen durch die dem Prozessor zugeordneten Speicher gebildet werden. Die mathematischen Verknüpfungen werden entsprechend durch das Programm aufgerufen.

Bei dem Abtastzeitpunkt t2, dem Maximum von SZl, haben die anderen Schwingungszüge ihren Nulldurchgang, liefern also keinen- Spannungsbeitrag, so daß dieser Wert dem richtigen Amplitudenwert von SZl entspricht.

Fenster 1 = 00 (niedrigster Amplitudenwert) Fenster 2 = 01 Fenster 3 = 10 Fenster 4 = 11 (höchster Amplitudenwert)

Danach werden die beiden den Fenstern zugeordneten Bits entsprechend der senderseitigen Zuordnung in die ersten beiden Bitpositionen des noch freien Auslesespeichers eingeschrieben (Figur 6). Als nächstes werden die Bits für die Positionen t3 und t4 für den Auslesespeicher ermit- telt, welche dem AbtastZeitpunkt t3 zugeordnet sind.

Bei dem AbtastZeitpunkt t3 weist zwar SZ3 einen Nulldurch¬ gang auf; es überlagert sich jedoch ein Spannungswert von SZl, welcher zur Ermittlung der richtigen Quantelstufe von SZ2 subtrahiert werden muß. Hierzu sind jeder Quantelstufe von SZl zwei Korrekturwerte zugeordnet und zwar einmal

zur Korrektur des Abtastwertes zum Zeitpunkt t3 und dann später der Abtastwerte zu den Zeitpunkten tl und t4.

Die Auflösung der Korrekturwerte entspricht derjenigen des AD-Wandlers 80. Dem Korrekturwert liegt nicht etwa der aktuell abgetastete Wert zugrunde - dieser gibt lediglich das Fenster vor - ihm liegt vielmehr der exakte Mittelwert im Fenster, also der ideale Wert, der ohne Übertragungs¬ verfälschung vorläge, zugrunde.

Nachdem nun vom aktuellen Abtastwert zum Zeitpunkt t3 der Korrekturwert für SZl subtrahiert wurde, wird wiederum über digitale "Fenster" ermittelt, welche Quantelstufe von SZ2 vorliegt und entsprechende Bitkombination in die Posi- tionen t3 und t4 des Auslesespeichers eingeschrieben.

Die Abtastwerte tl und t4 stellen die Summe aus Spannungs¬ beiträgen aller drei Kurvenverläufe SZl bis SZ3 dar. Zur Ermittlung der Quantelstufen von SZ3 müssen folglich Kor- rekturwerte von SZ2 und SZl berücksichtigt werden.

SZ2 weist pro Quantelstufe einen Korrekturwert für SZ3 auf, welcher aufgerufen, mit dem für diese Abtastzeit zu¬ ständigen 2. Korrekturwert von SZl addiert und von den ak- tuellen Abtastwerten tl und t4 abgezogen wird. Nun wieder¬ um kann die Quantelung von SZ3 zu den Zeiten tl und t4 er¬ mittelt und die Bitpositionen 5 bis 8 des Auslesespeichers belegt werden.

Eine diskrete Bauelemente aufweisende Schaltung zur Aus¬ führung der zuvor dargestellten Rechenoperationen ist in

Figur 7 dargestellt. Diese Schaltung soll nunmehr eben¬ falls unter Bezugnahme auf Figur 6 beschrieben werden:

Der Zeitgeber 73 veranlaßt zu den Zeitpunkten t± bis t ₄ die Übernahme der abgetasteten, digitalen Fenstern zugeordneten Digitalwerte AI bis A4 vom AD-Wandler 80 in Speicher 83 bis 86, die vorzugsweise als Schieberegister ausgebildet sind, so daß zum Zeitpunkt t ₄ alle angegebenen Amplitudenwerte A^ bis A ₄ zur Weiterverarbeitung unter paralleler Auslesung zur Verfügung stehen.

Die abgetasteten Werte A _χ bis A _{4 führen dabe} i _zu den die Bitwerte repräsentaierenden Informationen 1-^ bis I ₄ nach folgenden Formeln:

Bitwerte 1,2: ~1 ^{~ A} l

Bitwerte 3,4: ^~ 2 ^{= A} 2 ^{+ K} 12

Bitwerte 5,6: I ₃ = A ₃ + κ ₁₃ ^{+ K} 23

Bitwerte 7,8: I ₄ = ₄ + κ ₁₄ ^{~ K} 24

Die Abtastung erfolgt dabei in der Reihenfolge:

t- _j^ : A ₃ (von SZ3) t ₂ : A (von SZl) t ₃ : A ₂ (von SZ2) t ₄ : A ₄ (von SZ3)

Durch die abgetasteten Werte werden in den Korrekturwert¬ speichern 87 bis 91 in Abhängigkeit von den ermittelten Werten Korrekturwerte ausgelesen, welche den Anteil des jeweiligen Teilschwingungszugs in seiner Auswirkung auf

die anderen Zeilschwingungszüge bezogen auf die zeitlich versetzten Abtastzeitpunkte kompensieren. Diese Korrektur ist möglich wegen der starren Phasenzuordnung der ein¬ zelnen Teilschwingungszüge. Die Korrekturwertspeicher bilden also "Tabellen", welche in Abhängigkeit von den digitalen Eingangswerten adressiert werden. Die Indizes sind dabei zusammengesetzt aus der (beeinflussenden) Eingangsgröße (n-) und zu beeinflussenden Zielgröße (-n). Summierglieder 92 bis 94, welche den Korrekturwertspei- ehern nachgeschaltet sind, fassen die Ausgangssignale der Korrekturwertspeicher mit den zu beeinflussenden Größen summierend bzw. subtrahierend zusammen. Die ermittelten Werte werden in den Ausgangsspeicher 95 bitgerecht übertragen.

Bei einer anderen AusführungsVariante enthält der adres¬ sierte Speicherplatz des Speichers 87 gemäß Figur 5 die zu ermittelnde in einem Gesamtschwingungszug enthaltene In¬ formation - entsprechend einem Datenwort - direkt. Die Decodierung erfolgt durch Adressierung mit den zu den Abtastzeitpunkten ermittelten Fensterwerten der Momen¬ tanamplituden, welche jeweils die Adressensignale bilden. Es läßt sich nämlich zeigen, daß jeder in den Speichern 82 bis 86 ein Datenwort Digitalinformation das entsprechende die Nutzinformation bildende Datenwort eindeutig zugeord¬ net werden kann. Bei geeigneter Wahl der Abtastzeitpunkte gehört zu jedem übertragenen Gesamtschwingungszug ein an¬ deres durch den Analog-Digital-Wandler durch Zusammenfü¬ gung der zu den Abtastzeitpunkten ermittelten Fensterwerte erhaltenes "Bitmuster".

Die Decodierung kann dann mittels einer "Nachschlageta- belle" sehr schnell erfolgen, sobald die Information eines Übertragungsintervalls (Gesamtschwingungszug) zur Ver¬ fügung steht. Diese "Nachschlagetabelle" ist als Speicher nach Art einer Matrix ausgestaltet, wobei die digitalen SpeicherInhalte der Zwischenspeicher 82 bis 85 Teile der Adresse einer entsprechenden mehrdimensionalen Matrix bilden können. Gemäß der physikalischen Adressierung des verwendeten Speichers bilden die Teildatenworte der Teilschwingungszüge bevorzugt jeweils bestimmte Speicher¬ bereiche auswählende Teiladressen. Sämtliche eventuell notwendigen Korrekturen des auf diese Weise dekodierten Signals lassen sich durch eine entsprechende Ausgestaltung der "Nachschlagetabelle" vornehmen, so daß auf diese Weise jegliche Art von notwendiger Signalverzerrung bzw. -ent- zerrung im Übertragungskanal erfolgen kann.

In den Figuren 8a und b ist in der Gegenüberstellung des Frequenzbandes eines nach dem Stand der Technik modulier- ten Datensignals (Figur 8a) mit dem Frequenzband eines nach dem erfindungsgemäßen Verfahren übertragenen Signals (Figur 8b) deutlich, wie sich die erzielte Reduzierung der Bandbreite bei übereinstimmender Datenübertragungsrate auswirkt. Durch "Verdichtung" des Spektrums wird die zur Verfügung stehende Bandbreite bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wesentlich besser genutzt. Eine Bandbreitenbe¬ grenzung durch Bandfilterung wurde etwa bei 2 ^* SZ3, also beim doppelten der höchsten benutzten Frequenz für die Analogübertragung, in digitalen Stufungen vorgenommen.

Das in Figur 9 dargestellte Ausführungsbeispiel stellt ei¬ ne weitere Variante einer Decodierungsschaltung für das

erfindungsgemäße Verfahren dar. Hierbei wird die Tatsache ausgenutzt, daß bei Polaritätsumkehr jeweils in den Null¬ durchgängen eines Teilsschwingungszugs dieser Signalanteil nicht Null wird, während die Teilschwingungszüge sowohl niedrigerer als auch höherer Frequenz ein Zeitintegral mit dem Wert Null ergeben.

Bei der in Figur 9 dargestellten Schaltung gelangt das Eingangssignal DIAN zu drei parallelen Signalverarbei- tungsbaugruppen, welche in der Zeichnung mit SZl, SZ2 und SZ3 gekennzeichnet sind. Jede der Baugruppen SZl bis SZ3 weist je einen Inverter 101 bis 103 auf und jeweils zwei steuerbare Schalter für das Eingangssignal 104, 105; 106, 107 und 108, 109 auf, von denen jeweils einer 104, 106, 108 direkt mit dem Eingangssignal und der andere 105, 107, 109 über jeweils einen Inverter mit dem Eingangssignal DIAN verbunden ist. Die Ausgänge der Schalter 104 bis 109 sind zusammengeführt und für jeden der Verarbeitungskanäle SZl bis SZ3 mit einem Integrator 110, 111 bzw. 112 verbun- den. Dem Integrator ist wiederum jeweils ein Analog- Digitalwandler 113, 114 und 115 nachgeschaltet.

Den Analog-Digitalwandlern sind jeweils latches als Zwi¬ schenspeicher 116, 117, 118 und 119 nachgeschaltet, welche das digitalisierte Signal kurzfristig festhalten, wobei im Verarbeitungsweg SZ2, 3 zwei abwechselnd aktivierte Zwi¬ schenspeicher vorgesehen sind. Die binären Ausgangssignale der Zwischenspeicher 116 bis 119 sind mit dem Parallelein¬ gängen eines Parallel-Seriell-Wandlers 120 verbunden, der das rückgewandelte Signal an eine Ausgangsseite 121 über¬ mittelt.

Die Decodierung beruht nun auf einer mit der Polarität des jeweils auszuwertenden Teilschwingungszugs am Eingang (DIAN-Signal) synchronen Steuerung der Schalter 104 bis 109. Die Schalter für den Schwingungszug SZl mit der nied- rigsten Frequenz werden in Abhängigkeit von der Polarität des Eingangssignals gesteuert. Eine Polaritätserkennungs- schaltung 122 aktiviert dabei jeweils im Takt der Halbwel¬ len des Eingangssignals die Umschalter 104 und 105, so daß am Ausgang des Integrators 110 der gleichgerichtete Schwingungszug gemittelt - und damit dessen Amplitude - ansteht. Die Polaritätserkennungsschaltung 122 weist einen gewissen "Schwungradeffekt" auf, ist also von höherfre- quenten Anteilen des DIAN-Signals unabhängig. Ein derarti¬ ger "Schwungradeffekt" wird beispielsweise durch eine so- genannte PLL-Schaltung verwirklicht.

Die weiteren Schalter 106 bis 109 werden im Takt der Halb¬ wellen der Schwingungszüge SZ2 bzw. SZ3 aktiviert, wobei die Steuersignale für diese Schalter von einem Taktgenera- tor 123 abgegeben werden. Dieser Taktgenerator wird von einem spannungsabhängigen Oszillator (VCO) 124 angesteu¬ ert, der seinerseits mit der Polaritätserkennungsschaltung 122 synchronisiert ist, so daß die Steuersignale für die Schalter 106 bis 109 vom Taktgenerator 123 zeitlich den Halbwellen der Teilschwingungszüge SZ2 (Schalter 106 und 107) bzw. SZ3 (Schalter 108 und 109) entsprechen. Der Taktgenerator 123 arbeitet synchron mit der Polaritätser¬ kennungsschaltung 122. Dabei schwingt der VCO 124 mit ei¬ nem Vielfachen der Teilschwingungszugs SZl.

Dazu wird das mit der vom Taktgenerator 124 den Halbwellen des Teilschwingungszugs SZl entsprechend getaktete

(Schalter 125) und DIAN EingangsSignal mit dem entspre¬ chenden, direkt über die Polaritätserkennungsschaltung 122 abgeleiteten Signal verglichen, welches von dem Schalter

126 ausgegeben wird. Um dieses Signal vom Ausgangsi- gnal des Schalters 106 zu entkoppeln ist einer weiterer synchron mit dem Schalter 107 aktivierter Schalter 127 vorgesehen, der das DIAN-Signal in Abhängigkeit von der Polaritätserkennungsschaltung 122 weiterleitet. Die Aus¬ gangssignale des Schalters 125 und des Schalters 127 wer- den daher in einer Additionsschaltung 126 summiert und an¬ schließend in eine Integratorschaltung 128 integriert. Am Ausgang des Integrators 128 ergibt sich somit bei einer Asynchronität (Frequenzabweichung) zwischen dem Vielfachen der Schaltfreuenz der Polaritätserkennungsschaltung und dem VCO ein Abweichungssignal, dessen Polarität der Rich¬ tung der Abweichung entspricht.

Das Abweichungssignal als Ausgangssignal des Integrators

127 wird dem spannungsabhängigen Oszillator (VCO) 124 als EingangsSignal zugeführt, welcher seinerseits in Abhängig¬ keit von der AusgangsSpannung des Integrators 127 ein von der Frequenz abhängiges Taktsignal an den Taktgeber 123 abgibt. Auf diese Weise erfolgt die Decodierung der in den Teilschwingungszügen SZl bis SZ3 enthaltenen Signalanteile synchronisiert zu den Schwingungsanteilen des DIAN- Eingangssignals.

Die Zwischenspeicher 116 bis 119 werden ebenfalls vom Taktgeber 123 in geeigneter Zeitfolge gesteuert. Sie neh- men die jeweils letzten durch Dekodierung erhaltenen Si¬ gnalanteile auf und speichern sie bis an ihren Eingängen eine Änderung eintritt.

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Dabei enthält der Schwingungszug SZl vier Bit - und zwar in jeder Halbwelle zwei. Der Schwingungszug SZ2 enthält in jeder Vollwelle eine Digitalinformation von drei Bit, wo¬ bei jede Vollwelle des Schwingungszuges SZ2 einer Halbwel- le des Schwingungzuges SZl entspricht. Der Schwingungszug SZ3 enthält in jeder Vollwelle zwei Bit. Da die Frequenz doppelt so hoch ist wie die des Schwingungszuges SZ2 fal¬ len die Signale SZ3 pro Halbwelle von SZl zweimal an, so daß die beiden Zwischenspeicher 118 und 119 abwechselnd pro Halbwelle von SZl mit einer neuen Information geladen werden.

Innerhalb einer Halbwelle von SZl wird also der Parallel- Seriell-Wandler 121 jeweils einmal durch ein geeignetes, nicht dargestelltes vom Taktgenerator 123 erhaltenes Strobe-Signal komplett mit dem Informationsinhalt eines Signalzugs parallel aufgefüllt, um anschließend im Zeit¬ raum vor dem nächsten Strobe-Signal seriell ausgelesen zu werden.

Inzwischen werden die Zwischenspeicher 116 bis 119 wieder mit Information gefüllt, die dann zum anschließenden se¬ riellen Auslesen wieder in den Parallel-Seriell-Wandler 121 übertragen wird.

Die Erfindung beschränkt sich in ihrer Ausführung nicht auf das vorstehend angegebene bevorzugte Ausführungsbei¬ spiel. Vielmehr ist eine Anzahl von Varianten denkbar, welche von der dargestellten Lösung auch bei grundsätzlich anders gearteten Ausführungen Gebrauch machen.

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