Titre de l’invention : Procédé d’imagerie radar, et radar mettant en oeuvre un tel procédé.

[0001] L’invention se situe dans le domaine des radars à antenne active, et notamment des radars destinés à couvrir un large secteur angulaire avec une discrimination élevée, dans un temps limité. L’invention concerne par exemple les radars Doppler à imagerie destinés à couvrir un champ de vision à l’avant d’un véhicule lorsque celui-ci se déplace à vitesse élevée.

[0002] Dans les applications visées, on cherche à produire une image d’une scène donnée, correspondant à un secteur angulaire donné, à l’aide de multiples faisceaux antennaires relativement fins permettant de séparer angulairement les différents objets présents dans le champ de vision du radar.

[0003] L’invention peut être mise en oeuvre par un radar implanté sur une structure fixe ou sur une structure mobile. Les domaines d’application de l’invention sont notamment les suivant :

- L’aide à l’atterrissage pour les avions EVS (« Enhanced Vision System ») ;

- Les radars d’évitement d’obstacles pour les aéronefs pilotés ou non ;

- Les radars anticollision pour véhicules au sol, automobiles, convois ferroviaires, drones terrestres par exemple ;

[0004] Un problème à traiter est de présenter une image quasi-instantanée et à haute résolution angulaire de la scène présente dans l’ensemble du champ de vision d’un radar, tout en limitant les besoins en traitement numérique nécessaires pour assurer cette fonction. Cette capacité est particulièrement intéressante sur un porteur qui se déplace rapidement vis-à-vis de la scène à observer, ou quand la scène évolue elle- même rapidement, ou encore quand ces deux conditions sont réunies simultanément.

[0005] Pour produire une image simultanée de l’ensemble d’une scène observée, il est nécessaire dans un radar à balayage angulaire par scanning de recaler temporellement les détections obtenues dans les différentes directions visées successives. De tels recalages peuvent être complexes à mettre en oeuvre et nécessiter le recours à une centrale inertielle en présence de mouvements parasites du porteur du radar pour compenser ces mouvements. Même après de telles compensations, des défauts de conformité peuvent persister du fait de la non stationnarité de la scène pendant le temps nécessaire à l’observation.

[0006] Un des buts de la demande de brevet FR1910613 est de répondre à ce problème. Plus particulièrement, le problème traité par la demande de brevet FR1910613 est de présenter une image quasi-instantanée et à haute résolution angulaire de la scène présente dans l’ensemble du champ de vision d’un radar, tout en limitant les besoins en traitement numérique nécessaires pour assurer cette fonction. Cette capacité est particulièrement intéressante sur un porteur qui se déplace rapidement vis-à-vis de la scène à observer, ou quand la scène évolue elle- même rapidement, ou encore quand ces deux conditions sont réunies simultanément.

[0007] La solution proposée dans le brevet FR1910613 pour résoudre ce problème technique repose sur un radar à antenne active, dans lequel on réalise une focalisation de l’antenne d’émission dans une direction différente d’impulsion à impulsion et une formation d’au moins un faisceau de réception dans la direction de focalisation de l’émission pour chaque impulsion émise.

[0008] Cependant, il y a un besoin de traiter non seulement l’élaboration d’une image quasi-instantanée et à haute résolution angulaire de la scène présente dans l’ensemble du champ de vision d’un radar, mais aussi de traiter l’estimation des fréquences Doppler caractérisant la vitesse des cibles et du fouillis cohérent détectés sur cette image. Ce besoin concerne notamment des radars Doppler ambigus en vitesse, en particulier pour une application privilégiée à un radar Doppler à imagerie couvrant un champ de vision à l’avant d’un véhicule à vitesse élevée.

[0009] Dans cette configuration, les contraintes imposées au radar, issues typiquement des besoins en portée instrumentée et de l’étendue du domaine angulaire à explorer, peuvent nécessiter une forme d’onde ambiguë en vitesse, non seulement sur les cibles en mouvement, mais aussi sur les cibles et le fouillis fixes.

[0010] Par ailleurs, lorsque l’occupation spectrale des échos reçus dans le domaine doppler est importante, typiquement du même ordre de grandeur que la largeur du domaine doppler non ambigu, les techniques habituelles de levée d’ambiguïté basées sur la modulation de périodes de récurrences radar de rafale doppler à rafale doppler deviennent inefficaces. Cette situation se présente notamment lorsque les cibles détectées sont nombreuses et qu’elles occupant un grand nombre de filtres Doppler. Dans ce cas, deux, voire plusieurs cibles peuvent se superposer par repliement spectrale. Il en est de même lorsque le fouillis perçu par l’antenne du radar occupe une bande Doppler du même ordre de grandeur que la largeur du domaine Doppler non ambigu.

[0011] Cette configuration peut se présenter pour un radar fonctionnant en ondes millimétriques, du fait des valeurs élevées de la fréquence doppler et de l’étalement spectral correspondant.

[0012] Dans ce contexte un problème à résoudre est notamment, sur la base des principes décrits dans la demande de brevet FR1910613, est de proposer un procédé d’imagerie radar permettant d’acquérir des signaux radars tels qu’ils permettent de réaliser une image quasi instantanée de la scène présente dans l’ensemble du champ de vision d’un radar, pour toutes les directions de visée, et non ambigüe dans le domaine doppler. Et cela doit être réalisé, alors que le temps de revisite du faisceau dans une même direction induit une fréquence d’échantillonnage qui est incompatible avec une mesure non ambiguë par les procédé classiques connus de l’homme du métier.

Un but de l’invention est notamment de résoudre le problème technique précédemment exposé. A cet effet, l’invention a pour objet un procédé d’imagerie par un radar doppler utilisant une antenne active comprenant N voies d’émission et M voies de réception, ladite antenne couvrant un domaine angulaire d’angle solide donné pendant une unité temporelle de détection de durée T, ladite unité temporelle correspondant à un bloc de détection dans lequel les N voies d’émission sont focalisées successivement selon des directions de pointage d _ei prise dans un ensemble de D _e de directions de pointage, procédé dans lequel : la direction de pointage à l’émission d _e , est modifiée de récurrence à récurrence ; chaque bloc de détection de durée T comporte une répétition périodique d’un nombre C de cycles de pointages, chacun de ces cycles comportant un nombre P de récurrences, l’ensemble de ces P récurrences couvrant les D _e directions de pointage (dei) dudit ensemble ; l’ordre des pointages est modifié de façon pseudo aléatoire de cycle de pointage à cycle de pointage au cours d’un même bloc de détection de façon à créer un intervalle de temps irrégulier entre deux pointages dans une même direction ; au moins un faisceau est formé en réception à chaque récurrence dans une direction incluse dans ledit domaine angulaire focalisé à l’émission dans la direction de pointage correspondant à ladite récurrence.

[0013] En réception un traitement doppler cohérent est par exemple réalisé en appliquant, dans chaque direction de pointage d _ei , sur l’ensemble des signaux reçus échantillonnés, un corrélateur dans le domaine doppler, ce corrélateur étant adapté à un peigne d’échantillonnage temporel irrégulier correspondant aux instants de pointage à l’émission dans une même direction.

[0014] Le domaine d’application dudit corrélateur correspond par exemple au domaine des vitesses relatives attendues entre le porteur dudit radar et des cibles à détecter.

[0015] Ledit corrélateur est par exemple utilisé pour lever les ambiguïtés doppler.

[0016] Ledit corrélateur est par exemple réalisé par filtrage linéaire dans le domaine temporel.

[0017] Ledit corrélateur est par exemple réalisé par transformée de Fourrier numérique dans le domaine temporel.

[0018] Ledit corrélateur est par exemple réalisé par transformée de Fourrier numérique dans le domaine fréquentiel.

[0019] Ledit corrélateur est par exemple utilisé pour estimer la vitesse relative du fouillis et des échos fixes dans chaque direction de pointage, sans moyen de mesure externe de la vitesse porteur.

[0020] L’estimation de la vitesse du fouillis dans une direction donnée est par exemple obtenue en intégrant l’énergie sur les cases distance relatives à cette direction pour chaque case doppler dudit corrélateur, puis à rechercher la case doppler dans laquelle l’énergie totale est maximum. [0021] Ladite estimation de la vitesse du fouillis est par exemple obtenue en excluant les échos ponctuels de fort niveau.

[0022] Ledit corrélateur est par exemple utilisé pour éliminer dans chaque direction de pointage les échos fixes et le fouillis dont la direction d’arrivée est différente de la direction de pointage.

[0023] Ledit corrélateur est par exemple utilisé pour estimer la vitesse relative des cibles mobiles dans chaque direction de pointage.

[0024] Ledit corrélateur est par exemple appliqué par morceau en décomposant l’antenne en différents quadrants.

[0025] Dans un mode de mise en oeuvre particulier, on établit, pour chaque faisceau formé en émission et en réception, une carte à deux dimensions représentant les échos fixes et le fouillis reçu selon les axes distance pour toutes les valeurs de pointage d’émission et de réception, TX/RX.

[0026] L’invention a également pour objet un radar mettant en oeuvre un tel procédé, ledit radar étant par exemple du type FMCW.

[0027] D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront à l’aide de la description qui suit, faite en regard de dessins annexés qui représentent :

[0028] [Fig.1 ] La figure 1 , une illustration d’émission radar selon l’art antérieur ;

[0029] [Fig.2] La figure 2, une illustration du domaine doppler occupé par des échos fixes et du fouillis ;

[0030] [Fig.3] La figure 3, les différentes directions de pointage d’émission dans l’ouverture d’un radar équipant un porteur ;

[0031] [Fig.4] La figure 4, une illustration d’une bande de fréquences occupées par des échos fixes et la bande de fréquence repliée correspondante ;

[0032] [Fig.5] La figure 5, une illustration du principe d’émission d’un radar selon l’invention ;

[0033] [Fig.6] La figure 6, un exemple de réseau antennaire utilisé pour la mise en oeuvre de l’invention ; [0034] [Fig.7] La figure 7, des amplitudes obtenues en sortie de traitement DFT ou FFT pour différentes directions de pointages par une méthode selon l’art antérieur ;

[0035] [Fig.8] La figure 8, un exemple de peigne d’échantillonnage temporel obtenu selon l’invention ;

[0036] [Fig.9a] La figure 9a, une illustration de l’amplitude de sortie d’un corrélateur pour différentes directions de pointage ;

[0037] [Fig.9b] La figure 9b, une vue zoomée de la figure 9a ;

[0038] [Fig.10] La figure 10, une illustration de la vitesse de fouillis estimée et de la vitesse réelle en fonction des directions de pointage.

[0039] On considère dans tout ce qui suit un radar dont l’antenne comprend plusieurs voies distinctes à l’émission et à la réception. Les voies d’émission et de réception peuvent partager le même réseau antennaire à l’émission et à la réception, conformément à une architecture d’antenne de type AESA (« Active Electronique Scanned Array ») conventionnelle, ou utiliser des réseaux antennaires distaincts en émission et en réception, conformément à une architecture antennaire MIMO (« Multiple Input, Multiple Output »). Dans tous les cas, chacune des voies antennaires à l’émission est alimentée par la même onde de référence, cette onde étant codée temporellement en phase de façon différente sur chacune des voies d’émission.

[0040] La figure 1 illustre le principe de la solution divulguée dans la demande de brevet FR1910613. Celle-ci propose une solution permettant d’obtenir à l’aide d’un radar à architecture MIMO une image instantanée d’une scène d’observation en utilisant une technique de balayage électronique d’impulsion à impulsion, sans connaissance de la vitesse du porteur ni estimation par doppler de la vitesse radiale relative des cibles, ni du fouillis.

[0041] Dans ce procédé, chaque unité temporelle 4, de durée T, correspond à une rafale qui comporte une répétition périodique d’un nombre C de cycles de pointage identiques 3. Chaque cycle 3 comporte un nombre P de récurrence 2, l’ensemble de ces P récurrences couvrant les De directions de pointage d _ei (i = 1 à p). L’émission du radar est contrôlée de façon à : rayonner successivement dans les D _e directions de pointage d _ei ; en changeant de direction d’impulsion à impulsion 1 , c’est-à-dire de récurrence à récurrence 2 ; au cours d’un cycle 3 de pointage comportant P récurrence de durée Tr, puis à répéter l’opération selon C cycles de pointages successifs.

[0042] Ainsi, le temps de revisite d’un même cycle de pointage correspond à la durée d’un cycle élémentaire de pointage, c’est-à-dire à la durée d’une récurrence Tr multipliée par le nombre P nécessaire pour couvrir les De directions de pointage d _ei comme illustré par la figure 1. Ce temps est donc directement proportionnel au nombre De de pointages d’antenne réalisés à l’émission, ce qui induit une fréquence de revisite d’une même cible d’autant plus faible que le nombre de pointages De est élevé.

[0043] Par ailleurs, pour chaque unité temporelle T, selon les méthodes connues de l’homme de l’art, le traitement radar réalise sur le signal reçu, à chaque récurrence une formation de faisceaux dans la direction visée, puis une décomposition en N _cci cases distance. Puis le traitement réalise pour chaque case distance une intégration cohérente du signal reçu sur les C cycles de pointage, correspondant au traitement doppler. Ce dernier traitement réalise par transformée de Fourier numérique une décomposition spectrale du signal reçu de type FFT ou DFT sur un nombre N de filtres doppler correspondant à l’horizon temporel T.

[0044] Il est connu de l’homme du métier que pour une fréquence d’échantillonnage Fech, la fréquence doppler Fd devient ambiguë dès que :

Fd > Fech si le signal est complexe ;

Fd > Fech/2 si le signal est réel.

[0045] Dans le cas où la fréquence Doppler des cibles Fd est beaucoup plus grande que la fréquence de revisite d’un même pointage Fech, le sous-échantillonnage résultant génère un repliement du spectre avec un ordre k élevé, k étant la valeur entière du rapport Fd/Fech.

[0046] Ainsi, pour une cible de fréquence doppler Fd = k.Fech + f, la transformée de Fourier fait apparaître par repliement, dans la bande de fréquence comprise entre 0 et Fech, une raie à la fréquence f si le signal en entrée est complexe et deux raies aux fréquences apparentes f et Fech - f si le signal est réel.

[0047] Dans le cas où l’occupation spectrale des cibles ou du fouillis est importante vis-à-vis de la largeur du domaine doppler non ambigu, comprise entre 0 et Fech si le signal est complexe et comprise entre 0 et Fech/2 si le signal est réel, les méthodes classiques de levée d’ambiguïté, basées sur l’utilisation de fréquences de revisite différentes entre rafales doppler successives, sont inopérantes.

[0048] Un problème technique à résoudre est dans ce cas d’estimer de façon précise et non ambiguë les fréquences doppler des cibles et du fouillis, alors que ces fréquences peuvent être très grandes, typiquement 10 à 100 fois plus grandes que la fréquence de revisite du radar. Ce problème est notamment rencontré dans le cas d’un radar à imagerie fonctionnant en ondes millimétriques, destiné à produire une image de la piste d’atterrissage à un pilote d’avions en phase d’approche finale. Dans ce cas, les échos et le fouillis fixe peuvent se trouver ambigus en doppler, si bien qu’il n’est pas possible a priori de faire correspondre à un filtre doppler particulier une direction angulaire donnée.

[0049] La solution proposée par la demande de brevet FR1910613 ne permet pas d’estimer la fréquence doppler des cibles ni du fouillis au-delà de la fréquence d’ambiguïté du radar, correspondant à la fréquence d’échantillonnage Fech dans le domaine doppler (cas d’un signal complexe), ou encore à la fréquence de revisite d’une direction de pointage donnée. Par ailleurs pour les rangs d’ambiguïté élevés, et pour une occupation importante du spectre doppler, la méthode connue de l’homme du métier consistant à modifier la fréquence d’échantillonnage de rafale à rafale pour déterminer le rang d’ambiguïté k et ainsi estimer la valeur de la fréquence doppler, ne fonctionne pas. En effet, cette technique suppose qu’en utilisant successivement de rafale à rafale doppler au moins deux fréquences d’échantillonnage différentes, pour un signal de fréquence doppler donnée, le rang d’ambiguïté varie et que la raie fréquentielle repliée se déplace selon un écart déterministe qui permet de mesurer la fréquence doppler de façon non ambiguë. Elle nécessite donc au moins deux rafales successives pour établir une détection, ce qui se traduit par une perte de sensibilité du radar. [0050] Les fréquences d’échantillonnage sont habituellement choisies premières entre elles de façon à obtenir une fréquence d’ambiguïté correspondant au plus petit commun multiple de ces fréquences, selon les méthodes connues. Ces fréquences sont également choisies pour que dans tout le domaine vitesse des cibles utiles, les cibles apparaissent au moins pour une des fréquences d’échantillonnage en zone exo-fouillis, c’est-à-dire à l’extérieur du domaine doppler occupé par le fouillis et les échos fixes. Ces échos occupent un nombre de filtres doppler plus ou moins important, fonction en particulier de l’ouverture angulaire de l’antenne du radar.

[0051] La figure 2 illustre un exemple avec trois fréquences d’échantillonnage, dans le cas d’un porteur mobile où le spectre doppler peut être recentré sur la fréquence zéro grâce à la connaissance précise du porteur, selon typiquement la technique CVA (Compensation Vitesse Avion) connue de l’homme du métier.

[0052] Avec ces trois fréquences d’échantillonnage Fech 1 , Fech 2 et Fech 3, l’analyse doppler présente les fréquences apparentes F1 , F2 et F3 dans la première zone de Nyquist, correspondant aux repliements respectivement de rang k1 , k2 et k3 tels que, Fd étant la fréquence doppler de la cible :

Fd = k1.Fech1 + F1 ;

Fd = k2.Fech2 + F2 ;

Fd = k3.Fech3 + F3 ; où :

Fechl = N1/Tr, Fech2 = N2/Tr et Fech3 = N3/Tr ;

N1 , N2 et N3 étant des nombres entiers ;

N1 étant un nombre premier ;

N1 , N2 et N3 étant premiers entre eux . avec par exemple N2 = N1 + 1 et N3 = N2 + 1.

[0053] Cette situation est illustré par l’exemple de la figure 2, où en partant du haut, les tracés représentent successivement les fréquences associées aux fréquences d’échantillonnage Fechl , Fech2 et Fech3 selon les relations ci-dessus, avec les domaines doppler 21 , 22, 23 occupés par les échos fixes et le fouillis, avec CVA. Dans cet exemple, la cible de fréquence doppler Fd est visible en zone exo-fouillis, c’est-à-dire en dehors du domaine occupé par les échos de sol, pour les fréquences d’échantillonnage Fech2 et Fech3, mais pas pour Fechl . La mesure de F2 et F3 permet, par des méthodes connues, de déterminer la valeur non ambiguë de Fd correspondant à la vitesse radiale relative entre le porteur et la cible.

[0054] Il est à noter que la détermination de la vitesse radiale propre à la cible correspondant à la fréquence doppler Fd n’est possible que si la vitesse de déplacement du porteur est elle-même connue.

[0055] Par ailleurs, quand plusieurs cibles présentant des vitesses relatives différentes sont présentes dans une même cellule de résolution distance du radar, il peut devenir impossible de déterminer la fréquence doppler de chacune d’entre elles par le traitement précédent. En effet, on ne sait pas alors associer entre elles les détections obtenues d’une même cible aux différentes fréquences d’échantillonnage. De plus, la bande de fréquences doppler 21, 22, 23 correspondant au fouillis de sol et aux échos fixes peut dans certains cas occuper une grande partie, voire la totalité des filtres doppler. En particulier, dans le cas d’un radar aéroporté éclairant le sol à l’avant du porteur, la bande doppler Bd occupée par le fouillis de sol est proportionnelle à l’angle d’ouverture de l’antenne. Cette bande doppler est également inversement proportionnelle à la longueur d’onde d’émission du radar.

[0056] Typiquement, pour un radar de longueur d’onde l dont le faisceau éclaire le sol selon l’axe de déplacement du porteur, pour une vitesse de porteur Vp et une ouverture d’antenne à 3dB égale à Δθ _3dB exprimée en radian, la bande doppler Bd (comprise entre Fdmin et Fdmax) occupée par le échos fixes et le fouillis de sol cohérent dans l’axe est :

[0057] La fréquence doppler des échos fixes et du fouillis cohérent est maximale dans l’axe de déplacement du porteur et vaut

[0058] La fréquence doppler des échos fixes et du fouillis cohérent est minimale aux limites de l’ouverture du lobe d’antenne Δθ _3dB du porteur et vaut : [0059] La figure 3 illustre cette situation dans le cas particulier d’un radar à balayage angulaire circulaire dans le plan horizontal, le radar équipant un porteur 31 à la vitesse Vp. Le porteur est par exemple un aéronef. En supposant que le radar couvre l’ensemble du domaine angulaire Δθ _3dB à l’aide d’un nombre de De direction de pointage d _e , pendant une unité temporelle de durée T, le temps d’intégration cohérent disponible dans chaque direction est alors T/De et la résolution d’analyse doppler résultante est Ainsi, un traitement doppler conventionnel par transformée de

Fourier numérique réalise un nombre N de filtres adjacents de résolution entre les fréquences 0 et Fech dans lesquels les échos et les fouillis fixes occupent, après repliement spectral, une bande de fréquence Bd.

[0060] La figure 3 illustre cette situation, représentant un radar 31 à la vitesse Vp et les différentes directions de pointage d _ei dans l’angle d’ouverture d’antenne. Cette situation est illustrée dans l’hypothèse d’une transformée de Fourier effectuée sur un signal complexe, pour le cas où tous les échos et le fouillis fixes sont vus en rapprochement dans une bande doppler dont la largeur est inférieure à la fréquence d’échantillonnage. Chaque direction de pointage d _ei correspond à un doppler différent, chaque doppler étant fonction du cosinus de l’angle de la direction, le doppler étant maximum pour θ = 0, égale à Fdmax = 2Vp/λ.

[0061] Avant repliement spectral, les fréquences doppler correspondent de façon non ambiguë à la vitesse de rapprochement et à l’angle d’arrivée des échos radar. A cause du repliement spectral, et sans connaissance de la vitesse du porteur 31 il n’est pas possible, dans la bande d’analyse 0 à Fech, de déterminer une vitesse de rapprochement en fonction de l’indice du filtre doppler dans lequel répond un écho ou du fouillis fixe. Il n’est pas possible également de connaître, par mesure de la fréquence doppler repliée, la direction angulaire des signaux détectés.

[0062] Sans connaissance précise de la vitesse du porteur et de l’axe de visée de l’antenne du radar, la bande doppler correspondant aux échos et au fouillis fixe apparaît, par repliement entre 0 et Fech, dans une position a priori indéterminée comme l’illustre la figure 4.

[0063] La figure 4 représente plus précisément le spectre des échos reçus, avec à droite la bande doppler Bd, bande 41 occupée par les échos fixes, comprise entre Fdmin et Fdmax. A gauche, apparaît la bande repliée occupée par les échos fixes constituée de deux sous-bandes 42, 43. Comme cela est décrit plus particulièrement ci-après, on voit qu’il n’y a pas de lien entre Fdmin et Fdmax et ce qui apparaît replié (Fdmax repliée et Fdmin repliée).

[0064] Dans certains cas, la bande doppler occupée par les échos fixes peut être supérieure à la fréquence d’échantillonnage, si bien que les échos provenant de différentes directions se superposent après repliement dans les filtres doppler répartis entre 0 et Fech comme le montre la figure 4. Il n’y a plus alors de zone doppler « exo-fouillis », tous les échos mobiles étant susceptibles d’apparaître en superposition avec les échos fixes dans l’ensemble des filtres doppler.

[0065] En supposant que le radar utilise des rafales de durée T constituées de C cycles de P récurrences de durée Tr et réalise un nombre de directions de pointage De = P à chaque cycle, on obtient un temps d’intégration cohérent dans une direction donnée T et un temps de revisite Trev = P.Tr.

[0066] La fréquence d’échantillonnage est alors :

Fech = 1/Trev = 1/P.Tr Hz ; la résolution d’analyse doppler est : δFd = 1/T = 1/C. P.Tr ; et le nombre de filtres doppler est N = C.

[0067] Si on prend comme exemple le cas d’un radar aéroporté fonctionnant en ondes millimétriques, destiné à la fonction EVS, en supposant une vitesse de porteur Vp = 60 m/s, une longueur d’onde l = 4 mm et une ouverture d’antenne à 3 dB en circulaire Δθ _3dB = 350 mrd (20°), il vient : et

Bd = Fdmax — Fdmin = 456 Hz

[0068] En considérant T = 80 ms, C = 16, P = De = 32 et Tr = 156 ps, on obtient :

Fech = 200 Hz et N = 16. [0069] Comme l’illustre la figure 4, la bande doppler couverte par les échos fixes Bd occupe après repliement l’ensemble du domaine 0 - Fech de façon totalement ambiguë et la mesure de la fréquence doppler est impossible. En conséquence, on ne peut associer a priori un filtre doppler particulier à un pointage angulaire donné, et il n’est pas possible d’estimer la vitesse de rapprochement du fouillis et des échos fixes selon leurs positions angulaires par rapport à l’axe de visée. Pour sortir de cette situation et restaurer une capacité de mesure doppler non ambiguë, il faudrait utiliser différentes fréquences d’échantillonnage de rafale à rafale au cours du temps. Ces fréquences d’échantillonnage sont élevées, au-delà de ce qui est possible, compte tenu des autres contraintes concernant la forme d’onde, en particulier la portée instrumentée et le nombre de directions de pointages qui sont imposés.

[0070] Ainsi, si conformément à la demande de brevet FR1910613 le traitement radar réalise par transformée de Fourier numérique une décomposition spectrale du signal reçu de type FFT ou DFT sur un nombre N de filtres doppler correspondant à l’horizon temporel T, le résultat est une carte distance doppler de dimension Ncd selon l’axe distance et N selon l’axe doppler. Cette carte représente l’amplitude et la phase des échos reçus pour chaque direction de pointage d _e ,du faisceau radar.

[0071] Pour extraire les détections correspondant aux échos fixes et au fouillis cohérent, il est alors nécessaire de choisir pour chaque direction de pointage le filtre doppler qui représente le mieux les signaux correspondant à ces échos. Cette sélection peut être établie à partir de critères reposant sur le niveau d’énergie reçue selon l’axe distance pour chaque filtre doppler, par exemple en recherchant le filtre doppler contenant les échos ponctuels de plus forte puissance, ou encore en intégrant la puissance reçue sur toutes les cases distance et en retenant le filtre doppler qui donne le résultat le plus élevé. Cependant, le choix du filtre doppler ainsi réalisé peut être perturbé en présence d’échos de forte puissance provenant de directions différentes de la direction de pointage, par détection sur les lobes secondaires de l’antenne. La sélection du filtre doppler à partir de tels critères est également sensible aux variations involontaires de l’axe de pointage de l’antenne, causées par les mouvements parasites du porteur. Par ailleurs, la détection des cibles mobiles reste possible dans l’ensemble des filtres doppler tant que la puissance des échos correspondant est supérieure à celle du fouillis et des échos fixes, mais leurs vitesses ne peuvent être déterminées. Les lignes qui précèdent montrent donc les limites de la solution développée dans la demande de brevet FR1910613.

[0072] La solution proposée par l’invention s’appuie sur une architecture d’antenne active, qui peut être une antenne à balayage électronique conventionnelle (AESA) ou une antenne de type MIMO, conformément à la description de la demande de brevet FR1910613. Le radar mettant en oeuvre l’invention est donc un radar à antenne active, constitué d’une antenne réseau de Ne voies en émission et Nr voies en réception. Dans le cas particulier d’une antenne AESA à modules actifs : Ne = Nr. Chaque voie d’émission (TX) et de réception (RX) comprend un sous-réseau antennaire dont l’ouverture angulaire correspond au domaine de couverture globale du radar.

[0073] Par exemple, dans le cas général d’une antenne 2D, l’ouverture dans un premier plan est notée Dqc et dans le second plan perpendiculaire au premier est notée A0y, correspondant typiquement à l’ouverture angulaire dans le plan horizontal et dans le plan vertical, ou angle circulaire et angle en élévation.

[0074] Dans cette architecture d’antenne multivoie à l’émission et à la réception on réalise par déphasage des voies d’émission une focalisation dans une direction différente de l’espace d’impulsion à impulsion, et une formation de faisceau numérique en réception d’au moins un faisceau dans la direction de focalisation, pour chaque impulsion émise. Selon l’invention, les directions de pointage peuvent être séquencées dans un ordre quelconque, suivant une répartition spatiale uniforme ou non, selon un plan ou selon deux plans.

[0075] La figure 5 illustre le principe d’émission mis en oeuvre dans l’invention. Plus particulièrement, la figure 5 présente un exemple de séquencement des directions de focalisation à l’émission selon l’invention, en illustrant un balayage dans un seul plan.

[0076] On rappelle que l’émission du radar est constituée d’une succession de rafales elles-mêmes constituées d’un nombre P de récurrences successives. La durée d’une rafale correspond à un temps T de cycle 3 de traitement nécessaire pour couvrir le domaine de détection du radar. On reprend dans la figure 5 les mêmes références que dans la figure 1 correspondant aux mêmes éléments. L’émission peut être pulsée, continue ou quasi-continue, par exemple dans le cas d’un radar FMCW. [0077] On retrouve, comme dans la figure 1, le principe d’une focalisation dans une direction de l’espace d’impulsion à impulsion 1 , mais de manière différente. Contrairement à la figure 1 où les directions de focalisation évoluent selon un ordre établi d’une impulsion à l’autre (cet ordre d’impulsion à impulsion étant reproduit d’un cycle à l’autre, une impulsion i ayant la même direction de focalisation d’un cycle à l’autre), dans la figure 5 les directions évoluent de façon aléatoire d’une impulsion à l’autre (une impulsion i n’ayant plus la même direction de focalisation d’un cycle à l’autre).

[0078] La solution proposée par l’invention consiste donc à modifier, selon un code pseudo-aléatoire, l’ordre des directions de pointage du faisceau entre les cycles de pointage successifs d’une même rafale doppler de façon à obtenir un échantillonnage irrégulier du signal dans le domaine doppler. Ce procédé permet de mettre en oeuvre, à partir des signaux radar reçus, un corrélateur particulier permettant d’estimer la fréquence doppler des cibles de façon non ambigües.

[0079] Avantageusement, on réalise en réception un corrélateur adapté à cet échantillonnage irrégulier pour estimer la fréquence doppler des cibles détectées de façon non ambiguë.

[0080] Ce corrélateur réalise, pour chaque case distance, N _FC I filtres doppler correspondant NF _C I hypothèses différentes de la fréquence doppler. Pour chaque direction de pointage, le filtre doppler retenu correspond à NF _C I hypothèses de fréquence doppler ayant produit un maximum de la fonction de corrélation.

[0081] Cette méthode permet avantageusement d’isoler automatiquement, pour chaque direction de pointage, les signaux correspondant aux échos et au fouillis fixes dont la fréquence doppler correspond à cette direction de pointage. Cela évite l’étape délicate de sélection d’un filtre FFT parmi les N possibles, sans capacité d’estimation non ambiguë de la fréquence doppler. Elle permet également, quand le contraste par rapport au fouillis est suffisant, d’estimer la vitesse relative des cibles et mobiles sans ambiguïté. La description qui suit précise plus en détail cette méthode et ces avantages.

[0082] On revient donc à la figure 5. Le domaine à couvrir par le radar est tout d’abord décomposé en un certain nombre de directions de pointage De à l’émission, selon une résolution de faisceau de l’ordre de l/Le selon l’axe Ox et l/He selon l’axe Oy. L’émission du radar est contrôlée de façon à rayonner successivement dans les De directions de pointage d _ei , en changeant de direction d’impulsion à impulsion, c’est-à-dire de récurrence à récurrence, au cours d’un nombre C de cycles de pointage successifs 3 comprenant chacun P récurrences de durée Tr, ces cycles de pointage successifs rayonnant dans les mêmes De directions selon un ordre différent et pseudo aléatoire à chaque cycle. En d’autres termes, on possède un jeu de De directions de pointages et on les distribue de façon pseudo aléatoire dans les récurrences de chaque cycle. L’ensemble de ces cycles constitue un bloc de détection 4 de durée T, correspondant à une rafale de R = C x P récurrences.

[0083] Le pointage de l’antenne peut s’effectuer sur un plan ou sur deux plans. Les moyens de contrôle de la direction de pointage du faisceau par déphasage des voies d’émission sont bien connus de l’homme du métier.

[0084] En réception, le traitement radar réalise à chaque récurrence de durée Tr la formation d’au moins un faisceau dans la direction de l’émission. Cette opération peut s’effectuer en analogique par sommation des voies de réception après déphasage, ou de façon préférentielle en numérique, après décodage analogique/numérique selon les méthodes connues. Dans ce dernier cas, la formation du faisceau intervient avant ou après traitement adapté et séparation des signaux reçus selon l’axe distance. Dans tous les cas, la formation du faisceau en réception est réalisée à chaque récurrence, c’est-à-dire avant traitement d’intégration sur la durée T d’une rafale, correspondant à C x P récurrences.

[0085] La formation du faisceau peut s’effectuer sur l’ensemble des récepteurs en une seule opération, ou en divisant l’antenne en différents quadrants composés chacun d’une partie des voies en réception, par exemple lorsque l’on souhaite réaliser un traitement d’écartométrie monopulse. Après formation de faisceau en réception et filtrage adapté selon l’axe distance, le signal reçu est décomposé selon un certain nombre N _cd de cases distance couvrant la portée instrumentée du radar.

[0086] Un traitement d’intégration cohérent est ensuite appliqué sur l’axe doppler pour chaque distance sur la durée de la rafale, pour chacune des directions de pointage d’émission et de réception. Ce traitement consiste à appliquer un corrélateur au signal reçu, selon différentes hypothèses de fréquence doppler. Après traitement distance, la première étape est l’échantillonnage du signal reçu dans chaque direction de pointage d’émission, à l’aide du peigne d’échantillonnage irrégulier mis en oeuvre à l’émission. On obtient ainsi pour chaque case distance et pour chaque direction visée, une suite d’échantillons S _i,j pris aux instants ti,j, l’indice i correspondant à la direction de pointage et l’indice j correspondant au cycle d’ordre j dans la rafale doppler.

[0087] On définit alors un domaine de fréquence D _FD correspondant au domaine des vitesses relatives entre le porteur et les cibles à considérer, et de la longueur d’onde λ du radar. Typiquement ce domaine peut s’écrire :

D _FD ⁼ 2(Vr _max — Vr _min ) / λ — Fd _max — Fd _min où :

Vr _max et Vr _min sont respectivement les vitesses relatives maximum et minimum entre le porteur du radar et l’ensemble des cibles à considérer ;

Fd _max et Fd _min sont les bornes du domaine doppler à explorer.

[0088] On définit également un pas de discrétisation du corrélateur ΔFd, correspondant à l’intervalle de fréquence doppler entre deux pas de fréquence successifs d’indices k et k+1 , correspondant aux fréquences doppler Fd _k et Fd _k+1 tel que :

ΔFd = Fd _k+1 - Fd _k

[0089] Avantageusement pour une durée de rafale de durée T, le pas du corrélateur AFd est choisi inférieur ou égal à la résolution d’analyse correspondant à la fréquence δFd = 1/T. La corrélation est alors effectuée pour toutes les valeurs de k comprises entre 0 et M - 1 = (D _FD / ΔFd) - 1 en réalisant l’opération de corrélation :

[0090] L’opération de corrélation ainsi effectuée est analogue à une DFT ou à une FFT sur les CxP récurrences d’une rafale dans laquelle les échantillons du signal pris aux instants multiples de la récurrence sont nuis, sauf aux instants t _i,j . L’implémentation du corrélateur peut ainsi être effectuée par un traitement optimisé de type FFT SUR CxP points, ou par une opération de type filtrage linéaire classique sur C points, selon les nécessités et possibilités d’optimisation du temps de calcul. Il est également possible d’appliquer une fenêtre de pondération avant l’opération de corrélation de façon à réduire le niveau des lobes secondaires de corrélation. Enfin il est également possible, selon les méthodes connues, d’effectuer la corrélation non pas dans le domaine temporel mais dans le domaine spectral. Après le traitement de corrélation doppler on dispose dans chaque direction de pointage d’une matrice distance/doppler comprenant Ncd cases distance dans la première dimension et M cases doppler dans la seconde dimension.

[0091] On décrit maintenant la réalisation de l’image radar « brute ». L’image radar est destinée à visualiser d’une part les contours de fouillis homogène, et d’autre part la position des cibles ponctuelles fixes et/ou mobiles dans le domaine d’observation du radar. Elle correspond à la représentation de l’amplitude des signaux reçus en fonction de la distance et de l’angle de pointage. Pour réaliser cette image, on extrait de la matrice distance doppler, pour chaque direction de pointage, le vecteur correspondant à l’amplitude et à la phase des signaux reçus selon l’axe distance, pour la case doppler correspondant au maximum d’énergie estimé sur le fouillis. La sélection de cette case doppler s’effectue à partir d’une mesure de l’énergie moyenne reçue selon l’axe distance pour chaque case fréquentielle du corrélateur. Cette mesure consiste à sommer en amplitude les signaux reçus dont l’amplitude est supérieure à un seuil prédéterminé sur l’ensemble des cases distance, pour chaque case fréquentielle, et à normaliser le résultat obtenu.

[0092] La case fréquentielle correspondant au maximum d’amplitude après sommation et normalisation est retenue comme correspondant à la fréquence doppler relative au fouillis dans la direction concernée. De façon préférentielle, la sommation de l’amplitude selon l’axe distance est effectuée en excluant les cases distance correspondant à des maxima locaux de forte énergie qui ne peuvent être assimilés à un milieu de fouillis homogène. Il est également possible de pondérer en amplitude le signal dans les différentes cases distance avant sommation pour compenser l’atténuation du signal reçu en fonction de la distance.

[0093] A l’issue de cette étape, chaque vecteur obtenu est identifié par une direction de pointage et une vitesse relative de fouillis non ambiguë. Les différents vecteurs correspondant aux différentes directions de pointage sont ensuite concaténés pour former une nouvelle matrice distance/angle de pointage correspondant à l’ensemble du domaine imagé délimité par le secteur angulaire Δθ _3dB (voir figure 3). Le résultat peut être typiquement présenté selon une vue polaire de type PPI.

[0094] On décrit maintenant la réalisation de l’image radar enrichie par la détection des cibles ponctuelles. L’image brute obtenue précédemment peut en effet être enrichie grâce à la détection et l’estimation de la vitesse relative des cibles ponctuelles. Pour estimer la vitesse des cibles ponctuelles, on détecte dans chaque matrice distance doppler les signaux correspondant à des maxima locaux dont l’amplitude est supérieure à un seuil prédéterminé selon les méthodes classiques d’extraction radar connues de l’homme du métier.

[0095] L’indice des cases distance et doppler dans lesquelles ont été détectés les maxima permet d’estimer la distance et la vitesse des cibles correspondantes. Il est possible d’affiner la mesure en cas de besoin en utilisant des analyses de contraste entre les niveaux de signaux détectés dans les cases distance et doppler adjacentes à la case distance/doppler ayant donné le maximum de signal selon des méthodes également bien connues.

[0096] A l’issue de ce traitement dans chaque direction de pointage, chacune des cibles détectées est caractérisée par une amplitude, une position angulaire et une vitesse non ambiguë. Ces détections sont utilisées pour enrichir l’image radar brute en y ajoutant un marquage synthétique correspondant à la position, à l’amplitude et à la vitesse des cibles détectées. Dans le cas où une seule une image des échos fixes est recherchée, les détections correspondant à une vitesse de rapprochement différente de celle estimée pour le fouillis dans la même direction angulaire peuvent être éliminées. Inversement, il est possible de ne visualiser que les cibles mobiles en rejetant pour chaque direction de visée toutes les détections correspondant à la vitesse de fouillis dans cette même direction.

[0097] On décrit maintenant, en regard de la figure 6, un exemple de réalisation. On reprend comme exemple le cas d’un radar aéroporté fonctionnant en ondes millimétriques, destiné à la fonction EVS. Ce radar comprend un nombre de voies d’émission Ne et un nombre de voies de réception Nr, les antennes d’émission et de réception étant toutes identiques, de longueur Dqc selon l’axe Ox horizontal et de longueur Δθy selon l’axe Oy vertical. Dans l’exemple de la figure 6, l’antenne comprend Ne = 12 sous-réseaux d’émission 61 , répartis en une ligne de longueur Le et de hauteur He, et Nr = 16 sous-réseaux de réception 62, répartis en deux lignes identiques sur une longueur Lr occupant une hauteur Hr. Ces sous-réseaux sont répartis sur une longueur totale L = Le = Lr selon l’axe Ox et une hauteur H = He + Hr selon l’axe Oy, avec Hr = 2 He comme l’illustre la figure 6. La longueur L est par exemple égale à 50 cm.

[0098] Ainsi constitué, après focalisation, le réseau antennaire 60 possède une résolution angulaire en émission et en réception sensiblement égale à λ/L = 8mrd, soit 0,45° dans le plan circulaire, pour l’exemple de la figure.

[0099] Dans un exemple d’application, on souhaite réaliser à l’émission un balayage dans le plan circulaire à l’aide de P = 32 faisceaux sensiblement équi-répartis dans l’ouverture angulaire Δθ _3dB . Le pas entre deux faisceaux adjacents est alors de 4,7 mrd, soit 0,27°. La période de répétition du radar est égale à Tr = 130 ps et la durée d’une rafale est fixée à T = 66,5 ms, cette rafale comprenant C = 16 cycles de pointage comprenant chacun P = 32 récurrences. On suppose par ailleurs une vitesse selon l’axe de descente du porteur Vp = 60 m/s, une longueur d’onde λ = 4 mm et une ouverture de chaque sous-réseau 61 , 62 d’antenne à -3dB en circulaire égale à Δθ _3dB = 146 mrd (8,3°).

[0100] De ces différents paramètres, on déduit pour cet exemple :

[0101] Si on se place dans le cas de la demande de brevet FR1910613, avec des cycles de pointage tous identiques selon De = P = 32 directions différentes, on obtient un temps de revisite dans une direction donnée Trev = P.Tr = 4,2 ms, correspondant à une fréquence d’échantillonnage Fech = 1/Trev = 240 Hz.

[0102] A la réception, un traitement par transformée de Fourier numérique donne par exemple pour les 16 premières directions de pointage, soit entre -4,2° et -0,13° un spectre de fouillis de sol replié en ambiguïté entre 0 et Fr = 240 Hz conformément à la figure 7, cette dernière représentant l’amplitude de sortie de DFT ou FFT (donnée en dB en fonction de la fréquence) pour les différentes directions de pointage. On obtient ici un spectre fréquentiel régulier sans levée d’ambiguïté.

[0103] On se place maintenant dans un cas d’application selon l’invention. Au lieu de réaliser C = 16 cycles de pointage successifs identiques, on modifie l’ordre des pointages d’un cycle à l’autre, comme illustré par la figure 5. Par exemple, en réalisant pour chaque cycle un tirage aléatoire uniformément réparti sur l’ordre des pointages, on obtient une matrice de pointage correspondant au tableau 1 ci- dessous (représenté en deux parties : colonnes 1 à 16 et colonnes 17 à 32). Chaque ligne représente les indices successifs des 32 directions de pointage réalisées au cours d’un même cycle, ces directions de pointage étant modifiées à chaque récurrence. Par exemple, l’indice 31 à la 2 ^eme colonne de la 3 ^ème ligne signifie que la direction d’indice 31 (d _e31 ) est appliquée à la 2 ^eme récurrence du 3 ^ème cycle, alors que cette même direction d _e31 est appliquée à la 1 ^ere récurrence du 6 ^ème cycle (ligne 6, colonne 1 ).

[0104] Colonnes 1 à 16 :

2 22 25 24 29 30 17 1 12 11 21 10 28 9 31 19

4 28 10 24 27 17 14 29 20 8 18 21 5 1 3 2

10 31 24 26 29 22 27 16 23 7 13 14 6 28 21 15

7 16 9 20 3 17 19 13 18 25 8 26 28 1 24 27

28 21 1 15 27 17 10 24 26 16 7 4 32 8 14 29

31 20 10 29 1 19 28 32 13 27 14 22 8 2 16 18

30 7 23 29 24 13 2 11 12 15 25 9 16 19 21 18

3 4 14 17 10 22 9 28 24 8 15 12 7 27 13 23

12 9 18 24 30 31 5 6 25 3 8 17 1 10 28 27

30 21 4 11 19 22 6 29 8 25 24 32 17 2 27 26

3 30 11 14 1 2 26 17 8 22 27 13 24 12 16 20

19 2 12 32 1 27 18 31 4 5 25 23 13 21 14 15

12 5 29 17 21 30 14 15 1 13 2 20 7 26 32 16

9 1 3 18 22 31 5 13 8 19 23 27 32 24 25 6

25 26 2 6 29 14 15 1 31 18 13 8 19 32 10 23

20 3 12 6 32 24 2 9 21 19 26 18 16 28 22 7

[0105] Colonnes 17 à 32 :

13 4 18 20 15 3 8 5 26 23 6 16 27 7 14 32

9 32 22 19 30 11 7 12 15 23 6 26 25 13 31 16

2 17 30 5 32 18 12 19 8 20 3 9 25 4 1 11

12 14 32 6 4 29 11 21 10 30 5 15 2 22 23 31

30 6 25 19 31 23 20 2 3 9 22 11 18 5 13 12

24 7 30 9 5 12 4 11 23 15 17 26 6 3 21 25

14 32 20 10 27 22 8 28 1 5 4 31 17 6 26 3

31 6 1 26 25 5 30 20 16 2 32 18 21 29 11 19

14 11 20 7 13 22 32 16 19 21 15 29 23 2 4 26

7 20 3 10 18 13 1 5 28 12 15 23 31 9 16 14

28 29 15 4 7 9 21 18 5 19 10 25 32 23 6 31

29 26 6 7 11 17 20 30 8 24 16 9 22 10 3 28

24 10 18 23 19 27 25 3 6 28 4 8 9 31 11 22

29 28 21 2 16 10 30 14 15 7 26 20 4 11 17 12

3 16 30 28 5 11 24 22 9 27 4 17 21 12 7 20

15 13 30 5 10 23 14 11 4 31 8 17 29 1 27 25

[0106] Si on s’intéresse à la première direction de pointage (d _e1 ) d’indice 1 , elle apparaît à la 8ème récurrence du premier cycle (ligne 1 , colonne 8), à la 14ème récurrence du deuxième cycle (ligne 2, colonne 14) et ainsi de suite. Autrement dit, cette direction de1 est appliquée aux temps 8 Tr, 46 Tr, 95 Tr, 110Tr, 131 Tr, 165 Tr, 217 Tr, 243 Tr, 269 Tr, 311 Tr, 325 Tr, 357 Tr, 393 Tr, 418 Tr, 456 Tr, 510 Tr. En référence à l’exemple de la première direction de pointage (d _e1 ) qui apparaît de façon pseudo aléatoire d’une récurrence à l’autre, on crée un intervalle de temps irrégulier entre deux pointages dans la même direction comme le montre les temps d’application ci-dessus.

[0107] En procédant ainsi, pour une direction de pointage donnée, l’intervalle de temps entre deux échantillons varie de façon irrégulière et pseudo-aléatoire. Avantageusement, le peigne d’échantillonnage temporel 81 obtenu est ici irrégulier comme l’illustre la figure 8 qui montre à titre d’exemple le peigne de pointage de la direction d’indice 1 (d _e1 ). Cette figure présente les pics de corrélation en fonction des récurrences. On retrouve les pics aux temps indiqués ci-dessus (8 Tr, 46 Tr ... 510 Tr).

[0108] Pour chaque direction, on obtient un peigne de pointage différent, conduisant à un résultat de corrélation différent pour chaque direction.

[0109] A la réception, pour chaque direction, on réalise un corrélateur sur la fréquence doppler en considérant par exemple le domaine des vitesses possibles des échos fixes et du fouillis compris entre 55 m/s et 65 m/s, compte tenu de la vitesse nominale de descente, égale à 60 m/s (cas d’atterrissage d’un aéronef par exemple). De façon préférentielle, le pas du corrélateur en fréquence ΔFd est choisi inférieur à la résolution d’analyse, fixée par δFd = 1/T, soit δFd = 15 Hz, ce qui permet d’affiner la mesure de la position du maximum de corrélation.

[0110] On choisit par exemple un pas de 1 ,5 Hz, correspondant à un pas en vitesse de 3 mm/s. Après corrélation, l’analyse spectrale pour les 16 premières directions de pointage correspond aux courbes des figures 9a et 9b qui représentent l’amplitude du corrélateur pour les différentes directions de pointage, la figure 9b étant un zoom sur les maxima de détection. Conformément à ce qui a été décrit précédemment, l’estimation de la vitesse du fouillis dans une direction de pointage est obtenue en intégrant l’énergie sur les cases distance relatives à cette direction pour chaque case doppler du corrélateur, puis à rechercher la case doppler dans laquelle l’énergie totale est maximum, les maxima étant notamment illustrés par la figure 9b.

[0111] De façon classique il est alors possible, en recherchant le maximum de corrélation dans chaque direction de pointage, de déterminer la vitesse relative du fouillis et des échos de sol. Le résultat de cette estimation est présenté en figure 10. La figure 10 représente plus particulièrement la vitesse estimée (par une première courbe 101) et la vitesse réelle (par une deuxième courbe 102) au centre du faisceau pour chaque direction de pointage. Sur cette figure 10, l’axe des ordonnées représente la vitesse en mètres par secondes (m/s), par exemple la vitesse de rapprochement d’un aéronef en phase d’atterrissage. L’axe des abscisses représente les 32 directions de pointage.

[0112] Avantageusement, la capacité à extraire par le doppler la vitesse radiale des cibles détectées permet d’envisager des fonctions complémentaires susceptibles de renforcer notablement les fonctionnalités et les performances du radar suivant, en particulier sur un porteur en mouvement :

Séparation de cibles mobiles du fouillis de sol et des échos fixes ;

Possibilité de pistage des cibles par filtre prédicteur ;

Séparation angulaire des échos fixes et du fouillis de sol cohérent selon leur direction angulaire par filtrage doppler ;

Dans le cas d’un aéronef en phase de descente, détermination du vecteur vitesse du porteur par rapport au sol et du point d’impact visé au sol, ou point de toucher ;

Recalage de navigation, hybridation avec données inertielles de bord.

[0113] Un autre avantage de l’invention est de limiter les risques d’interférence avec d’autres radars ou équipements de communication fonctionnant dans la même bande de fréquence. En effet, les directions de l’antenne n’étant pas réalisées de façon périodique, les probabilités d’éclairement réciproque par coïncidence temporelle entre équipements sont réduites.