以下の本発明の実施の形態による通信技� ��は、可変拡散率(以下、拡散率をSF:Spreading F actorと称する。)の符号分割多重(Code Division M ultiplexing:CDM)マルチキャリア通信方式として� �MC-CDM(Multi-Carrier CDM)を例にして説明する。マ ルチキャリア方式としては、OFDM(Orthogonal Freq uency Division Multiplexing)を例にしているため、 本明細書中では、CDM-OFDMと称する場合もある� ��OFDM信号のサブキャリア総数を64として説明� ��る。SFとしては1(通常のOFDM)、4、16、64が使� �可能であるとして説明する。SFとは、1つの� �ータを送信するに当たり、いくつのサブキ� �リアを使用するかということを意味する。� �た、以下に示す実施の形態では、特に限定� �しない限りSFと同じ数のデータ多重する(SFと 同じ数の直交符号を使用する)場合を示す。� �た、本実施の形態では、特に断りのない限� �、一般的に言われる基地局から移動局への� �信である下りリンクでの通信をイメージし� �いる。

 以下、本発明の第1の実施の形態による通 信技術について図面を参照しながら説明を行 う。本発明の第1の実施の形態では、ローカ� �エリアのサービスが前提となる。ローカル� �リアのサービスでは、干渉の影響をあまり� �慮する必要はない。これは非特許文献1にも� ��渉の影響は少ないことが記載されており、S Fを1、即ち通常のOFDM信号を使用することが最 も高いスループットを得ることができる方法 であると記されている。SFを1に設定できる要 因として、基地局では高出力アンプの線形性 が高く保てることを前提としており、PAPR(Peak  to Average Power Ratio:最大瞬時電力対平均電� �比)が高いOFDM信号を歪みなく送信できると仮 定している。アンプによる信号の歪みについ て、図1Aを参照しながら説明を行う。

 図1Aは、高出力アンプの入出力電力特性� �例を示す図である。図1Aにおいて、横軸が入 力電力、縦軸が出力電力である。また、図1A� ��の太い矢印が信号の瞬時入力電力の変化を� ��している。アンプの線形性が高いとは、図1 Aにおいて、アンプへの入力平均電力をI1とし たような場合を指す(以後、このような領域� �「線形領域」と称する)。すなわち、入力信� ��のいかなる瞬時入力電力に対しても、一定� ��利得が得られるという意味である。それに� ��して、アンプへの入力平均電力をI2にした� �うな場合は、瞬時入力電力変動に対し一定� �利得が得られない(瞬時入力電力が高いとき� ��は、瞬時入力電力が低いときに比べて利得� ��少なくなる)。これにより信号が歪んだり、 帯域外に信号が漏れこんだりすることが問題 となる(以後、このような領域を「非線形領� �」と称する)。

 これまでは、通信では、非特許文献1に示 されるように、基地局では、信号は歪まない 、即ち、線形処理であると仮定して議論が行 われてきた。しかしながら、1つの基地局あ� �りのサービスエリアを広くすることを考え� �と、更に送信電力を上げることが必要であ� �、アンプの性能改善を図るには限界がある� �め、非線形領域で動作させることを考慮し� �くてはならない。非線形領域での動作を可� �にするためには、信号のPAPR、すなわち、図1 Aにおける太い矢印の変動範囲を低く抑える� �とが重要となる。通常のOFDM信号方式は、こ� ��太い矢印の領域が広い信号を用いており、� ��ンプの非線形動作に弱い方式として知られ� ��いる。

 図1Bは、本発明の一実施の形態による通� �技術に用いられる送信装置の一例を示す機� �ブロック図である。図1Bにおいて、符号1は� �ータの符号化を行う符号化部であり、符号2� ��BPSKなどの変調を行う変調部(ここでの変調� �1次変調と称する場合がある)である。符号3� �制御部10からの制御情報Aにより、可変SFにて 拡散を行う可変SF拡散部であるが詳細につい� ��は後述する。符号4は拡散部の出力に対して IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform:逆離散フー� �エ変換)を行うIDFT部である。もちろん、一般 的にはIFFT(Inverse Fast Fourier Transform:逆高速フ ーリエ変換)が使用されることが多い。符号5� ��ガードインターバル(Guard Interval:GI)挿入部� �あり、このGIは、OFDM信号ではシンボル間干� �の影響を軽減するため、殆どのシステムで� �用されている。符号6はGI挿入部5の出力をシ� ��アルデータ列に変換するパラレル/シリアル (P/S)変換部である。符号7はディジタルデータ をアナログデータに変換するディジタル/ア� �ログ(D/A)変換部である。符号8はアナログ信� �を送信する周波数帯域に変換し、適切な送� �電力に制御した後、アンテナから信号を送� �するRF部である。このRF部8には出力電力を調 整する可変利得アンプ85と前述の高出力アン� ��86とが含まれる。そして符号10が制御部であ り、可変SFを決定するための制御情報Aを生成 し、可変SF拡散部3、RF部8に入力するように構 成されている。制御情報Aにおいては、必要� �なる送信電力に応じてSFを変更する。

 図2は、図1Bにおける可変SF拡散部3の詳細� ��示す機能ブロック図の一例を示す図である� ��図2において、符号31から符号33までは、入� �されるデータをシリアルからパラレルに変� �する第1から第3までのシリアル/パラレル変� �部(S/P変換部)であり、符号34から符号36まで� �、データの拡散を行う第1から第3までの拡散 部であり、符号37、符号38はデータの結合を� �うデータ結合部であり、符号39は制御信号A� �よりSFを選択するデータ選択部である。第1� �ら第3までのS/P変換部31から33までは、それぞ れレートが異なり、第1のS/P変換部31では64の� ��ラレルデータが、第2のS/P変換部32では16個� �第3のS/P変換部33では4個のパラレルデータが� ��力される。第1から第3までの拡散部34から36� ��は、それぞれのSFに応じて拡散が行われる� �第1から第3までのデータ拡散部34から36の動� �については、拡散部34を例にして後述する。

 ここでは、64サブキャリアを想定してい� �ため、データ結合部37・38では、第2・第3の� �散部35、36の出力を複数連結し、64サブキャ� �ア分のデータを作成する。第2の拡散部35の� �力は16個であるため、データ結合部37で4個結 合して64サブキャリアのデータを作成し、第3 の拡散部36の出力は4個であるためデータ結合 部38で16個のデータを連結し、64サブキャリア のデータを作成する。また、S/P変換部31の出� ��がそのまま、データ選択部39に入力される� �ースがあるが、これは、SFが1、即ち通常のOF DM信号を生成する場合に相当する。データ選� ��部39では、制御信号Aに応じて、どのデータ� ��使用するかを選択し、出力する。図2におい て信号の流れを示す矢印に付されている数値 (4、16、64)は、一度に入出力されるデータ数� �ある。

 図3は、図2に示す拡散部の動作例を示す� �式図である。入力されるデータDkは、D1からD 64までの複素データであり、Dk=ak+bkj(kはデー� �番号)で表される。ここで、ak、bkは1次変調� �式により決定される値であり、例えば1次変� ��方式がBPSKの場合、ak=±1であり、bk=0となる� �また、j×j=-1である。

 本実施の形態では、CDMに用いる符合に回転� ��交符号を用いる。符合長Lの回転直交号Cm(m� �符号の種類を示す添え字であり1からLまでの 自然数)は、Cm=(e ^{j×θ×(m-1)×0} 、e ^{j×θ×(m-1)×1} 、…、e ^{j×θ×(m-1)×(L-1)} )、θ=2×π/Lと表すことができる。

 図3には、L=64の場合の回転直交符号が示さ� �ている。入力されるDkはCmを構成する各要素� ��乗算される。ただし、簡単にするためにk=m� ��なる組を乗算するペアとしている。これに� ��り、Dkが64個に拡散される。この64個に拡散� ��れた結果をそれぞれの要素ごとに加算し、� ��散部の出力とする。この出力される信号をC Mとした場合、CM=(σm(am+bmj)×e ^{j×θ×(m-1)×0} 、σm(am+bmj)×e ^{j×θ×(m-1)×1} 、…、σm(am+bmj)×e ^{j×θ×(m-1)×(L-1)} )となる。ただし、σmはmに関する加算である� ��

 尚、図3では64拡散の例を示したが、図2に 示される拡散部35では、L=16とした場合の拡散 が、拡散部36ではL=4とした場合の拡散処理が� ��われる。そして可変SF拡散部では制御信号A� ��より選択されたSFに基づく信号が選択され� �ことになる。

 回転直交符号を拡散に用いるメリットを� ��すために、図4にサブキャリア総数が64の場� ��におけるSF毎のPAPR特性を示す。図4において 、横軸はPAPR(dB)、縦軸は信号が横軸のPAPR以上 となる確率(%)である。但し、このデータは、 信号の一部のパターンをシミュレーションに より算出した値である。また、CDM-OFDMの前に� ��されている数値がSFを示し、図中の四角の� �ロット点で示される特性がSF1(通常のOFDM)のPA PR特性、三角がSF4、丸がSF16、×がSF64の特性で ある。

 図4に示すグラフからわかるように、SFが� ��きくなるに従って、PAPR特性が改善される。 例えば、PAPR特性が1%を基準として(グラフの� �軸が1のところ)、高出力アンプへの入力電力 を設定すると考えた場合、通常のOFDM信号に� �し、SFが4の場合0.3dB程度、16の場合1.3dB程度� �64の場合3dB程度の余裕が生まれることになる 。即ち、同じ高出力アンプを使用した場合、 SFが4の場合平均入力電力を0.3dB、16の場合1.3dB 、64の場合3dB上げることができるので、それ� ��応じて出力電力も高くできるようになる。

 更に具体的に示すと、通常のOFDM信号送信 時の高出力アンプへの入力平均電力限界(そ� �以上の入力平均電力を入力すると、非線形� �みの影響を無視できなくなる電力)をIinとし� ��場合、SF4の場合は(Iin+0.3)dB、SF16の場合は(Iin +1.3)dB、SF64の場合は(Iin+3)dBまで、入力平均電� ��限界を大きくすることができる。

 以上に説明したように、ローカルエリア� ��の通信を考慮し、サービスエリアを広げる� ��とを考慮すると、高い送信電力が必要な端� ��に対しては、回転直交符号を用い、高いSF� �送信することで、信号を歪ませることなく� �信ができるようになる。また、PAPR特性はSF� �依存するため、必要となる送信電力に応じ� �SFを変えることにより、通信が広帯域になる ことによる特性劣化を最小限に抑えながら、 より柔軟な通信を実現することができる。

 図5は、可変SF拡散部について、回路規模� ��削減した構成例を示す図である。これは、� ��散をDFTにより構成する方法であり、数個の� ��タフライ演算器とメモリとで構成すること� ��できる。DFTは高速演算処理が可能であり、� ��つ、先に示した構成より、回路を簡略化で� ��る。図5では、時間間引き法について書いて いるが、周波数間引き法でも実現可能である 。

 図5においては、バタフライ演算器としては 基数が4の場合を示している。図中には、以� �の説明をわかりやすくするために、16×3(ス� �ージ)=48個のバタフライ演算器(DFT4で表す)が� ��要であるように書かれているが、これらは� ��く同じ構成であるため、バタフライ演算器� ��少なくとも1つあれば実現することができる 。DFT処理では、基数に応じた処理ステージと いう概念があり、64(DFTポイント数)=4(基数) ³ と表されることから、本実施の形態では、処 理が3ステージあるということになる。

 基数4のバタフライ演算は、入力をX1、X2、X3 、X4、出力をY1、Y2、Y3、Y4とした場合、式(1)� �表される。

 jは複素数を示している。図5中のDFT4は全て( 1)式で示される演算処理である。また、DFT4間 のデータの流れを示す矢印上にWaと書かれて� ��る信号がある。このWaは、ひねり因子と呼� �れる数値であり、各矢印上を流れるデータ� �乗ぜられる。本実施の形態では、DFTのポイ� �ト数が64であるため、ひねり因子は(2)式で定 義される。

 図5に示す可変SF拡散部は、S/P変換部31と� �データ並び替え部50、データ選択部39および� ��タフライ演算部(DFT4)で構成される。ここで� ��図2に示す機能ブロック図と同じ機能を有す るブロックに対しては、同じ符号を付してい る。

 図5に示す可変SF拡散部に入力されたデー� ��に対してS/P変換が施される。ここでは、最� ��サブキャリア数と同じ64のパラレルデータ� �生成する例が示されている。このS/P出力が� �ータ選択部64に入力されるが、これを選択す ることはSF1を選択する場合、即ち、OFDM方式� �選択することを意味する。

 次に、このパラレルに変換されたデータ� ��対して並び替え処理が行われる。この際、� ��御信号Aに示されるSFに応じて並び替えが行� ��れる。図5では、SFとして64を選択した場合� �並び替え処理の結果が示されている。SFが16� ��ときは、並び替えされる出力は(D1、D5、D9、 D13、D2、D6、…)となり、SFが4のときは、並び� ��えされる出力は(D1、D2、D3、D4、D5、D6…)と� �る。

 ここで示した順序で入力すると、データ� ��並び順がきれいになる。SF16の場合、最初の 16サブキャリアでD1からD16に対して拡散が行� �れ、次の16サブキャリアでD17からD32に対して 拡散が行われ、以降、データの添え字の順に 従って拡散される。SF4の場合も同様である。 このデータ順を必要としない場合は、送受信 機間で既知であれば、並び替えについては、 必ずしも必要ではない。

 SFが64の場合は全てのステージの処理を行 い、データ選択部64でステージ3の出力が選択 される。SFとして16が選択された場合は、デ� �タ選択部64ではステージ2の出力が選択され� �。SFが4の場合はデータ選択部64ではステージ 1の出力が選択される。

 このように、1つのDFTにおけるステージの 出力を選択することで、回転直交符号を用い た可変SFのCDM信号を生成することが可能とな� ��。

 次に、受信機の構成例について示す。た� ��し、可変SF逆拡散処理としては、図5に示し� ��DFTに対応するIDFTを使用する場合について示 す。図6は受信機のブロック構成の一例を示� �図である。図6において、符号61は受信した� �号をディジタル信号に変換できる周波数帯� �まで変換する機能を有するRF部であり、符号 62はアナログ信号をディジタル信号に変換す� ��A/D変換部、符号63はOFDM信号に対してシンボ� ��同期を取り送信側で付加されるGIを除去す� �シンボル同期部、符号64はシンボル同期が取 られた信号をDFTの入力ポイント数にあわせる ためシリアルパラレル変換を行うS/P変換部(� �実施形態では64ポイントに変換)、符号65はDFT 処理を行うDFT部である。もちろん、一般的に はFFT(Fast Fourier Transform:逆高速フーリエ変換) が使用されることが多い。DFTされた信号のう ち、伝搬路推定に使用される信号は伝搬路推 定部66に入力され伝搬路推定処理が行われる� ��データ用の信号は伝搬路補正部67に入力さ� �、伝搬路推定信号を基準に伝搬路補正を行� �。この際、ノイズ強調が行われにくい処理� �することが好ましい。

 伝搬路補正が施された信号は可変SF逆拡� �部68に入力され可変SF逆拡散処理が施される� ��この可変SF逆拡散部68には、制御部74からSF� �関する制御情報A’が入力され、SFに基づい� �可変SF逆拡散処理が行われる。逆拡散処理に ついて、詳しくは後述する。可変SF逆拡散さ� ��た信号はパラレルシリアル変換部69におい� �シリアルデータに変換される。そして、復� �部70において、送信装置で施された1次変調� �対する復調が行われ、復号部71に入力される 。復号部71では、送信装置で施された符号化� ��対する処理が行われ、送信データを得るこ� ��ができる。また、制御部74はSFの情報を通知 する機能を有し、SFはデータを復調する段階� ��は既知であるとする。

 図7は、図6に示す可変SF逆拡散部68におい� ��、IDFTを用いる場合を示す図である。これは 、拡散処理と同様にIDFTにより構成する方法� �あり、IDFTを数個のバタフライ演算器とメモ� ��とで構成することが出来る。IDFTは高速演算 処理が可能であるため、従来の逆拡散処理に 対して、回路を簡略化できる。図7では、周� �数間引き法を例にして示しているが、時間� �引き法でも実現可能である。

 図7において、バタフライ演算器としては 、基数が4の場合を示している。図7中におい� ��は、以降の説明をわかりやすくするために� ��1ステージ16個ずつ、すなわち、16×3(ステー� ��)=48個のバタフライ演算器(図7ではIDFT4と記� �している。)が設けられているが、これらの� ��タフライ演算器は全く同じ構成であるため� ��少なくとも1つあれば実現することができる 。

 基数4のバタフライ演算は出力をX1、X2、X3、 X4、入力をY1、Y2、Y3、Y4とした場合、式(3)で� �される。

 上記の(3)式は、(1)式を、X1、X2、X3、X4につ� �て解いたものである。図7中のIDFT4は、全て(3 )式で示される演算である。また、IDFT4間のデ ータの流れを示す矢印上にWa(aは数字)と書か� ��ている信号がある。このWaは、ひねり因子� �呼ばれる数値であり、各矢印上を流れるデ� �タに乗ぜられる。本実施の形態では、IDFTの� ��イント数が64であるため、ひねり因子は(4)� �で定義される。

 図7に示す可変SF逆拡散部68は、データ並� �替え部80、データ選択部79およびバタフライ� ��算部(IDFT4)で構成される。

 図7に示す可変SF逆拡散部68に入力された� �ータが、データ選択部79に入力されるが、こ れを選択することは、SF1を選択する場合、即 ち、OFDM方式を選択することを意味する。次� �、ステージ1のIDFT処理が行われる。この出力 は、SFが4の場合の出力、即ち、逆拡散値に相 当する。同様に、ステージ2の出力がSF16、ス� ��ージ3の出力がSF64の逆拡散値に相当する。� �ータ並び替え部80では、データの並び替えを 行う。受信データをRkとすると、ステージ1で は出力データが、上からの順(R1、R2、R3、R4、 R5…)で出力され、ステージ2では(R1、R5、R9、R 13、R2、R6…)の順で出力され、ステージ3では� ��でも示すように(R1、R17、R33、R49、R2、R18…)� ��順で出力されるため、SFに応じて並びかえ� �必要があるからである。送信装置でも、同� �データ位置関係になるように並び替えが行� �れていることを前提としている。

 このような可変逆拡散装置を有する受信� ��構成とすることで、SF(拡散率)に応じた逆拡 散処理が容易にできるという利点がある。

 本実施の形態では、下りリンクを想定し� ��おり、OFDM方式とシングルキャリア方式との 間に、いくつかのステップがあることが特徴 の1つである。そして、DFT(逆離散フーリエ変� ��)とSF(拡散率)との関係より、上記ステップ� �実現しうる回路構成例を記載している。

 次に、本発明の第2の実施の形態について 図面を参照しながら説明を行う。上記第1の� �施の形態では、干渉を考慮する必要がない� �ーカルエリアでのサービスを前提としてい� �。一方、本実施の形態では、今後、公衆網� �通信に用いられる1周波数繰り返しシステム� ��想定している。1周波数システムでは、セル を構成する基地局が、全て同じ周波数帯域を 用いて通信を行うシステムであり、そのため 、セルエッジでの通信品質の確保が重要な課 題となっている。

 上記非特許文献1においては、セルラシス テムでは拡散を行い、スクランブル符号を乗 じることで、他セルからの影響を軽減する方 法が示されている。拡散、スクランブル処理 はOFDM信号の周波数領域で行われている。先� �説明したように、非特許文献1においては、P APRについて考慮していない。しかしながら、 データ効率=(多重数/SF)を0.25程度に設定し、� �クランブル処理を用いることで、受信機に� �いて逆拡散処理により干渉を拡散できるた� �通信効率が上がることが示されている。

 本発明の第1の実施の形態では、周波数領 域で拡散は行っているものの、データ効率を 1にしているため、干渉信号が同じような信� �形態である場合に影響を拡散することがで� �ず、通信品質の劣化の要因となる。これは� �干渉の影響を与えるセル全てが同じ拡散符� �を使用しているため、相関が大きくなって� �まうからである。干渉のみを考慮すると非� �許文献1でも示されるようにスクランブル符� ��を乗じる方法があるが、これでは信号のPAPR 特性が大きく劣化してしまう。本実施の形態 では、PAPR特性を劣化させることなく、干渉� �影響を軽減する送受信装置の構成について� �明する。

 図8は、本発明の第2の実施の形態による� �信装置の一構成例を示す機能ブロック図で� �る。図1に示した機能ブロックと同じ機能を� ��するブロックには、同じ番号を付している� ��図8に示す送信装置では、図1Bに対して、繰� ��返し部11とスクランブル部12とが加えられて いる。また、制御部10からは制御情報Bが繰り 返し部11に入力される。繰り返し部11では、� �力される信号を、制御信号Bで指定される回� ��繰り返す機能を有する。また、スクランブ� ��部12では、入力されるデータをランダムな� �号でスクランブルする機能を有する。この� �クランブル機能は、簡単には入力される信� �に対しランダムに±1を乗ずることで実現で� �る。スクランブルするためのランダム信号� �、様々なパターンが考えられるが、隣接す� �基地局で相関がないものが好ましい。また� �定常的な誤りを回避するには、パケットや� �レーム単位で変更することが好ましい。

 このデータ繰り返し部11とスクランブル� �12により、受信機において干渉を拡散するこ とができる。また、繰り返し回数を多くする ことで干渉への耐性が向上する。このデータ 繰り返し処理とスクランブル処理とは、1次� �調のデータパターンを本質的に変えるもの� �はない。従って、PAPR特性は、制御情報Aで指 定されるSFに依存した特性となり、SFを64とす れば、PAPR特性が良い状態(図4における64CDM-OFD Mの特性)を維持できる。

 また、このデータ繰り返し部11で、多重� �ることもできる。例えば、先の例では、指� �される回数だけ単純に繰り返す場合を示し� �が、奇数番目のデータを偶数番目のデータ� �異なる直交符号を乗じて加算してから、ス� �ランブルをかける方法である。このような� �法によれば、PAPR特性は若干劣化するものの� ��繰り返しによるデータレートの損失をある� ��度防ぐことが可能になるという利点がある� ��

 図9は、本実施の形態による受信装置の一 構成例を示す機能ブロック図である。図6に� �したブロックと同じ機能を有するブロック� �は同じ番号を付している。図6に対して、デ� ��クランブル部75と加算部76とが加えられてい る。また、制御部74からは制御情報B’が加算 部76に入力される。デスクランブル部75は、� �力されるデータをランダムな符号でデスク� �ンブルする機能を有する。このランダムな� �号は通信相手が使用しているランダムな符� �で除算することで実現できる。加算部76では 制御情報B’に基づいて、データの加算を行� �。この加算するデータ数は送信側で用いた� �り返し回数と同じである。

 この受信機でのデスクランブルと加算と� ��より干渉を拡散することができ、セルエッ� ��のような干渉が大きな領域においても高精� ��の通信が可能となるという利点がある。

 尚、図8、図9では、干渉が大きな領域で� �ることを前提に説明したが、セルの中央な� �干渉があまりない領域では、送信側におけ� �繰り返し、スクランブル、受信側における� �スクランブル、加算処理を行わなければ、� �1の実施の形態で示した構成となり、その効� ��を得ることができる。実際には繰り返し数� ��1とすれば問題なく、スクランブルの有無は 大きく影響しない。

 次に、周波数領域の処理により、干渉を� ��避する方法について示す。先の例では、時� ��領域のデータ(変調部2の出力)を繰り返すこ� ��により干渉を拡散したが、以下に示す例で� ��、使用するサブキャリア数を低減し、異な� ��位置のサブキャリアを使用することで干渉� ��低減する。

 図10は、本実施の形態による送信装置の� �構成例を示す機能ブロック図である。図1に� ��した機能ブロック図と同じ機能を有するブ� ��ックについては、同じ番号を付している。� ��1に対して、0挿入部13とサブキャリア割り当 て部14とが加えられている。また、制御部10� �らは制御情報Cが0挿入部13に、制御情報Dがサ ブキャリア割り当て部14に入力されるように� ��成されている。

 以下、使用するサブキャリア数を低減す� ��場合の信号の流れについて説明する。0挿入 部13では、使用するサブキャリア数の減少数� ��応じて0を挿入する。例えば、本実施の形態 では、64サブキャリアを前提として説明して� ��るが、16サブキャリアを使用する場合は、16 個のデータが変調部2から入力された後、0挿� ��部13において48個の0データを挿入する。

 使用するサブキャリア数に応じて、制御� ��号Aも変更する。使用するサブキャリア数が 16の場合、制御信号AはSF16を設定する(使用す� ��サブキャリア数とSFを同一にする)。このよ� ��な信号処理をすることで、可変SF拡散部3の� ��力はデータが16個続いた後、0が48個続いて� �力される。

 本実施の形態では、使用するサブキャリ� ��数を低減しているため、全てのサブキャリ� ��を使用する場合と帯域全体での電力を同一� ��すると、サブキャリア当たりの送信電力を� ��きくできるため、干渉の影響を低減するこ� ��が可能になる。

 この場合、サブキャリア割り当て部14で� �、できるだけ干渉の低い連続する16サブキャ リアを選択して、可変SF拡散部3の出力を割り 当てると、より特性を改善することができる 。この割り当ては、制御部10からの制御情報D として、サブキャリア割り当て部14に入力さ� ��るように構成されている。

 使用するサブキャリア数を低減し、干渉� ��低いサブキャリアを選択することで、干渉� ��影響を低減させることは可能であるが、他� ��セルと拡散に使用している符号が同一であ� ��状態には変化がないため、干渉に相関が残� ��ことに変わりはない。そこで、他のセルか� ��の干渉の相関を更に低減する方法について� ��下に示す。

 0挿入を行うところまでは、先の例と同様 である。サブキャリア割り当て部14では、入� ��される0以外のデータに対してグルーピング を行う。例えば、先の例では、入力される16� ��データが信号を有するので、16のデータを4� ��ータずつ4グループに分割する。そして、そ の4グループ毎に品質のよいサブキャリアを� �択し、割り当てる。このような割り当てを� �うことで、よい品質のよいサブキャリアを� �択できる可能性が高くなり、他のセルから� �干渉の相関を低くすることが可能になる。� �れは、受信機で逆拡散処理を行う際、デー� �の並び替えを行うため、他のセルで使用さ� �た回転直交符号との相関が低くなるためで� �る。

 図11に、連続したサブキャリアに割り当� �る場合と、4サブキャリアずつグルーピング� ��行う場合のサブキャリア割り当て例につい� ��示す。図11では、横軸が周波数であり、四� �の1つが1本のサブキャリアを示している。網 掛けを付された四角が実際に信号電力を有す るサブキャリアであり、白い四角が信号電力 の割り当てが行われないサブキャリアである 。

 図11(a)は、可変SF拡散部3からの出力であ� �てサブキャリア割り当て部14への入力を示し ている。可変SF拡散部3の制御により、周波数 領域では低域に信号電力が集中している(ハ� �チの施されている領域)。サブキャリア割り� ��て部14では、制御部10からの制御情報Dに従� �て割り当てを行う。全てが連続するサブキ� �リアに割り当てた場合が図11(b)であり、4サ� �キャリアずつグルーピングして割り当てた� �が図11(c)である。

 グルーピングするサブキャリア数を少な� ��することで、品質のよいサブキャリアを選� ��できる可能性は高くなり、さらに、干渉の� ��響を軽減する効力も大きくなるが、PAPR特性 の劣化が大きくなる懸念がある。

 図12は、全体のサブキャリア数をこれま� �の例と同様に64とし、使用するサブキャリア 数を32とした場合のグルーピングするサブキ� ��リア数によるPAPR特性を示す図である。縦軸 、横軸は図4と同じである。図12中のS1の“1” は、グルーピングするサブキャリア数を示し ている。“1”であれば、グルーピングしな� �ことになる。OFDMは32サブキャリアのOFDM信号� ��PAPR特性、32CDM-OFDMは32サブキャリアを連続し て配置した場合の特性である。このようにグ ルーピングすることによりPAPR特性は劣化し� �いるが、グルーピングするサブキャリア数� �4の場合(S4)、PAPR特性が1%で比較しても(グラ� �の縦軸が1のところで比較する)、その劣化量 は1.5dB程度と小さいので、電力削減の効果が� ��るため、セルエッジへの通信に十分使用で� ��ることがわかる。

 図13は、本実施の形態による受信装置の� �構成例を示す機能ブロック図である。図9に� ��したブロックと同じ機能を有するブロック� ��ついては、同じ番号を付している。図9に対 して、抽出部77と0削除部78とが加えられてい� ��。また、制御部74からは制御情報C’が0削除 部78に、制御情報D’が抽出部77に入力される� ��

 以下、使用したサブキャリア数が低減さ� ��ている場合の信号の流れについて説明する� ��

 抽出部77では、制御情報D’に従って、送� ��装置で電力が割り当てられたサブキャリア� ��抽出する。図11(b)あるいは図11(c)で示す網掛 けのサブキャリアの信号を抽出することを意 味する。さらに、抽出部77では、抽出した信� ��がIDFTの入力の低域に集まるように、IDFT部(� ��変SF逆拡散部)68に入力する機能を有する。� �ち、図11(a)に示すように信号を入力すること を意味する。可変SF逆拡散部68では、使用さ� �ているサブキャリア数に応じてSFを設定する 。その後、0削除部78において、関係のないデ ータを削除する。これらは、送信装置の逆の 機能を有することになる。

 以上に説明したように、本実施の形態に� ��れば、受信機で信号の割り当てられたサブ� ��ャリアを再配置することにより、同じ拡散� ��号を使用することによる干渉の相関を低く� ��ることができる。従って、セルエッジのよ� ��な干渉が大きな領域においても高精度の通� ��が可能となるという利点がある。

 次に、本発明の第3の実施の形態による通 信技術について図面を参照しながら説明を行 う。本発明の第3の実施の形態は、第1の実施� ��形態又は第2の実施の形態で示したCDM-OFDM信� ��をOFDMAシステムに適応する場合の例である� �第1及び第2の実施の形態では、サブキャリア 数が64のOFDMシステムについて示したが、本実 施の形態では、このOFDMシステムを1つの周波� ��サブチャネルとみなし、OFDMAシステムを形� �する。本明細書ではこのようなシステムをCD M-OFDMAシステムと呼ぶ。サブチャネル数は12の 場合を示し、その場合、サブキャリアの総数 は、64×12=768となる。

 図14は、本実施の形態において使用する� �レームフォーマットの1例を示す図である。� ��14において、縦軸が周波数、横軸が時間で� �る。周波数軸にはF1からF12までの周波数サブ チャネルがあり、時間軸にはT1からT9までの� �間サブチャネルがある。各サブチャネル間� �は空白が示されているが、実際に使用しな� �サブキャリアや時間が必要という意味では� �い。図14では、12個の周波数サブチャネルF1� �らF12までと、9個の時間サブチャネルT1からT9 までで1フレームとなり、これを繰り返すこ� �で、基地局と端末局とが通信することにな� �。周波数サブチャネルと時間サブチャネル� �で構成される単位をスロットと称すると、� �信を行う際にはスロットが割り当てられ、� �のスロットで基地局と端末局とが通信する� �とになる。また、T1とF1からF12までで構成さ� ��る時間サブチャネル(図14中の斜線で示され� ��スロット)は、制御情報としてフレームの構 成などに関する情報が送信され、セル全体に データを送信する必要があるフレームである 。

 図15は、セルを3つの領域、A、B、Cに分割� ��、通信を行う場合のセル配置の一例を示す� ��である。このようにセルを分割した領域A~C� ��セクタと称するが、全てのセクタは、同じ� ��波数を使用している。但し、図15において� �、隣接するセクタ間では、同じ領域指定が� �れないように配置している。この状態で干� �を考慮すると、ある記号で示される領域に� �、その記号を除く領域の信号が最も大きな� �響を及ぼすことになる。即ち、セクタAに対� ��ては、セクタB、セクタCの影響が最も大き� �なる。

 このようなセル構成では、例えばセクタA において、セルエッジの端末と通信しようと した場合、セクタB、Cの信号電力、即ち干渉� ��力が小さいことが好ましい。このような状� ��が形成できるように信号を配置すれば、干� ��を削減することができる。以降、各セクタ� ��るいはセルが他のセルあるいはセクタの送� ��電力を考慮して、互いの干渉電力ができる� ��り少なくなるようにする方法を干渉コーデ� ��ネーションと称する。

 図16は、時間干渉コーディネーションを� �う場合の各セクタにおける送信電力の変化� �示す図である。図14に示すフレーム構成を前 提としているため、データ通信に使用できる 時間サブチャネルはT2からT9までの8個の時間� ��ブチャネルである。図16では、各セクタに� �いて、最大送信電力の時間サブチャネルを2� ��、最小送信電力のそれを4個、その間の送信 電力を2個とし、他のセクタにおいて最大送� �電力でデータの送信が行われているときは� �送信電力を最小にするように制御される例� �ある。このように、干渉コーディネーショ� �を行うことにより、各セクタ間における干� �を軽減することができる。また、干渉コー� �ィネーションを行うには、周波数サブチャ� �ルを使用する方法もある。しかしながら、� �実施の形態では、直交符号に回転直交符号� �用い、CDM-OFDMシステムにおいてPAPRを削減す� �ことを考慮しているため、干渉コーディネ� �ションは時間サブチャネルを用いて行うこ� �が望ましい。

 図16において、最大送信電力でデータを� �信する時間サブチャネル(例えば、セクタAに おけるT2、T3)では、全周波数サブチャネルに� ��いて、SFを64に設定する。これにより、PAPR� �化を抑えることができる。これは、実施形� �1で示したように、CDM-OFDM信号においてSFが64� ��場合、PAPR特性が優れていることに起因して いる。通常、OFDM信号のPAPR特性はサブキャリ� ��数が多くなるに従い劣化する。従って、こ� ��で示したように、時間サブチャネルで干渉� ��ーディネーションを行い、各周波数サブチ� ��ネルが同一のSFで拡散することでPAPRの劣化� ��抑えることが可能となる。

 尚、図16において、中間の送信電力でデ� �タを送信する時間サブチャネルではSFを16に� ��定し、最小の送信電力の時間サブチャネル� ��はSFを1に設定することになる。T1フレーム� �あるが、先述のように制御情報は全ての端� �が受信することを前提としている。従って� �送信電力を低くすることは好ましくない。� �た、セクタ間ハンドオーバを考慮すると、� �渉コーディネーションの対象時間サブチャ� �ルすることは、好ましくない(各セクタで時� ��サブチャネルの位置を変えたくない)。従っ て、第2の実施の形態で示したように、使用� �るサブキャリアを削減し、使用するサブキ� �リアの配置により干渉を拡散する方法をと� �ことになる。

 次に、本発明の第4の実施の形態による通 信技術について図面を参照しながら説明を行 う。第1の実施の形態で示したDFTを用いる回� �構成は、DFT-s-OFDM(DFT-spread-OFDM)通信方式とほ� �同じ構成になる。図17は、DFT-s-OFDMの送信機� �一構成例を示す機能ブロック図である。図2� ��送信機と同じ機能を有するブロックには同� ��番号を付している。図17において、符号80は 時間―周波数変換を行うDFT部であり、符号81� ��サブキャリアを選択し、割り当てを行うサ� ��キャリア割り当て部である。このDFT-s-OFDMと いう通信方式は、シングルキャリアの変調方 式としてPAPR特性が良く、上りリンクの通信� �式に使用することが提案されている。この� �成からわかるように、第1の実施の形態で示� ��た回転直交符号を用いるCDM-OFDMシステムに� �いて、SFをサブキャリア数と同一とした場合 と同じ構成になる。但し、上りリンクを想定 しているため、他の端末とFDM(Frequency Division� �Multiplexing)により多重化することを想定して� ��る。従って、サブキャリア割り当て部81に� �り、送信に使用するサブキャリアを選択す� �ブロックが挿入されている。

 従って、第1の実施の形態で示した受信装 置は、タイミングなどの制約が合えば、DFT-s- OFDM通信方式により生成された信号を復調す� �ことが可能となる。従って、第1の実施の形� ��で示した送信方式(回転直交符号を用いたCDM -OFDM)を下りリンク使用するシステムにおいて 、上りリンクの通信方式をDFT-s-OFDM方式にす� �と、基地局に接続可能な端末は、端末間で� �通信を行うことも可能となることを意味し� �移動端末による再送を容易に実現できるこ� �になる。

 具体的な例として、基地局と端末局Bの下 りリンクの通信について、端末Aが中継を行� �例を、第3の実施の形態で示したOFDMAシステ� �を前提に示す。図18は、中継を行う場合のフ レームフォーマット例を示す図であり、T3に� ��けるF1からF3までのスロット(網掛けで示す� �ロット)が基地局から端末Aへの通信に割り当 てられたスロットであり、F1のT7からT9までの スロット(灰色で塗りつぶしたスロット)が端� ��Aから端末Bへの通信に割り当てられたスロ� �トであるとする。この際、F1のT7からT9まで� �スロットでは、基地局は送信を行わないも� �とする。

 基地局から端末Aには、端末Bに宛てられ� �データが送信されるが、この際、最適なSFは 特になく、端末Aが受信できる方式であれば� �い。ただし、同じフレームで再送を完結す� �には、フレームの早い段階(時間サブチャネ� ��番号の少ない段階)でデータを送信し終える ことが好ましい。従って、本実施の形態では 、上記のように、T3において、複数のサブチ� ��ネルを使用して送信を完結している。端末A はこの受信したデータを復調し、上りリンク の通信方式、即ちDFT-s-OFDM(図17に示す送信機)� ��用いて端末Bに対しデータを送信する。一般 的に、端末で使用される高出力アンプは、基 地局のアンプと比較して性能的に劣ることが 多い。そこで、出来るだけPAPR特性の劣化を� �えるために、使用するサブキャリア数を少� �くすることが好ましい。そこで、本実施の� �態では、下りリンクの1サブチャネルにあた� ��サブキャリア(64サブキャリア)を使用して、 DFT-s-OFDM信号を送信することとした。

 従って、基地局はF1のT7からT9までのスロ� ��トを端末Aから端末Bへの通信に割り当てて� �る。端末Bでは、下りリンクの受信方式にお� ��てSFを64と設定してデータの復調を行う。た だし、上りと下りがFDD(Frequency Division Duplex)� ��場合は、端末Aから端末Bへの通信の際、RF周 波数を下りリンクの周波数に変更する必要が ある。

 このように、セルラシステムなどにおい� ��、片側の通信方式に回転直交符号を用いるC DM-OFDM方式を用い、もう片側の通信方式にDFT-s -OFDM方式を用いることで、他に復調回路など� ��用意しなくても、端末による再送が可能に� ��る。