Schaltnetzteile mit oder ohne Resonanzkreis kommen meist nicht ohne induktive elektromagnetische Bauelemente aus.

Zur Erzielung eines verlustarmen Schaltbetriebs können sol- che Schaltungen nur bis zu einer bestimmten Maximalfrequenz und nur mit resonanten induktiven Elementen oder breitban- digen Transformatoren oder Induktivitäten betrieben werden.

Derartige Komponenten sind volumenintensiv und verursachen einen signifikanten Kostenanteil am gesamten Gerät.

Beispielsweise ist eine selbst-oder fremderregte Halbbrü- ckenschaltung anzuführen¢ die mit Bipolartransistoren, Re- versdioden, einem Serienresonanzkreis sowie induktiver Ba- < sisrückkopplung arbeitet. Eine beispielhafte Ausführungs- form einer derartigen Halbbrückenschaltung ist in folgender Schrift (1) offenbart : S. Lowbridge, M. Maytum, K. Rutgers, "Electronic Ballasts for Fluorescent Lamps Using BUL 770/791 Transistors" (Texas Instruments, 1992). Dabei ist der Lastkreis vorwiegend induktiv ausgeprägt, wodurch ein verlustarmes Schalten in verschiedenen Lastfällen möglich wird. Diese Schaltung kann man auch als einen Verstärker der Klasse D einordnen. Sie hätte selbst unter Verwendung von minoritätsladungsfreien MOS-Transistoren (MOS ; MOS = Metal-Oxid Semiconductor) den Nachteil kapazitiver Ausräum- verluste, da die Schalter unter Spannung eingeschaltet wer- den müssen, falls nicht eine ausgangsseitige Resonanzdros- sel die Spannung bei einem Einschalten etwa auf Null über

einem jeweiligen Schalter ansteigen läßt. Somit wird das Nullspannungsschalten (ZVS ; ZVS = Zero Voltage Switching), das sich dadurch auszeichnet, dass beim Schalten eine Span- nung über einem Leistungshalbleiter vor und während eines Schaltvorgangs zu Null gemacht wird, durch eine ausreichend große (Resonanz-) Induktivität am Lastkreis erreicht.

Weiterhin gibt es HF-Verstärker (HF ; HF = Hochfrequenz) der Klasse E mit nur einem Schalter und einem hohen Wirkungs- grad. Ein Ausführungsbeispiel einer derartigen Schaltung ist in der folgenden Schrift (2) veröffentlicht : N. 0. So- kal, A. D. Sokal,"Class E-A New Class of High Efficiency Tuned Single-Ended Switching Power Amplifiers", (IEEE, Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-10, Nr. 3, Juni 1975). Derartige Verstärker werden vorwiegend als Sendever- stärker benutzt und dabei mit einem extern erzeugten Takt bei einer optimalen Einschaltzeit betrieben. Die Einschalt- zeit beträgt meistens etwa eine halbe Periodendauer (D = 0,5 entspricht Optimum). D bezeichnet dabei die relative (d. h. auf eine Periodendauer bezogene) Einschaltzeit. Diese Schaltung benötigt ebenfalls eine Resonanzinduktivität im Lastkreis, erreicht jedoch das Nullspannungsverhalten (ZVS) parallel zu einer ausreichend großen Kapazität. Während bei einer Halbbrückenschaltung die parallele Kapazität zum ! Schalter möglichst klein gewählt wird, um Idas Nullspan- nungsverhalten (ZVS) problemlos durch eine Resonanzindukti- vität zu erreichen, wird bei der genannten Schaltung der Klasse E diese Parallelkapazität so groß wie möglich ge- macht, um die maximale Spannung über dem Schalter während des Ausschaltens so klein wie möglich zu halten. Wird die Kapazität jedoch zu groß gewählt, so kann die Spannung nicht mehr auf Null zurückkehren, und es treten unzulässige Einschaltverluste auf.

Bei einem Einsatz von hochfrequenten piezoelektrischen Transformatoren (Piezotransformatoren) oder anderen Ener- gieumformern mit einer elektromechanischen Energiewandlung lassen sich beliebige Transformationsverhältnisse realisie-

ren, jedoch bieten diese Bauelemente meistens kein vorwie- gend induktives Eingangsverhalten. Solche elektromechani- schen Wandler sind meist auch sehr schmalbandig und können bezüglich ihres Frequenzverhaltens nur sinusförmige Schwin- gungen übertragen. Eine hart schaltende Konvertertopologie ist deshalb für deren Betrieb weniger geeignet. Somit muß der Resonanzbetrieb, günstigerweise auch in einer Resonanz- konvertertopologie, gewählt werden. Da durch ein piezokera- misches Material im wesentlichen ein kapazitives Eingangs- und Ausgangsverhalten vorgegeben ist, kann ein solcher Wandler die konventionellen Induktivitäten oder Transforma- toren nur dann ersetzen, wenn im Fall eines gewünschten in- duktiven Lastkreisverhaltens für zusätzliche induktive For- mung des Lastkreises Sorge getragen wird. Bei einer Halb- brückenschaltung ist ein solches induktives Lastkreisver- halten gefordert, um die Schaltverluste klein zu halten.

Als einfachste Maßnahme läßt sich eine zusätzliche, wenn auch kleine konventionelle Induktivität in den Lastkreis einfügen. Wenn die Einschaltverluste aufgrund entsprechend niedriger Eingangsspannungspegel (z. B. Kleinspannungen bis 24 V) klein genug sind, kann auch ein kapazitives Verhalten des elektromagnetischen Wandlers in der Halbbrücke akzepta- bel sein.

Schließlich kann auch das Schalten in einem Resonanzfall unter Verwendung eines piezoelektrischen Transformators so gestaltet werden, daß die Schaltverluste minimiert werden, wenn eine Umladezeit der relativ großen Eingangskapazitäten des piezoelektrischen Transformators durch ein exaktes Ein- halten von erforderlichen Ansteuerzeiten durch ein zeitwei- ses Ausschalten beider Schalter (Totzeiten) überbrückt wird. Hierzu ist jedoch eine genau einstellbare High-Side- und Low-Side-Treiberschaltung erforderlich, die ferner meist einen integrierten Schaltkreis aufweist. Ein Ausfüh- rungsbeispiel einer derartigen Schaltung ist in der folgen- den Schrift (3) veröffentlicht : R. L. Lin, F. C. Lee, E. M. Baker, D. Y. Chen,"Inductor-less Piezoelectric Transformer

Electronic Ballast for Linear Fluorescent Lamps", APEC2001, Anaheim, CA, USA, Proceedings, Vol. 2, Seiten 664-669.

Bei einer Resonanzschaltung der Klasse E ist das vorwiegend kapazitive Eingangsverhalten eines Piezotransformators nutzbringend, indem die Größe der Eingangskapazität auf ei- nen elektrisch erforderlichen Wert angepaßt werden kann und somit nicht störend wirkt, wie es bei einer Halbbrücke oder einer anderen zielgemäß induktiv wirkenden Lastkreisschal- tung der Fall ist. Derartige Schaltungen der Klasse E mit einem piezoelektrischen Transformator sind bereits aus der folgenden Schrift (4) bekannt : T. Abe, Sh. Jomura, T. Tama- kai,"Discharge tube driving device and piezoelectric transformer therefore", EP 0 665 600 B1, European Patent vom 21.07. 1999.

Solche Schaltungen werden in Schrift (4) jedoch nicht für den technisch in Netzspannungsanwendungen gegebenen Fall einer großen Eingangsspannung und einer kleinen Ausgangs- spannung eingesetzt, sondern zur Hochtransformation von ei- ner kleineren Spannung auf eine größere verwendet. Diese Beschränkung auf kleine Eingangsspannungen war bisher vor- wiegend durch die fehlende Verfügbarkeit dynamisch schnel- ler, hochsperrender Leistungsschalter bestimmt, welche nun ' inzwischen kostengünstig hergestellt werden'können, z. B.

Fieldstop-IGBT (IGBT ; IGBT = Integrated Gate Bipolar Tran- sistor) bis 1700 V oder Cool-MOS-Transistoren bis 800 V.

Bei Kleinspannungsanwendungen wird eine Klasse-E-Schaltung nach Schrift (4) und nach Schrift (2) meist im optimalen Betrieb mit der relativen Einschaltzeit von D = 0,5 einge- setzt. Meistens benötigt eine solche Schaltung im Falle der Hochtransformation eine zusätzliche eingangsseitige Paral- lelkapazität, falls die Eingangskapazität des piezoelektri- schen Transformators nicht ausreichend groß ist. Dies ist in einem Abtransformationsfall nicht gegeben, wo die Ein- gangskapazität mancher Ausführungsformen von piezoelektri- schen Transformatoren zu groß sein kann.

Außerdem gibt es Eintransistorschaltungen mit einem Piezo- transformator, die eine Resonanzinduktivität erfordern, die nicht, oder nicht ausschließlich, glättend wirkt und somit für eine hohe Frequenz von ca. 50 bis 200 kHz durch eine geeignete Wahl von einem Magnetmaterial und einem Litzen- draht geeignet sein muß. Ein Ausführungsbeispiel einer der- artigen Anordnung ist in der Schrift (5), US-6,052, 300, of- fenbart. Außerdem verhindert eine eingangsseitige Glät- tungsdrossel gegenüber einer nicht eingangsseitig wirkenden Glättungs-oder Resonanzinduktivität ein direktes Einwirken von hochfrequenten Stromschwingungen auf einen Eingang oder auf einen Glättungskondensator, so daß eine eingangsseitige Glättungsdrossel (im folgenden Drosselinduktivität genannt) anderen Anordnungen einer Induktivität vorzuziehen ist.

Bezüglich der Steuerung von Schaltungen mit einem piezo- elektrischen Wandler ist die Phasenregelung (PLL ; PLL= Pha- se Lock Loop) ein typischer Weg der Frequenzabstimmung. In der Schrift (7), US-5,866, 968, wird eine Möglichkeit be- schrieben, die Phasenverschiebung zwischen Ausgangsspannung und dem Treibersignal einer Schaltung nach (4) so einzu- stellen, daß eine PLL-Schaltung mit einem einfachen Oszil- lator/Treiber-IC realisierbar ist. Diese Regel-Schaltung für die Klasse E ist insbesondere für Piezotransformatoren mit Hochtransformationseigenschaften gut geeignet, da das Spannungsmaximum an dem Ausgang des Transformators einen markanten Punkt gleichzeitig für die Nennleistung dar- stellt. Wegen der geringen Strombelastung bei Hochtransfor- mation wird die Frequenzcharakteristik der Ausgangsspannung nahezu einem Leerlauffall entsprechen, so daß sich das Transformationsverhältnis zwischen Leerlauf und Nennlast wenig ändert. In (8) ist also im wesentlichen eine Phasen- regelung über die Spannungsverläufe zwischen Eingang und Ausgang gegeben, so daß sich immer eine maximale Ausgangs- spannung einstellt, wenn die richtige Phasenlage (in diesem Fall ca. 90° oder etwas weniger) eingestellt wird. Dieses gilt auch für andere Topologien mit starker Hochtransforma-

tion der Spannung, zum Beispiel für die Halbbrückenschal- tung. Für den Fall der Abtransformation ist ein Abflachen der Übertragungscharakteristik der Ausgangsspannung zu beo- bachten, da die sekundärseitige Strombelastung das Span- nungsübertragungsverhältnis deutlich beeinflußt. In diesem Fall stellen sich bei einer ungenauen Fixierung des Nenn- punktes in Anwendungen zum Beispiel für Niederdruckgasent- ladungslampen oder Stromversorgungen sehr unterschiedliche Ausgangsleistungen ein, wenn ein Abgleich auf die Phase zwischen den Spannungen erfolgen würde. Gasentladungslampen haben eine negative differentielle Widerstandskennlinie, und sind durch den Lampenstrom bezüglich ihrer Nennleistung ausreichend festgelegt. Wenn man die Phasenverschiebung zwischen dem Maximum des Ausgangsstroms und einer Eingangs- größe als Grundlage für eine Regelung verwendet, so wird durch die Exemplarstreungen von Lampe (Nennspannung) und Piezotransformator unabhängig von der Topologie kaum die erwünschte Nennleistung einstellbar sein. Somit muß die Re- gelung auf einen bestimmten Nennwert des Ausgangsstromes erfolgen, welcher nicht notwendigerweise der maximal über- tragbare Strom ist. Eine grundsätzliche Lösung zur Einstel- lung einer PLL-Regelung nach diesem Prinzip mit ebendiesem Nachteil ist nach (3) bekannt geworden. Für die Einstellung des Lampenstroms in (3) muß demzufolge eine genaue Re- gelschaltung eingesetzt werden, welche entweder für jedes Gerät einen besonderen Nennwertabgleich erforderlich macht, um den Nennpunkt zu erreichen. Oder der Wert des Ausgangs- stroms wird mit großem Verarbeitungsaufwand genau genug ab- getastet. Eine Phasenregelung durch Abtastung der Null- durchgänge von Ausgangsspannung und Ausgangsstrom bei einer Halbbrückenschaltung ist wiederum ungenau wegen der Streu- ung von Umladezeiten am Eingang des Piezotransformators, so daß dort eine Auswertung der Amplitude des Ausgangsstroms erforderlich ist, um die Nennleistung einzustellen.

Aus"A Very Simple DC/DC Converter Using Piezoelectric Transformer", M. J. Prieto u. a., IEEE, 2001, Seiten 1755 bis

1760 sind Stromversorgungen mit Piezo-Trafo in einer Halb- brücken-Topologie bekannt.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Resonanzkonverter sowie ein Verfahren zum effizienten Trei- ben von veränderlichen Lasten zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch einen Resonanzkonverter zum Trei- ben von veränderlichen Lasten gemäß Anspruch 1 sowie ein Verfahren zum Treiben von veränderlichen Lasten gemäß An- spruch 16 gelöst.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß ein Piezotransformator zum Treiben von veränderlichen lasten in einem Nennlastbetrieb für den Abtransformations- fall eingesetzt werden kann, indem ein Schalter zum Schal- ten eines an den Piezotransformator anlegbaren Spannungs- signals verwendet wird, dessen Schaltfrequenz auf der Basis einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom und einem Laststrom gesteuert wird.

Durch die vorgestellte Erfindung wird ein Schaltnetzteil oder Oszillator definiert, welches grundsätzlich wie ein Verstärker der Klasse E mit einem piezoelektrischen Trans- formator aufgebaut ist, jedoch in seiner Betriebsweise von einem Optimum, das durch D = 0, 5 gegeben ist, nach unten hin abweicht, so daß der Schalterstrom während der Ein- schaltzeit nur ansteigend verläuft, wobei D typischerweise in einem Intervall von 0,25 bis 0,45 liegt, und ein Maximum einer Schalterspannung auf einen etwa dreifachen Wert der Eingangsspannung begrenzbar wird. D wird hierbei als rela- tive Einschaltzeit nur des positiven Verlaufs des Schalter- stroms betrachtet. Zusätzlich kann und sollte ein negativer Schalterstromverlauf durch z. B. eine antiparallele Diode zum Schalter in allen Betriebsfällen auftreten, wodurch das Nullspannungsschalten (ZVS) stets gewährleistet werden kann.

Diese Maßnahme zur sinnvollen Begrenzung der Schalterspan- nung in Netzspannungsanwendungen ist aus der Schrift (6), EP 0 681 759 B1, und ferner in der folgenden Schrift (8) bekannt : L. R. Nerone,"Novel Self-Oscillating Class E Bal- last for Compact Fluorescent Lamps", IEEE Trans. on Power Electronics, Vol. 16, Nr. 2, März 2001, Seiten 175-183, beschrieben. Somit kann man eine gleichgerichtete Netzspan- nung von etwa 80 bis 150 Volt oder 170 bis 260 Volt an ei- nen Eingang eines Klasse-E-Verstärkers legen, ohne daß ein jeweils erlaubtes Spannungsmaximum des Schalters über- schritten wird (z. B. 600 V für 120 V Wechselspannung und 1200 V für 240 V Wechselspannung). Außerdem läßt sich ein piezoelektrischer Transformator eingangsseitig direkt pa- rallel zu einem Schalter anschließen, welcher die Abtrans- formation zur Last übernimmt und durch sein kapazitives Eingangsverhalten eine erwünschte Rückkehr der Schalter- spannung auf Null über einen definierten Last-oder Ein- gangsspannungsbereich garantiert.

Um in dieser Schaltung keine zusätzlichen reaktiven Last- kreiskomponenten zu benötigen, wird ein Spannungstransfor- mationsverhältnis des piezoelektrischen Transformators ge- rade so gewählt, daß die Lastimpedanz angepaßt wird, und es wird eine Eingangskapazität des Piezotransformators so ge- wählt, daß sie den erforderlichen Blindleistüngsänteil re- sonant speichern kann, so daß weder die Schalterspannung überschritten wird, noch die Spannungsrückkehr auf Null ausbleibt. Gegenüber der Schaltung nach Schrift (4) wird die dort gezeigte externe Kapazität parallel zu dem Schal- ter überflüssig, da die Eingangskapazität des piezoelektri- schen Transformators für eine Netzspannungsanwendung aus- reichend groß gewählt werden kann, während ihr Wert bei Kleinspannungsanwendungen von einem piezoelektrischen Transformator weniger gut erreicht wird und unter Umständen zu klein ist.

Außerdem benötigt die erfindungsgemäße Schaltung ver- gleichsweise zu Halbbrückenschaltungen für Netzspannungsan-

wendungen nur einen Low-Side-Treiber und weist damit einen vertretbaren Ansteueraufwand auf. Dadurch vereinfacht sich der Ansteueraufwand für die gesamte Schaltung und ist mit einem Ansteueraufwand eines hart schaltenden DC-DC- Konverters (Flyback-oder Boost-Anordnung) vergleichbar.

Außerdem kommt der Schalter nur kurzzeitig, und vergleich- bar wie bei der Wirkung einer Stromquelle, in einen Revers- betrieb und arbeitet deshalb insbesondere bei einer Verwen- dung von MOS-Transistoren, aber auch bei einer Verwendung von IGBT mit Reversdiode selbst bei hohen Frequenzen bis über 100 kHz sehr verlustarm.

Die vorliegende Erfindung ermöglicht es, in gewissen Gren- zen veränderliche Lasten verlustarm und mit einem einfachen Ansteueraufwand bei hohen Frequenzen zu treiben, wobei nur ein minimaler Schaltungsaufwand, einschließlich beispiels- weise eines Schalters (MOSFET oder IGBT mit einer Reversdi- ode), einer Eingangsgleichstromdrossel (Drosselihduktivi- tät) und eines elektromechanischen Energiewandlers (piezo- elektrischer Transformator) anfällt. Dabei ist eine gleich- gerichtete Netzspannung mit gewissen Schwankungen der Ein- gangsspannung ebenso verwendbar wie eine konstante Ein- gangsgleichspannung. Der Konverter (Resonanzkonverter) er- zeugt wegen einer hohen Güte des elektromechanischen Trans- formators eine nahezu sinusförmige Ausgangsspannung, wo- durch der Crestfaktor bei nachgeschalteten ohmschen Lasten, wie beispielsweise Gasentladungslampen, ausreichend klein gehalten werden kann. Dieses ist bei einer konventionellen Schaltung, wie sie beispielsweise in der Schrift (2) offen- bart ist, nur bei einer großen Lastkreisgüte möglich, wel- che wiederum eine erhöhte Stromdichtebelastung einer ent- koppelnden Kapazität, ebenso wie einer Schalterparallelka- pazität zur Folge hätte. Die so verwendete Schaltung arbei- tet insgesamt verlustarm und die maximal verwendbare Fre- quenz wird im wesentlichen nur durch die dynamischen Ver- luste des Schalters begrenzt. Ein Fieldstop-IGBT ist durch

seine kurze Tailzeit und ein entlastetes Ausschalten für diese Anwendung sehr gut geeignet.

Somit werden in der Erfindung wenige kostengünstige Bauele- mente so kombiniert, daß die technischen Erfordernisse der Abtransformation aus gleichgerichteter Netzspannung für ty- pische Brennspannungen für Niederdruckgasentladungslampen erfüllt werden. Gleichzeitig erfüllt der elektromechanische Wandler (piezoelektrischer Transformator) die Forderung der Auftransformation in einem unbelasteten Zustand, so daß ei- ne Niederdruckgasentladungslampe problemlos gezündet werden kann. Vor dem Zünden stellt eine solche Lampe einen sehr großen Widerstand dar, welcher in einem gezündeten Zustand (Brennbetrieb) in eine definierte Last mit einem negativen differentiellen Widerstand übergeht, und näherungsweise mit einem ohmschen Widerstand in einem Betriebspunkt angenähert werden kann. Die durch weitere Bauelemente in einem konven- tionellen Vorschaltgerät realisierte Zündschaltung kann in einem Vorschaltgerät mit einem piezoelektrischen Transfor- mator ausschließlich durch diesen Transformator realisiert werden, wodurch eine weitere Kostenreduktion herbeigeführt wird.

Weiterhin wird durch eine Ausnutzung einer lastabhängigen Phasenverschiebung zwischen einem Laststrom und einem Schalterstrom ein solcher Nennlastpunkt eingestellt, daß dieser über einen Phasenregelkreis (PLL ; PLL = Phase Lock Loop) geregelt werden kann. Dabei kann bei einer ausrei- chenden Bandbreite eines piezoelektrischen Transformators eine einfache integrierte Ansteuerschaltung verwendet wer- den. Eine Erfassung einer Eingangs-oder einer Lampenspan- nung ist dabei zu einer Einstellung eines Arbeitspunktes nicht erforderlich, da eine Parameterabhängigkeit einer Phasenverschiebung klein genug ist, um allein über einen Sollwertabgleich der Phasenverschiebung die Lampenleistung zu justieren. Ebenfalls muß die Amplitude des Ausgangsstro- mes zum Zwecke einer ungefähren Leistungseinstellung nicht abgetastet werden, da sich aufgrund der Änderung des Trans-

formationsverhältnisses bei Laständerung die Nennleistung genau genug auf die Phasenverschiebung der Stromnulldurch- gänge von Schalter-und Laststrom abbilden läßt.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeich- nungen näher erläutert. Es zeigen : Fig. 1 ein grobes Blockschaltbild, das einen prinzipiel- len Aufbau eines erfindungsgemäßen Resonanzkon- verters zeigt ; Fig. 2 ein Schaltungsdiagramm eines Resonanzkonverters, wobei eine Steuereinrichtung zum Steuern der Schaltfrequenz des Schalters nicht dargestellt ist ; Fig. 3 ein detailliertes Schaltungsdiagramm des Resonanzkonverters aus Fig. 2 ; Fig. 3a eine frequenzabhängige Spannungsübertragungsfunk- tion eines piezoelektrischen Transformators im lastfreien Zündbetrieb und im Lastbetrieb.

Fig. 4 qualitative Kurvenverläufe von einem'Schalter- strom Is und einem Laststrom IL ; Fig. 5 und 5a Verläufe eines Phasenwinkels (DLT in Abhän- gigkeit von der Frequenz, sowie frequenzabhängige Spannungsübertragungsfunktionen in Abhängigkeit von der Ausgangslast und der Eingangsspannung ; Fig. 6 den Phasenwinkel (DLT bei einer konstanten Fre- quenz in Abhängigkeit von einer Eingangsspannung Uin ;

Fig. 7 eine Schaltung zum Treiben einer veränderlichen Last gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ; und Fig. 8 eine Ansteuerschaltung gemäß einem weiteren Aus- führungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ; In Fig. 1 ist eine grobe Darstellung eines erfindungsgemä- ßen Resonanzkonverters gezeigt, der eine Quelle 101, einen Schalter 103, einen Piezotransformator 105, eine veränder- liche Last 107 sowie eine Steuereinrichtung 109 umfaßt. Ei- ne von der Quelle 101 gelieferte Spannung oder ein durch diese gelieferter Strom wird mittels des Schalters 103 mit einer Schaltfrequenz geschaltet, wodurch ah dem Piezotrans- formator 105 ein Eingangssignal anliegt, das in ein Aus- gangssignal umgesetzt wird, das eine Frequenz aufweist, die von der Schaltfrequenz des Schalters 103 abhängt. Dieses Ausgangssignal dient zum Treiben einer Last 107, beispiels- weise einer Niederdruckgasentladungslampe, deren Lastcha- rakteristik veränderlich ist. Die Schaltfrequenz, mit der der Schalter 103 geschaltet wird, wird von der Steuerein- richtung 109 auf der Basis einer Phasenverschiebung zwi- schen dem Strom durch den Schalter 103 und dem'Laststrom durch die Last 107 gesteuert. Diese Phasenverschiebung kann '. aus mehreren Signalen, die beispielsweise vor und'nach dem Piezotransformator 105 sowie vor oder nach dem Schalter 107 abgegriffen werden können, ermittelt werden.

Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Resonanzkonver- ters, wobei eine Steuereinrichtung zum Steuern der Schalt- frequenz nicht dargestellt ist. Dabei ist die Quelle 101 mit einem ersten Anschluß 2011 einer Eingangsdrossel 201 gekoppelt. Ein zweiter Anschluß 2013 der Eingangsdrossel 201 ist mit einem ersten Eingang 1031 des Schalters 103 ge- koppelt. Der erste Eingang 1031 des Schalters 103 ist mit einem ersten Anschluß 1051 eines Eingangstors 1052 des Pie- zotransformators gekoppelt. Die Quelle 101 ist ferner mit einem zweiten Eingang 1033 des Schalters 103 gekoppelt, der

ferner mit einem zweiten Anschluß 1053 des Eingangstors 1052 des Piezotransformators 105 gekoppelt ist. Die verän- derliche Last 107 ist zwischen einen ersten Anschluß 1055 eines Ausgangstors 1056 des Piezotransformators und einen zweiten Anschluß 1057 des Ausgangstors 1056 geschaltet. Der Schalter 103 weist ferner einen Steuereingang 1035 auf, an den ein Steuersignal anlegbar ist, der die Schaltfrequenz des Schalters 103 steuert. Im folgenden wird die Funktions- weise des in Fig. 2 gezeigten Resonanzkonverters näher be- schrieben.

Von der Quelle 101, die eine Gleichspannungsquelle sein kann, wird ein etwa konstanter oder auch sägezahnförmiger Gleichstrom über die Eingangsdrossel 201 eingespeist. Der Schalter 103 wird dabei mit einer relativen Einschaltzeit D und einer Betriebsfrequenz f betrieben, so daß eine Reso- nanz des Wandlers 105 erreicht wird, und ein Ausgangssig- nal, beispielsweise eine Spannung, die veränderliche Last 107, beispielsweise eine Gasentladungslampe oder eine ande- re ohmisch-kapazitive Last, treibt.

Fig. 3 zeigt ein detailliertes Schaltungsdiagramm eines Re- sonanzkonverters, der eisen Verstärker der Klasse-E umfaßt.

Die Quelle 101 ist zunächst mit dem ersten Anschluß 2011 der Eingangsdrossel 201 gekoppelt. Der zweite Anschluß der Drosselinduktivität ist mit dem ersten Eingang 1031 des Schalters 103 gekoppelt, wobei der erste Eingang 1031 fer- ner mit dem ersten Anschluß 1051 des Wandlers 105 gekoppelt ist. Die Quelle 101 ist darüber hinaus mit dem zweiten Ein- gang 1033 des Schalters 103 gekoppelt, wobei der zweite Eingang 1033 ferner mit dem zweiten Anschluß 1053 des Wand- lers 105 gekoppelt ist. Zwischen dem ersten Anschluß 1055 und dem zweiten Anschluß 1057 des Ausgangstors des Wandlers 105 ist die Last 107 angeordnet. Der Schalter 103 umfaßt in diesem Ausführungsbeispiel einen spannungsgesteuerten Leis- tungsschalter 1037, dessen Source oder Emitter mit dem ers- ten Eingang 1031 des Schalters und dessen Drain oder Kol- lektor mit dem zweiten Eingang 1033 des Schalters 103 ge-

koppelt sind. Der Steuereingang 1035 des Schalters 103 ist in diesem Ausführungsbeispiel gleichzeitig als ein Gate des spannungsgesteuerten Leistungsschalters 1037 ausgeführt.

Zwischen dem zweiten Eingang 1033 und dem ersten Eingang 1031 ist in Flußrichtung eine Diode 1039 geschaltet.

Weiterhin ist in Fig. 3 ein vereinfachtes Ersatzschaltbild eines Piezotransformators 105 gezeigt. Das Ersatzschaltbild umfaßt eine Eingangskapazität 10501, die zwischen den ers- ten Anschluß 1051 und den zweiten Anschluß 1053 des Ein- gangstors des Piezotransformators 105 geschaltet ist und somit parallel zum Schalter 103 angeordnet ist. Ferner um- faßt das Ersatzschaltbild des Wandlers 105 einen Resonanz- kreis, der aus einer seriellen Schaltung aus einer Kapazi- tät 10502, einer Induktivität 10503 sowie einem Widerstand 10504 besteht. Darüber hinaus umfaßt das Ersatzschaltbild des Wandlers 105 eine Übertrageranordnung 10505, deren in- verses Übertragungsverhältnis 1/ü (l/ü = effektive Ein- gangsspannung zu effektive Ausgangsspannung) frequenzabhän- gig ist und erfindungsgemäß bei einem Nennlastbetrieb, bei dem der Blindleistungsanteil kleiner als der Wirkleistungs- anteil ist, zwischen 1,5 : 1 und 5 : 1 beträgt. Der Resonanz- kreis, der sich ferner durch eine hohe Güte auszeichnet, besteht aus der Kapazität 10502, der Induktivität 10503 so- '. wie dem Widerstand 10504, ist zwischen dem ersten Anschluß 1051 des Wandlers 105 und einem weiteren Anschluß 10506 ei- ner Primärseite der Übertrageranordnung 10505 geschaltet.

Parallel zu einer Sekundärseite der Übertragungsanordnung 10505 ist eine Ausgangskapazität 10508 angeordnet.

Der Piezotransformator 105 zeichnet sich dadurch aus, daß das Übertragungsverhältnis ü in Abhängigkeit von der Last 107 einer Änderung unterworfen ist. Die zwischen den An- schlüssen 1055 und 1057 geschaltete Gasentladungslampe 301, die durch den Lastwiderstand 107 verkörpert ist, ist an den Wandler als Last angeschlossen. Der spannungsgesteuerte Leistungsschalter 1037 kann beispielsweise ein schneller IGBT (z. B. ein Fieldstop-IGBT) oder ein MOS-Transistor

(z. B. ein Cool-MOS-Transistor) sein, der zusammen mit einer antiparallelen Reversdiode verwendet wird. Im folgenden wird die Funktionsweise der in Fig. 3 dargestellten Schal- tung erläutert.

Wird der spannungsgesteuerte Leistungsschalter 1037 durch ein Anlegen eines Steuersignals an den Steuereingang 1035 leitend gemacht, so kann ein Strom, der durch den span- nungsgesteuerten Leistungsschalter fließt, aufgrund der Eingangsdrossel 201 nicht sprunghaft ansteigen. Darüber hinaus wird die Eingangskapazität 10501 des Wandlers 105 entladen. Wird der spannungsgesteuerte Leistungsschalter 1035 durch ein Anlegen eines entsprechenden Steuersignals wieder abgeschaltet, d. h. in einen Sperrzustand überführt, so wächst eine Spannung über dem spannungsgesteuerten Leis- tungsschalter nur langsam an, da sich die Eingangskapazität 10501 auflädt. Durch die Wirkung des Resonanzkreises des Wandlers 105 im eingeschwungenen Zustand wird trotz positiv weiterfließendem Eingangsstrom durch die Drossel'201 eine Stromumkehr im Schalter erreicht, wodurch auch die Kapazi- tät 10501 wieder entladen wird. Die Spannung über dem Schalter 103 wird somit wieder zu null, und es beginnt ein negativer Strom durch dRn Schalter zu fließen. Die Frei- laufdiode 1039 hat die Aufgabe, schon vor einem Einschalten des spannungsgesteuerten Leistungsschalters 1037 einen Re- versstrom zu führen. Dabei kann eine relative bzw. eine ab- solute Einschaltzeit des Schalters nahe zu konstant blei- ben, da die Diode nicht geschaltet werden muß, sondern ei- ner stromgeführten Betriebsweise unterliegt. Solange die Diode den Reversstrom führt, kann der spannungsgesteuerte Leistungsschalter am Gate 1035 daher bezüglich Kollek- tor/Emitter oder Drain/Source spannungslos geschaltet wer- den, so daß keine Einschaltverluste anfallen. Eine solche stromgesteuerte antiparallele Diode ist nicht notwendiger- weise als eine schnelle Diode auszuführen, so daß hierbei auch eine kostengünstige langsame Diode eingesetzt werden kann.

Wird nun der Schalter 103 mit einer vorbestimmten Frequenz betrieben, so wird der Resonanzkreis, bestehend aus der Ka- pazität 10502, der Induktivität 10503 und dem Widerstand 10504, angeregt. Wird dabei eine Resonanzfrequenz des Reso- nanzkreises erreicht, so erreicht der Wandler 105 ein maxi- males Spannungsübertragungsverhältnis ü. Bei einer Verwen- dung eines piezoelektrischen Transformators läßt sich bei- spielsweise eine Spannungsübertragungsfunktion (bei einer definierten Eingangsspannung 101 und einer definierten Last 107) bezüglich der Frequenz etwa durch eine Gaußsche Funktion (Glockenkurve) beschreiben, wie es beispielsweise in Fig. 3a veranschaulicht ist. Bei einer Resonanzfrequenz fR erreicht die Spannungsübertragungsfunktion im Lastzustand einen Maximalwert. Wird die Resonanzfrequenz fR überschritten, was einem überresonanten Fall entspricht, so sinkt die Spannungsübertragungsfunktion derart, daß sie ei- nem Verlauf der Gauß'schen Kurve folgt. Beispielweise bei einer Frequenz fl oberhalb der Resonanzfrequenz hat die Spannungsübertragungsfunktion einen Wert angenommen, der deutlich geringer ist als der Wert der Spannungsübertra- gungsfunktion in dem resonanten Fall. Wird bei dem überre- sonanten Betrieb die Frequenz wieder geringer, so steigt das Spannungsübertragungsverhältnis ü wieder an.

Dieses frequenzabhängige Spannungsübertragungsverhältnis eines piezoelektrischen Transformators, das in Fig. 3a dar- gestellt ist, wird nun gemäß der vorliegenden Erfindung ausgenutzt, um veränderliche Lasten zu treiben. Die an der Sekundärseite der Transformationsanordnung 10505 beispiel- haft angeschlossene Gasentladungslampe zeichnet sich durch eine veränderliche Lastcharakteristik aus. Um eine Gasent- ladungslampe zu zünden, ist es notwendig, daß an dem Aus- gangstor des Wandlers 105 eine hohe Spannung anliegt, die das Zünden der Gasentladungslampe 301 ermöglicht. Wird die Gasentladungslampe 301 im lastfreien Zustand gezündet, so sinkt die an der Gasentladungslampe 301 anliegende Span- nung, während der durch die Gasentladungslampe fließende Laststrom wächst. Wird ein Nennlastbetrieb (Lastzustand)

erreicht, d. h. wird die Gasentladungslampe in einen Brenn- betrieb überführt, so kann ihr Lastverhalten, wie bereits ausgeführt, durch einen veränderlichen ohmschen Widerstand in jedem Betriebspunkt angenähert werden, wobei eine nega- tive differentielle Kennlinie des ohmschen Widerstands auf- tritt.

Wird nun die Spannungsübertragungsfunktion durch eine ge- eignete Auslegung des elektromechanischen Wandlers 105 so breit gewählt, daß bei einer Abweichung von der Resonanz- frequenz eine geeignete Verkleinerung des Spannungsübertra- gungsverhältnisses auftritt, so kann einem Ansteigen einer Spannung an der Gasentladungslampe im Lastbetrieb entgegen- gewirkt werden. Steigt die Ausgangsspannung zwischen dem ersten Anschluß 1055 und dem zweiten Anschluß 1057 des Wandlers 105 an, so wirkt der piezoelektrische Transforma- tor wegen seines kapazitiven Ausgangs aufgrund der Kapazi- tät 10508 wie ein Klasse-E-Konverter mit einer vorwiegend kapazitiven Ausgangslast. Dadurch sinkt die übertragene Ge- samtleistung nicht in einem solchen Maße ab, als wenn ein konstanter ohmscher Widerstand bei einer gleichen Frequenz- änderung als Last betrieben würde. Die übertragene Gesamt- leistung teilt sich in d*'le über die Kapazität 105 : 08 geführ- te Blindleistung und die über die Last 107 geführte Wirk- ! leistung auf. Durch ein Absinken des Laststroms, aber einem gleichzeitigen Ansteigen der Lastspannung (Brennspannung) kann die übertragene Gesamtleistung bei einer Abweichung von der Resonanzfrequenz weniger stark absinken als bei ei- ner konstanten ohmschen Last mit dem gleichen Wandler, da eine aufgrund größerer Ausgangsspannung größere kapazitive Blindleistung über die Kapazität 10508 geführt wird.

Ferner wird der Piezotransformator 105 so ausgelegt, daß er bei etwa einer gleichen oder nur einer geringfügig abwei- chenden Resonanzfrequenz gegenüber dem Lastfall (d. h.

Brennbetrieb der Gasentladungslampe) eine belastungslose Hochtransformation der Ausgangsspannung erzeugt, so daß ein Zünden der Gasentladungslampe ermöglicht wird. Diese Eigen-

schaft ist bei piezoelektrischen Transformatoren aufgrund einer ungedämpften mechanischen Schwingung in einem belas- tungslosen Zustand auf eine einfache und kostengünstige Weise erreichbar, indem die in Fig. 3a gezeigte Resonanz- kurve im belastungslosen Zustand schmalbandiger wird, und die breitbandige Resonanzkurve im Lastzustand die schmal- bandige lastfreie Kurve umschließt.

Fig. 4 zeigt ein Diagramm der qualitativen Kurvenverläufe des Schalterstroms Is, Laststroms IL und dem zu detektie- renden Phasenwinkel (DLT. Außerdem sind eine Periodendauer T, eine Ausschaltzeit toff, eine Reverszeit trev und die Ein- schaltzeit ton dargestellt. Der Phasenwinkel Ci, der durch die Nulldurchgänge des Schalterstroms Is und des Laststroms IL bestimmt wird, ist in diesem beispielhaften Diagramm un- gleich Null und relativ groß, da der Laststrom IL einen größeren kapazitiven Anteil aufweist, was gleichbedeutend damit ist, daß die Gasentladungslampe noch nicht in ihren Nennbetrieb (näherungsweise ohmscher Wiederstand) überführt worden ist, wo der Phasenwinkel (DLT kleiner wird und sogar fast zu null werden kann. Gleichzeitig wird dann auch die Reverszeit trimmer kleiner und kann nahezu null werden, so daß der negativ fließende Reversstrom durch-die Diode 1039 verschwindet.

Das frequenzabhängige Spannungsübertragungsverhältnis eines piezoelektrischen Transformators wird in dem in Fig. 3 ge- zeigten Ausführungsbeispiel erfindungsgemäß ausgenutzt, um eine frequenzabhängige Leistungsübertragung in Abhängigkeit von einer veränderlichen Last zu realisieren, wie es be- reits anhand von Fig. 3a erläutert worden ist. Dies wird im folgenden anhand des in Fig. 5 dargestellten Spannungsüber- tragungsverhältnisses eines piezoelektrischen Transforma- tors 105 in Abhängigkeit von einer Lastcharakteristik einer Gasentladungslampe 301 detailliert erklärt.

Bei den meisten Piezotransformatoren ist die Resonanzfre- quenz in einem unbelasteten Betrieb höher als die optimale

Frequenz unter Last (beispielsweise für eine maximale Leis- tung oder auch für einen maximalen Wirkungsgrad). Um diese Eigenschaft für eine Steuerung an einer Gasentladungslampe zu nutzen, wird die Resonanzfrequenz des elektromechani- schen Wandlers ohne Last nur wenig oberhalb der Resonanz- frequenz unter Last realisiert, was technisch problemlos durch eine geeignete Auslegung eines piezoelektrischen Transformators möglich ist. Die Nennfrequenz für den Nenn- lastbrennbetrieb soll dabei etwa mit der Resonanzfrequenz in einem lastfreien Zustand übereinstimmen. Zum Einschalten der Gasentladungslampe wird zunächst ausgehend von der Re- sonanzfrequenz der Konverter mit einer um den lastlosen Re- sonanzpunkt herum vorzugsweise veränderlichen Frequenz an- gesteuert, welche periodisch langsam ansteigt und/oder langsam wieder abgesenkt wird, und einem Verlauf einer in Fig. 5 dargestellten Kurve 501 des Spannungsübertragungs- verhältnisses folgt.

Nach einer Detektion eines kleiner werdenden Reversstroms, der durch den Schalter 103 fließt, und eines ausreichend großen Gasentladungslampenstroms kann eine Zündung der Gas- entladungslampe festgestellt werden, wie es in Fig. 5 für den überresonanten Fall dargestellt ist. Direkt. nach der Zündung der Gasentladungslampe sinkt die an ihr anliegende ! Spannung, wobei der Laststrom anwächst, was zur Folge hat, daß das Spannungsübertragungsverhältnis geringer wird, wie es durch die Kurve 503 dargestellt ist (kapazitive Last).

Der Verlauf des Spannungsübertragungsverhältnisses bei ei- nem Brennbetrieb der Gasentladungslampe ist durch die Kurve 505 beschrieben. Ausgehend von den in Fig. 5 dargestellten Verläufen der verschiedenen Spannungsübertragungsverhält- nisse in Abhängigkeit von dem Lastverhalten der Gasentla- dungslampe sowie der Frequenz wird nun deutlich, daß das frequenzabhängige Spannungsübertragungsverhältnis zu einer effizienten Steuerung einer an die Gasentladungslampe abge- gebenen Leistung herangezogen werden kann, indem der Piezo- transformator 105 bei verschiedenen nahe beieinander lie- genden Frequenzen angeregt wird, was sich beispielsweise

durch eine geeignete Schaltfrequenz des Schalters 103 rea- lisieren läßt.

Erfindungsgemäß wird zu einer Steuerung und einer Regelung des so aufgebauten Konverters ein Phasenwinkel OLT zwischen dem Laststrom und dem Schalterstrom ausgewertet, um bei- spielsweise eine überresonante Regelung zu realisieren.

In Fig. 5 ist ferner ein beispielhafter Verlauf des Phasen- winkels ZELT zum Beispiel bei Nennlast in Abhängigkeit von der Frequenz (Kurve 507) zusammen mit den Spannungsübertra- gungsfunktionen in einem lastlosen Zustand (Zünden) und in einem Lastzustand (Nennlast) veranschaulicht. Es ist zu er- kennen, daß sich der Phasenwinkel OLT bis zu einem Errei- chen einer maximalen Leistungsübertragung stetig verklei- nert, während er in Richtung eines lastfreien Betriebs an- steigt. Dabei verändert sich die Last so, daß unterhalb von foPT die Nennlast oder eine noch größere Last (kleines Span- nungsübertragungsverhältnis ü) auftritt, und oberhalb von fopT eine kleinere Last (größeres Spannungsübertragungsver- hältnis ü) bis hin zur lastlosen Zündcharakteristik in Zu- ordnung zur Funktion des Phasenwinkels OLT 507 auftritt.

Zu einer Steuerung oder einer Regelung der Gasentladungs- lampenleistung kann daher beispielsweise dertüberresonante Bereich oberhalb von einer Frequenz fopt verwendet werden.

Hiernach ist es daher nicht notwendig, einen Maximalwert des Gasentladungslampenstroms zu erfassen, um die Steuerung bzw. um die Regelung des Konverters vorzunehmen. Es ist ausreichend, den Phasenwinkel ONT zwischen dem Schalter- und dem Laststrom abzutasten und auf einen Nominalwert ein- zustellen. Wird die Frequenz kleiner, so steigt die Wirk- leistungsübertragung bei einem überresonanten Betrieb bis zu ihrem Maximum bei der Resonanzfrequenz an.

Dies hat zur Folge, daß ein kapazitiver Anteil des Last- stroms abnimmt und der Gasentladungslampenstrom, welcher bei der gezündeten Gasentladungslampe (Brennbetrieb) nähe-

rungsweise in Phase mit der Lampenspannung fließt, näher an die Phase des Schalterstroms herankommt. Der Schalterstrom verkörpert während des Einschaltens etwa den Eingangsstrom des Piezotransformators 105, welcher sich über das Trans- formationsverhältnis auf die Last (Gasentladungslampe) und auf die Ausgangskapazität 10508 des Wandlers 105 verteilt.

Weiterhin ist in Fig. 5a eine Abhängigkeit der Ausgangs- leistungsübertragung von der Eingangsspannung bei einer konstanten Ausgangsimpedanz gezeigt. Die Leistung kann un- ter Nennlast durch Ansteigen der Eingangsspannung von einer minimalen Nenneingangsspannung 505'über eine höhere Ein- gangsspannung 503'bis zu einer Maximallastkennlinie 501' gesteigert werden. Darüber hinaus kann die Ausgangsleistung nicht mehr wesentlich erhöht werden, wobei dieses vom ver- wendeten Volumen des Piezotransformators abhängig ist. Ein kleineres Volumen erlaubt nur eine kleinere Maximallast. Es ist deshalb darauf zu achten, daß der Piezotransformator mindestens für eine um etwas größere Last als die'Nennlast ausgelegt wird, damit die Regelschaltung nach Fig. 8 über die Nennlast hinaus funktionstüchtig bleibt.

Der Verlauf des Phasenwipkels LT bei einer konstanten Fre- quenz ist noch einmal in Fig. 6 in Abhängigkeit von einer ! an der Gasentladungslampe anliegenden Eingangsspännung. Uin gezeigt. Bei einer steigenden Spannung Uin sinkt der Pha- senwinkel (DUT, da in diesem Fall mehr Wirkleistung an die Gasentladungslampe übertragen wird, siehe z. B. Fig. 5a, ü- berresonanter Betrieb. Dies hat zur Folge, daß der Wirkan- teil des Lampenstroms zunimmt. Anhand dieses Beispiels wird deutlich, daß Schwankungen der Eingangsspannung Uin sich auch in der Größe des Phasenwinkels (DLT wiederspiegeln.

Darüber hinaus können solche Schwankungen der Spannung Uin ausgeglichen werden, indem bei einer sinkenden Eingangs- spannung Uin bei der überresonanten Betriebsweise mehr Lei- stung an die Gasentladungslampe durch Frequenzabsenkung weitergegeben wird. Bei einer steigenden Eingangsspannung kann weniger Leistung an die Gasentladungslampe übertragen

werden, indem die Frequenz erhöht wird. Wird der Phasenwin- kel dabei etwa konstant gehalten, so bleibt auch die über- tragene Wirkleistung an der Last etwa konstant. Indem die Gasentladungslampe aufgrund ihres schwach negativen diffe- rentiellen ohmschen Widerstands die Ausgangsspannung nahezu konstant hält, ist durch die Einstellung eines in Abhängig- keit von der Eingangsspannung unterschiedlichen Übertra- gungsverhältnisses ü durch Frequenzänderung ein etwa kon- stanter Phasenwinkel OLT einstellbar. Dieser Phasenwinkel ist bei konstanter Ausgangsspannung aufgrund der Parallel- schaltung der etwa konstanten Kapazität 10508 und der Last 107 im Lastbetrieb ein Maß für die Größe des Laststroms, und somit für die Ausgangsleistung.

In Fig. 7 ist ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemä- ßen Resonanzkonverters für Niederdruckgasentladungslampen inklusive Schaltfrequenzsteuerung gezeigt. Da dieses Aus- führungsbeispiel auf dem in Fig. 3 dargestellten Ausfüh- rungsbeispiel basiert, werden im folgenden die Funktionali- täten mit gleichen Bezugszeichen nicht noch einmal be- schrieben.

Zusätzlich zu dem in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbei- spiel umfa#t das in Fig. 7 dargestellte Ausführungsbeispiel zunächst einen Eingangsgleichrichter 701 mit einem ersten Netzanschluß 70101 und einen zweiten Netzanschluß 70103.

Zwischen einem Ausgang 7015 und einem Eingang 7017 des Ein- gangsgleichrichters 701 ist eine Kapazität 703, die bei- spielsweise ein Ladekondensator sein kann, gekoppelt. Pa- rallel zu der Kapazität 703 ist ferner ein Ansteuerteil 705 zusammen mit einem Widerstand 70501 gekoppelt. Der Ausgang 7015 des Eingangsgleichrichters 701 ist ferner mit dem ers- ten Anschluß 2011 der Eingangsdrossel 201 gekoppelt. Das Ansteuerteil 705 weist ferner einen Steuerausgang 7051 auf, der gemäß der vorliegenden Erfindung mit dem Steuereingang 1035 des Schalters 103, der in diesem Ausführungsbeispiel den stromgesteuerten Leistungsschalter 1037 umfaßt, gekop- pelt ist. Das Ansteuerteil 705 weist ferner einen ersten

Eingang 7053 sowie einen zweiten Eingang 7055 auf. Der ers- te Eingang 7053 ist mit dem zweiten Eingang 1033 des Schal- ters gekoppelt. Zwischen dem ersten Eingang 7053 des An- steuerteils 705 und dem Eingang 7017 des Eingangsgleich- richters 701 ist ferner ein Sense-Widerstand 707 angeord- net. Zwischen der Last 107 und dem zweiten Anschluß 1057 des Wandlers 105 ist ein zweiter Sense-Widerstand 709 ange- ordnet. Der zweite Eingang 7055 des Ansteuerteils 705 ist zwischen die Last 107 und dem zweiten Sense-Widerstand 709 gekoppelt.

Das Ansteuerteil 705 weist ferner einen Stromversorgungs- eingang 7057 auf, der mit dem Eingang 7017 des Eingangs- gleichrichters 701 über eine Kapazität 70111, die bei- spielsweise als ein Blockkondensator ausgeführt sein kann, gekoppelt ist. Zwischen dem zweiten Anschluß 1053 des Wand- lers 105 und dem Stromversorgungseingang 1057 des Ansteuer- teils 705 ist eine erste Diode 70131 in Flußrichtung gekop- pelt. Zwischen dem Eingang 7017 des Eingangsgleichrichters 701 und dem ersten Anschluß 1051 des Eingangstors des Wand- lers 105 ist ferner eine Parallelschaltung, bestehend aus einer externen Kapazität 70151 sowie einer Diode 70171, die in Flußrichtung betrieben wird, gekoppelt. Im'folgenden wird die Funktionsweise des in Fig. 7 dargestellten Reso- nanzkonverters erklärt. Dabei wird jedoch nicht noch einmal auf der Funktionalitäten eingegangen, die anhand des in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiels bereits disku- tiert worden sind.

Die Aufgabe des Ansteuerteils 705 besteht darin, den in Fig. 7 mit einem Pfeil gekennzeichneten Schalterstrom Is sowie dem Laststrom IL geeignet zu erfassen, um eine Pha- sendifferenz zwischen den beiden Strömen zu bestimmen, und so an dem Steuerausgang 7051 ein Steuersignal zum Steuern der Schaltfrequenz des Schalters 103 auszugeben. Dazu wird zunächst eine von dem Schalterstrom Is abhängige Größe er- zeugt, die an dem ersten Eingang 7053 des Ansteuerteils 705 anlegbar ist. In diesem Ausführungsbeispiel wird der Schal-

terstrom Is an dem ersten Sense-Widerstand 707 in eine Spannung umgewandelt, die an dem ersten Eingang 7053 an- liegt. An dieser Stelle sei jedoch darauf hingewiesen, daß die von dem Schalterstrom abhängige Größe mit Hilfe einer beliebigen Funktionalität generiert werden kann, beispiels- weise durch einen Stromspiegel oder durch eine stromgesteu- erte Spannungsquelle.

Ausgangsseitig treibt der Piezotransformator 105 mit einem Spannungsübertragungsverhältnis ü eine Gasentladungslampe mit dem Lastwiderstand 107, durch den der Laststrom IL fließt. Zum Erfassen einer von dem Laststrom IL abhängigen Größe wird in dem in Fig. 7 gezeigten Ausführungsbeispiel ein zweiter Sense-Widerstand 709 verwendet, so daß der Laststrom IL über dem Widerstand 709 eine Spannung erzeugt, die an dem zweiten Eingang 7055 des Ansteuerteils 705 an- liegt. Auf der Basis dieser beiden Spannungen wird in dem Ansteuerteil 705 zunächst die Phasendifferenz zwischen dem Schalterstrom Is und dem Laststrom IL bestimmt, und es wird, wie es bereits oben beschrieben worden ist, ein Steu- ersignal ausgegeben, das die Schaltfrequenz des Schalters 103 steuert.

Der Widerstand 70501 liefert eine Startversorgung des An- t steuerteils 705. Die Stromversorgung des Ansteuerteils 701 wird über einen primärseitigen Anschluß des piezoelektri- schen Transformators 105 über eine Pumpschaltung mit den Dioden 70131 und 70171, sowie über die externe Kapazität 70151 realisiert, während die Kapazität 70111 (Blockkonden- sator) die Versorgungsspannung des Ansteuerteils 701 glät- tet. Somit enthält ein einfaches Energieversorgungsgerät gemäß der vorliegenden Erfindung ohne besondere Anforderun- gen an eine elektromagnetische Verträglichkeit und ohne weitere Optionen für Dimmen oder Leistungsfaktorkorrektur nur noch drei Kapazitäten 703,70111 und 70151, die bei- spielsweise als Kondensatoren ausgeführt werden, einen Ein- gangsgleichrichter 701 (Netzgleichrichter), eine Eingangs- drossel 201, einen Piezotransformator 105, beispielsweise

einen schnellen IGBT 1037 mit einer Reversdiode 1039, ein möglicherweise integriertes Ansteuerteil 705, zwei Dioden 70131 und 70171 sowie einige Kleinstwiderstände.

Das somit erhaltene Vorschaltgerät läßt sich damit in kom- pakter Bauweise auf kleinstem Raum unterbringen, wobei bei- spielsweise eine Bauhöhe von 10 mm leicht erreichbar ist. Für die Eingangsdrossel 201 (Drosselinduktivität) ist bei- spielsweise eine Baugröße EF 13 bis zu einer Leistung von 18 Watt ausreichend. Für den piezoelektrischen Transforma- tor 105 kann beispielsweise eine zylinderförmige Ausführung bei einer Höhe von 9 mm und einem Durchmesser von 20 mm e- benfalls für 18 Watt als genügend angesehen werden. Der Transistor 1037, beispielsweise als Fieldstop-IGBT ausge- führt, kann in einem kleinen SOT-Gehäuse untergebracht wer- den, und der Ansteuer-IC (IC ; IC = Integrated Circuit) für die Ansteuerschaltung 705 läßt sich in einem 8-poligen Standardgehäuse verpacken. Eine Komplettintegration von der Reversdiode 1039, beispielsweise einem Fieldstop-IGBT 1037 sowie einem Ansteuer-IC, ist in einem 8-poligen Gehäuse als eine Multi-Chip-Lösung ebenfalls kostengünstig realisier- bar.

In Fig. 8 ist ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Steuereinrichtung 109 zusammen mit dem Schalter 103 sowie dem Lastwiderstand 107 dargestellt.

Die Steuereinrichtung 109 umfaßt zunächst eine Einrichtung 801 zum Erfassen einer von dem Schalterstrom Is abhängigen Größe, eine Einrichtung 803 zum Erfassen einer von dem Laststrom IL abhängigen Größe sowie eine Phasenregelschlei- fe 805. Die Phasenregelschleife 805 umfaßt in diesem Aus- führungsbeispiel eine Einrichtung 807 zum Ermitteln der Phasenverschiebung zwischen Schalterstrom und Laststrom aus den von der Einrichtung 801 und von der Einrichtung 803 er- faßten Größen. Die Einrichtung 807 weist einen ersten Ein- gang 8071, einen zweiten Eingang 8073 sowie einen Ausgang 8075 auf. Der Ausgang 8075 der Einrichtung 807 ist über ei-

nen Widerstand 8091 und eine Kapazität 8093 mit einem Refe- renzpotential, beispielsweise Masse, gekoppelt.

Die Einrichtung 805 weist ferner einen spannungsgesteuerten Oszillator 811 (VCO ; VCO = Voltage Controlled Oscillator) sowie einen Gate-Treiber 813 auf. Ein Eingang 81101 des VCO 811 ist zwischen dem Widerstand 8091 und der Kapazität 8093 gekoppelt. Ein Ausgang 81103 des VCO ist mit einem Eingang des Gate-Treibers 813 gekoppelt, dessen Ausgang mit dem Steuereingang 1035 des Schalters 103 gekoppelt ist. Die Einrichtung 801 weist in diesem Ausführungsbeispiel einen Komparator 8011 auf mit einem ersten Eingang 80111, einem zweiten Eingang 80112 sowie einem Ausgang 80113 auf. Der erste Eingang 80111 des Komparators 8011 ist mit dem zwei- ten Eingang 1033 des Schalters 103 gekoppelt. Der zweite Eingang 80112 ist mit dem Ausgang 80131 einer Referenzquel- le 8013 gekoppelt. Der Ausgang 80113 des Komparators 8011 ist mit dem ersten Eingang 8071 der Einrichtung 107 gekop- pelt. Die Einrichtung 803 umfaßt einen Komparator'8031 mit einem ersten Eingang 80311 und einem zweiten Eingang 80312 sowie einem Ausgang 80313. Der erste Eingang 80311 des Kom- parators 80131 ist zwischen den Widerständen 107 und 709 gekoppelt. Der zweite Eingang 80312 des Komparators 8031 ist mit dem Ausgang 8031 der Referenzquelle 8013 gekoppelt. Der Ausgang 80313 des Komparators 8031 ist ferner mit dem zweiten Eingang 8073 der Einrichtung 807 gekoppelt.

Im folgenden wird die Funktionsweise des in dem in Fig. 8 gezeigten Ausführungsbeispiels erläutert.

In dem in Fig. 8 dargestellten Ausführungsbeispiel wird der Schalterstrom an dem Sense-Widerstand 707 in eine Spannung umgewandelt, die an dem ersten Eingang 80111 des Kompara- tors 8011 anliegt. An dem zweiten Eingang 80112 des Kompa- rators 8011 liegt ein Referenzsignal an, das von der Refe- renzquelle 8013 geliefert wird. Der Komparator 8011 tastet somit die Nulldurchgänge des Schalterstroms Is durch einen Vergleich zwischen der an dem Sense-Widerstand 707 abfal-

lenden Spannung und dem Referenzsignal nahe Null ab. An dem Ausgang 80113 des Komparators 8011 wird somit ein Ausgangs- signal ausgegeben, dessen momentane Phase aus dem Vergleich zwischen den an den Eingängen 80111 und 80112 anliegenden Signale resultiert und das in diesem Ausführungsbeispiel eine von dem Schalterstrom Is abhängige Größe repräsen- tiert. Eine dazu symmetrische Anordnung befindet sich auf der Lastseite. An dem Sense-Widerstand 709 wird der Last- strom IL in eine Spannung umgewandelt, die an dem ersten Eingang 80311 anliegt. An dem zweiten Eingang 80312 liegt ebenfalls das Referenzsignal 80131 an, das von der Refe- renzquelle 8013 geliefert wird. Durch einen Vergleich mit dem Referenzsignal nahe Null wird der Laststrom über den Sense-Widerstand 709 abgetastet und der Komparator 8031 gibt an seinem Ausgang 80313 ein Ausgangssignal aus, das eine von dem Schalterstrom IL abhängige Größe repräsen- tiert. In diesem Ausführungsbeispiel sind die beiden zwei- ten Eingänge 80112 und 80312 mit demselben Ausgang 80131 der Referenzquelle 8013 gekoppelt. Diese Referenzqüelle ist in diesem Ausführungsbeispiel als eine Gleichspannungsquel- le ausgeführt. An dieser Stelle sei angemerkt, daß die Re- ferenzquelle 8013 eine beliebige Quelle sein wie z. B. eine Wechselspannungsquele, oder eine andere Anordnung wie beispielsweise eine strom-oder spannungsgesteuerte Span- nungsquelle, die ein vorbestimmtes z. B. zeitabhängiges Re- ferenzsignal liefert.

In dem in Fig. 8 dargestellten Ausführungsbeispiel werden der Schalterstrom und der Laststrom an den beiden Sense- Widerständen 707 und 709 abgetastet. An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, daß wie der Schalterstrom auch der Laststrom mit Hilfe einer beliebigen Funktionalität abge- tastet werden kann, wie z. B. einem Stromspiegel mit einem Widerstand als Last oder auch einer stromgesteuerten Span- nungsquelle, oder durch eine gesonderte Last-oder Schal- terstromproportionale Signalquelle, z. B. als Anzapfung des Übertragers 105 (Piezo-Trafo) in Fig. 7.

Die Einrichtung 807 dient zum Ermitteln der Phasenverschie- bung zwischen dem Schalterstrom und dem Laststrom aus den erfaßten Größen, die an den beiden Eingängen 8071 und 8073 anliegen. In diesem Ausführungsbeispiel ist die Einrichtung 807 als ein Phasendetektor ausgeführt, der ein Teil der Phasenregelschleife 805 ist. Das von dem Phasendetektor 807 ermittelte Phasendifferenzsignal, das ferner bezüglich sei- ner Frequenzabhängigkeit davon abhängt, ob ein überresonan- ter oder ob ein unterresonanter Betrieb herrscht, wird durch die Integratoreinrichtung 809, in diesem Ausführungs- beispiel als ein Filter ausgeführt, bestehend aus einem Wi- derstand und einem Kondensator, aufintegriert. Das Filter- ausgangssignal liegt an dem Eingang 81101 des VCO 811 an, der ausgehend von dem Filterausgangssignal eine geeignete Frequenz f und einen dazugehörigen Duty-Cycle Df erzeugt.

Dieses Ausgangssignal wird an den Steuereingang 8035 der Schalter 103 weitergeleitet. An dieser Stelle sei ange- merkt, daß die Integratoreinrichtung 809, die in diesem Beispiel besonders kostengünstig ausgeführt ist, auch in anderer Weise implementiert sein kann, wie beispielsweise durch einen geeignet verschalteten Operationsverstärker, oder eine andere zeitverzögernde Schaltung.

Bei diesem Ausführungsbeispiel umfaßt der Schalter 103 ei- ! nen spannungsgesteuerten Leistungsschalter 1s037. Das Aus- gangssignal des VCO 813 wird dem Gate-Treiber 813 zuge- führt, dessen Ausgangssignal auf ein Gate von beispielswei- se einem Fieldstop-IGBT oder einem MOSFET als mögliche Aus- führungsformen des spannungsgesteuerten Leistungsschalters weitergegeben wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Einrichtung 807 als ein Phasendetektor zum Ermitteln der Phasendifferenz und zum Erzeugen eines Differenzsignals ausgeführt. Dies hat den Vorteil, daß zum Steuern des Schalters 103 die Phasenregelschleife 805 verwendet werden kann, die sich kostengünstig realisieren läßt.

Die Regelung nach Fig. 8 funktioniert wie folgt : Wenn sich die Ausgangslast vergrößert (kleinerer ohmscher Wider-

stand), so wird sich nach Fig. 5 ein kleineres Übertra- gungsverhältnis einstellen. Gleichzeitig verkleinert sich dabei aber im überresonanten Fall der Phasenwinkel +ST, so daß die Spannung Up, die am Ausgang der Einrichtung 809 ausgegeben wird, ansteigt. Über den VCO 811 wird zeitverzö- gert durch das Filter 809 eine größere Frequenz an dem Gate des beispielsweise Fieldstop-IGBT 1037 eingestellt, welche eine Reduzierung der übertragenen Leistung bewirkt. Damit gelangt man auf den überresonanten Kennlinie nach Fig. 5 zu einem kleineren Übertragungsverhältnis ü. Da jedoch die Ausgangslast, wenn es sich um eine Gasentladungslampe (Leuchtstofflampe) handelt, einen negativen differentiellen Widerstand besitzt, erhöht sich die Ausgangsspannung, und der Lampenstrom sinkt überproportional ab. Somit gelangt man auf eine Übertragungskennlinie oberhalb der bisherigen Kennlinie nach Fig. 5, so daß durch die Veränderung der Ausgangsimpedanz wieder ein größerer Phasenwinkel PLT einge- stellt wird, wie es in Fig. 5 ebenfalls gezeigt ist (ge- punktete Kennlinie 507). Wenn sich der Phasenwinkel erhöht, so wird auch die Phasendifferenzspannung Up wieder absin- ken, und die Regelung kommt zu einem statischen Endwert.

Gleiches gilt für Änderungen der Eingangsspannung' Wenn die Eingangsspannung des Konverters ansteigt, so verkleinert sich der Phasenwinkel LT nach Fig. 6. Damit Wird nach Fig. 5a eine größere Ausgangsleistung übertragen. Die Phasendif- ferenzspannung Up steigt dadurch wieder an und erhöht zeit- verzögert über die Einrichtung 809 die Frequenz f, so daß sich entsprechend Fig. 5a die übertragene Leistung redu- ziert. Dieses hat wiederum einen Anstieg des Phasenwinkels ÇLT zur Folge, so daß die Regelung zum Stillstand kommt.

Gelangt die Regelung aus irgendeinem Grund in den unterre- sonanten Betrieb (Fig. 5, Fig. 5a), so würde sie nicht mehr funktionieren. Der VCO 811 verfügt deshalb gegebenenfalls über eine nicht gezeigte Einrichtung, um die angelege Fre- quenz zum Zeitpunkt des Zündens zu speichern. Bei einer er- findungsgemäßen Ausführung des Piezotransformators 105 be-

findet sich die Zündfrequenz im überresonanten Zweig der Lastkurve in Fig. 3a. Diese Zündfrequenz wird dann zielge- mäß während der Regelung unter Last nicht, oder nur um ei- nen durch die Parameter des Piezotransformators 105 defi- nierten Betrag unterschritten, so daß auch eine überpropor- tionale Änderung der Phasenspannung Up zu kleineren Werten keine Frequenzabsenkung in den unterresonanten Betrieb zu- läßt. Hierzu kann der VCO 811 weiterhin über eine nicht ge- zeigte Einrichtung zur Sicherstellung einer minimalen, un- teren Grenzfrequenz im Lastbetrieb verfügen, welche dieses Verhalten sicherstellt.

Wie bereits erwähnt, zeichnet sich der VCO 811 ferner durch einen Duty-Cycle Df aus, der einstellbar ist. Um die Funk- tionsweise des Oszillators 811 zu erklären, wird erneut zu Fig. 4 zurückgekehrt. Der erfindungsgemäße Verstärker der Klasse E wird so betrieben, daß der Schalter nach Nullwer- den der Schalterspannung, gegebenenfalls zeitverzögert, eingeschaltet wird. Dabei ergeben sich Einschaltzeiten von typischerweise DE = 0, 25... 0,45, um eine optimale Begren- zung der Schalterspannung zu erreichen. Diese Einschaltzei- ten werden erfindungsgemäß von dem spannungsgesteuerten Os- zillator 811 geliefert, Fund zwar derart, daß der Strom im Schalter während der Einschaltzeit nur ansteigend verläuft, wie es in Fig. 4 durch den Verlauf von Is in einem durch ton markierten Intervall verdeutlicht ist. Der VCO 811 ist da- her so ausgeführt, daß er einen hierzu notwendigen Duty- Cycle Df liefert. Dies kann beispielsweise durch eine in Fig. 8 nicht eingezeichnete Einrichtung zum Einstellen ei- nes vorbestimmten Tastverhältnisses des Ausgangssignals des Oszillators 811 realisiert werden.

Aus den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen ge- mäß der vorliegenden Erfindung wird deutlich, daß die Ver- besserungen gegenüber dem Stand der Technik bedeuten, daß ein resonanter Wechselrichter, bestehend aus einem selbst- oder einem fremderregten Verstärker der Klasse E, mit einer auf Resonanzfrequenz abgestimmter Betriebsweise bei einer

hohen Frequenz unter Verwendung eines elektromechanischen Energiewandlers mit hoher Lastkreisgüte, einen hohen Wir- kungsgrad sowie eine begrenzte Laständerung und eine be- grenzte Eingangsspannungsschwankung zuläßt, indem ein dyna- misch schneller Schalter mit mindestens etwa dreifacher Sperrspannung gegenüber der maximalen Eingangsgleichspan- nung verwendet wird. Da nur ein Schalter und eine relativ einfache Ansteuerschaltung erforderlich sind, läßt sich die Schaltung als eine Ein-Chip-Lösung (z. B. in einer SMART- POWER-Technologie) realisieren, oder in bekannter kosten- günstiger Multi-Chip-Ausführung ohne eine Notwendigkeit ei- ner brückenfähigen Hochvolt-Technologie für die Ansteuer- schaltung. Unter Verwendung von beispielsweise üblichen Hochvoltleistungsschaltern (z. B. Fieldstop-IGBT bis 1700V, Cool-MOS bis 800V) ist ein Betrieb an gleichgerichteter Netzspannung möglich. Die benötigte Ansteuerschaltung ar- beitet insbesondere bei Verwendung von MOS-Transistoren o- der schnellen IGBT wegen des kapazitiven Gateverhaltens sehr verlustarm, ebenso der Schalter und der elektromecha- nische Wandler. Durch die Verwendung von MOS-Schaltern oder auch schnellen IGBT ist eine hohe Schaltgeschwindigkeit er- zielbar. Wegen daraus resultierender möglicher Frequenzer- höhung bis etwa 200 kHz öder auch mehr verkleinern sich die kapazitiven und die induktiven Bauelemente der Gesamtanord- nung, wie beispielsweise die Eingangsdrossel. Eine Reso- nanzinduktivität ist somit nicht mehr erforderlich, ebenso- wenig wie eine High-Side-Treibereinrichtung, was für ver- gleichbare Halbbrückenlösungen mit schmalbandigen Energie- wandlern nicht, oder nur unter Einschränkungen bezüglich der Ansteuergenauigkeit, gegeben ist. Außerdem sind im Lastkreis keine reaktiven Bauelemente (Kondensatoren, In- duktivitäten) erforderlich und werden vollständig durch den piezoelektrischen Transformator ersetzt.

Gegenüber einer aufwendigen Auswertung des Laststromes zur Einstellung der Nennleistung nach Schrift (3) ist für die gewählte Klasse-E-Schaltung nur ein Phasenvergleich zwi- schen den Nulldurchgängen von Laststrom und Schalterstrom

erforderlich, um die Nennleistung einzustellen. Dadurch vereinfacht sich die Regelschaltung und läßt sich als Ana- logschaltung auf einer kleineren Chipfläche integrieren als wenn aufwendige Auswerteschaltungen für die Amplitude des Laststroms verwendet würden, oder diese Auswertung durch kostenintensive Brückentreiber-Ics vorgenommen wird.

Das inverse Spannungsübertragungsverhältnis 1/ü (Eingangs- spannung/Ausgangsspannung) des elektromechanischen Wandlers wird bezüglich einer Sinusübertragung bei Resonanzfrequenz in Anpassung an typische Netzanwendungen für Entladungslam- pen (z. B. Niederdrucklampen) erfindungsgemäß mit 1,5 : 1 bis 5 : 1 gewählt. Dabei kann die Eingangsnetzspannung zwischen 80 und beispielsweise 260 Volt Wechselspannung betragen.

Aus dem elektrischen Filterverhalten des elektronmechani- schen Wandlers (z. B. piezoelektrischer Transformator) er- gibt sich dann eine Lastspannung (Brennspannung) im typi- schen Bereich der Niederdruckentladungslampen von z. B. 50 bis 160 V. Bei anderen Übersetzungsverhältnissen'wäre in dieser Schaltungstopologie eine Lastenanpassung mit optima- ler Schalterspannungsbegrenzung für die beschriebenen Netz- anwendungen nicht erreichbar, weshalb das richtig dimensio- nierte Übersetzungsverhältnis im Nennlastbetrieb ein we- sentlicher Grundgedanke der erfindungsgemäßen Lösung ist.

Weiterhin ist die Eingangskapazität des elektromechanischen Wandlers so zu wählen, daß neben dem parallel zu dem Wand- lereingang geschalteten Halbleiterschalter keine weitere Parallelkapazität benötigt wird. Der Wert dieser Eingangs- kapazität wird bei einer Frequenz von typischerweise 100 kHz und einer Leistung von 10 bis 20 Watt je nach Eingangs- spannung zwischen 100 pF und 1 nF betragen. Bei kleiner Eingangsspannung (80 bis 160 V Wechselspannung) ist der Wert der Kapazität etwa 500 pF bis 1 nF zu wählen, bei ei- ner großen Eingangsspannung (160 bis 260 V Wechselspannung) ist dieser Wert etwa mit 100 pF bis 500 pF zu wählen.

Die parallel hierzu wirkende Kapazität des Schalters liegt dabei in einer Größenordnung von weniger als 200 pF. Für andere Leistungsbereiche verschiebt sich der Wert der Ein- gangskapazität nach oben (größere Leistung) oder auch nach unten (kleinere Leistung). Eine solche Anpassung ist durch eine Konstruktion eines piezoelektrischen Transformators möglich. Bevorzugt wird hierbei ein zirkular oder auch ein lateral schwingender piezoelektrischer Transformator einge- setzt. Hingegen ist ein piezoelektrischer Transformator, der auf der Basis einer Dickenschwingung arbeitet, oder ein Rosen-Typ-Transformator weniger für diese Anwendung geeig- net, da diese ein entsprechendes Abtransformationsverhält- nis in dem vorgegebenen Leistungsbereich und der geforder- ten Eingangskapazität nicht bei einem ausreichenden Wir- kungsgrad zulassen. An dieser Stelle sei jedoch darauf hin- gewiesen, daß auch diese beiden Typen von Piezotransforma- toren erfindungsgemäß eingesetzt werden können.

Außerdem hilft der negative differentielle Widerstand einer Gasentladungslampe im Brennbetrieb, die Nullspannungsschal- tung der Klasse E zu stabilisieren, und ist als Last in Verbindung mit einem schmalbandigen elektromechanischen Wandler hierzu besser geeignet als ein konstanter ohmscher Widerstand. Dazu wird der piezoelektrische Transformator so ausgelegt, daß seine Spannungsübertragungsfunktion eine ausreichende Bandbreite besitzt, die, wie es bereits er- wähnt worden ist, bezüglich der Frequenz etwa einer Gauß'schen Funktion folgt, und so breit gewählt wird, daß bei einer Abweichung von der Resonanzfrequenz eine Verklei- nerung des Spannungsübertragungsverhältnisses ü auftritt, dem das Ansteigen der Spannung an der Gasentladungslampe entgegenwirkt. Dadurch läßt sich eine Steuerung oder Rege- lung für Gasentladungslampen über eine Erfassung des Lam- penstroms technisch zuverlässig bESdz7implementiewemn die Frequenzbandbreite bis zum Abfall auf eine halbe Leistung wenigstens etwa 5 bis 10 % der Nennfrequenz beträgt. In diesem Bereich, und durch die Wirkung der Ausgangskapazität bei einer steigenden Lampenspannung, ändert sich das Ver-

halten der Klasse-E-Schaltung bezüglich der Nullspannungs- schaltung und der Schalterstrombelastung kaum, so daß keine wesentlichen Änderungen bezüglich des Schaltermaximal- stroms, des Schalterreversstroms und der Schaltermaximal- spannung bei etwa konstanter relativer Einschaltzeit auf- treten. Dieses ist dadurch bedingt, daß die Ausgangskapazi- tät des piezoelektrischen Transformators groß genug ist (z. B. einige Nanofarad), um auch im belastungsfreien Zu- stand genügend Blindleistung aufzunehmen, und an den Ein- gang resonant zurückzuspeisen, wenn die Wirklast gegenüber ihrem Nennwert kleiner wird.

Der Klasse-E-Konverter reagiert auf eine verstärkt kapazi- tive oder eine weniger ohmsche Ausgangsbelastung mit einer Erhöhung des Blindstromanteils, ohne daß die Nullspannungs- bedingung verletzt wird. Hierbei wirkt sich die inhärente Ausgangskapazität des piezoelektrischen Transformators in diesem Sinne stabilisierend aus. Somit kehrt die Schalter- spannung weiterhin auf Null zurück, auch wenn die Gasentla- dungslampe wieder verloschen oder entfernt worden ist. Da- mit erhöht sich lediglich der Reversstromanteil in dem Schalter. Für den Fall, daß keine Wirkleistung mehr an die Last übertragen wird, ist der maximale Reversstrom gleich dem maximalen Einschaltstrom des Schalters (Zündbetrieb).

Somit kann eine Detektion von End-Of-Life-Effekten oder Lastkreisunterbrechung durch ein Abtasten des Reversstroms in dem Schalter erfolgen, ohne daß die Lampenspannung über- wacht werden muß. Allerdings ändert sich die optimale rela- tive Einschaltzeit mit der Frequenz und muß bei größeren Frequenzänderungen innerhalb der Bandbreite nachgeführt werden. Solches ist für eine Festpunktlast innerhalb einer PLL-Regelung jedoch seltener oder gar nicht erforderlich und wird nur bei einer Leistungsstellung in einem größeren Bereich anzuwenden sein, oder wenn ein Zündbetrieb mit Vor- heizen der Gasentladungslampe vorgesehen ist. Wegen der stärkeren Verluste während des Vorheizens im piezoelektri- schen Transformator ist ein vorheizungsfreier Instant-Start für diese Lösung jedoch zu bevorzugen.

Bei einer Schwankung der Eingangsspannung ändert sich das Transformationsverhältnis des elektromechanischen Wandlers wenig, so daß sich die Leistung etwa mit dem Quadrat der Eingangsspannung ändert. Wird die Eingangsgleichspannung des Konverters kleiner, so sinken der Wirkstrom und der Blindstrom in dem Lastkreis entsprechend ab, und der Schal- terreversstrom nimmt ab. Wenn die Sperrspannungsreserve des Schalters groß ist, kann die Eingangskapazität des piezo- elektrischen Transformators verkleinert werden, um ein Nullspannungsschalten (ZVS) bis zu kleineren Eingangsspan- nungen zu erreichen. Ist die Sperrspannungsreserve des Schalters hingegen klein, so darf die Eingangsspannung nicht unter einen bestimmten Minimalwert sinken. Dieser Wert ist wegen der ausreichend großen Ausgangskapazität ei- nes piezoelektrischen Transformators bei sinkender ohmscher Belastung aber klein genug, um die üblichen Spannungs- schwankungen der Netze auszugleichen und um zusätzlich eine größere Spannungsschwankung an dem Eingangsladekondensator zuzulassen. Wird die Last entfernt oder ist die lastseitige Gasentladungslampe ungezündet, so bewirkt die konstante o- der geringfügig ansteigende kapazitive Ausgangslast des piezoelektrischen Transformators einerseits eine Aufrecht- erhaltung des Nullspannungsschaltens, indem der steigende Blindstromanteil den fehlenden Laststromanteil kompensiert.

Andererseits wird die Schaltermaximalspannung jedoch nicht wesentlich größer, da der effektive Eingangsstrom abnimmt und von einem kleineren Anteil des Laststroms kompensiert werden muß, wobei auch die gesamte relative Einschaltzeit konstant bleibt.

Wird die ohmsche Belastung größer, so sinkt der Blindstrom- anteil auf kleinere Werte, so daß die Schaltermaximalspan- nung auch in diesem Fall nicht überschritten wird. Bei ei- nen zu großen ohmschen Last würde das Nullspannungsverhal- ten nicht mehr erreicht, weil die Übertragungskennlinie des piezoelektrischen Wandlers nur eine begrenzte Leistungs- übertragung (Maximallast) zulässt. Eine Lasterhöhung stößt

auf die gleiche Begrenzung bei der Leistungsübertragung wie eine Eingangsspannungserhöhung nach Fig. 5a. Somit wird die zusätzlich aufgenommene Leistung an dem Schalter in Wärme umgesetzt, wenn bei einer Spannung größer als null einge- schaltet werden muß. Damit wird die Schaltermaximalspannung ebenfalls nicht überschritten, indem die übertragene Leis- tung nicht mehr erhöht wird. Für den Fall, daß eine zu gro- ße Last verwendet wird, kann diese durch eine Detektion der Spannungsrückkehr an dem Schalter erkannt werden, so daß eine Überlastung des Schalters vermieden werden kann, indem der Konverter abgeschaltet wird. Somit kann man als Schal- ter ein Bauelement einsetzen, dessen erlaubte Maximalspan- nung in keinem möglichen Betriebszustand einer Gasentla- dungslampe mit elektromechanischem Wandler (piezoelektri- scher Transformator) überschritten wird. Deshalb ist auch ein nicht-avalanchefester Schalter (MOSFET oder IGBT) für diese Anwendung gut geeignet, da sich die an den Eingang zurückwirkende Ausgangskapazität des Wandlers bei sinkender ohmscher Last kompensierend auswirkt, und eine maximal ü- bertragbare Leistung nicht überschritten werden kann. Diese Eigenschaften sind durch den Einsatz von erfindungsgemäß dimensionierten piezoelektrischen Transformatoren meist ge- geben.

Durch den Einsatz nicht-avalanchefester Bauelemente, insbe- sondere Fieldstop-IGBT als Schalter, wird die vorliegende Anwendung kostengünstiger, indem kein Schutzelement gegen Überspannungen an dem Schalter eingesetzt werden muß, da der Ausgangskreis den Schutz des Schalters durch seine e- lektromechanischen und damit elektrischen Eigenschaften be- reits gewährleistet.

Wie es bereits erwähnt worden ist, kann man zu einer Steue- rung und Regelung eines so aufgebauten Konverters den Pha- senwinkel zwischen Laststrom und Schalterstrom auswerten.

Der Schalterstrom wird nur durch den Gleichanteil der Ein- gangsdrossel überlagert, welche die Phasenverschiebung um einen festen Betrag verändert, und deshalb nicht oder nur

wenig von der Leistung oder Eingangsspannung abhängig ist.

Wird die Eingangsdrossel des Konverters so klein gewählt, daß der Drosselstrom auf Null abklingen oder kleiner als Null werden kann, so kann man den Anteil des überlagerten Gleichstroms von Seiten der Drossel deutlich reduzieren o- der fast zu Null machen, weil dann der Drosselstrom typi- scherweise in dem Moment des Einschaltens des Schalters et- wa einen Nulldurchgang erreicht. Auch wenn die Eingangs- drossel größer gewählt wird, ist eine Phasendetektion zur Leistungsregelung möglich und muß nur wenig an den jeweili- gen Wert der Eingangsdrossel angepaßt werden, da der effek- tive Eingangsstrom in dieser Anwendung wesentlich kleiner als der Laststrom ist.

Auch die Schwankung der Eingangsspannung läßt sich über die Phasendetektion und eine entsprechende Frequenzveränderung ausgleichen, da der kapazitive Anteil des Ausgangsstroms im Wandler ansteigt, wenn aufgrund sinkender Eingangsspannung die Wirkleistung kleiner wird.

Wenn eine zu kleine Eingangsspannung anliegt, wird das zielgemäße Transformationsverhältnis bei Nennfrequenz nicht erreicht, wenn die Lastimpedanz aufgrund des negativen dif- ferentiellen Widerstands einer Gasentladungslampe zu groß wird. Der elektromechanische Wandler hat in'der'Regel die Eigenschaft, bei einer kleiner werdenden Eingangsspannung eine mit dieser quadratisch abnehmende Leistung zu übertra- gen.

Wenn andererseits die ohmsche Ausgangsimpedanz größer wird, kann der Wandler nur mit einer Erhöhung der Ausgangsspan- nung reagieren, selbst wenn eine kleine Eingangsspannung anliegt. Dadurch verschiebt sich das Transformationsver- hältnis zu größeren Werten hin und die wandlerinternen Ver- luste nehmen geringfügig zu. Gleichzeitig wird aber die in- härente Ausgangskapazität des Wandlers mit einer größeren Spannung beaufschlagt, wodurch der kapazitive Stromanteil zunimmt und der ohmsche Stromanteil abnimmt. Die Vergröße-

rung des Transformationsverhältnisses kann durch ein Design des elektromechanischen Wandlers so eingestellt werden, daß die Ausgangsspannung von Maximallast (minimal möglicher Lastwiderstand) zu kleineren Lasten hin (größerer Lastwi- derstand) so zunimmt, daß der resultierende Ersatzwider- stand bezüglich des Eingangs etwa konstant bleibt oder sich wenig ändert.

Dadurch kann der Klasse-E-Konverter bei veränderlicher Last in einem weiten Eingangsspannungsbereich betrieben werden, ohne daß die Nullspannungsbedingung verletzt wird und indem die übertragene Leistung nur durch kleine Frequenzänderun- gen variiert werden kann. Es ist demzufolge auch möglich, den Phasenwinkel zwischen Last-und Schalterstrom etwa kon- stant zu halten und dadurch sowohl Änderungen der Eingangs- spannung als auch Änderungen der Ausgangslast bei Einhal- tung der ZVS-Bedingung auszugleichen. Diese Möglichkeit ist bei einem Übertrager mit konstanten Parametern, insbesonde- re mit konstantem Übersetzungsverhältnis, nicht'in einem derart weiten Bereich von Last-und Eingangsspannungsände- rung gegeben.

Die Größe der Eingangsdrossel kann ferner benutzt werden, um die Leistung in gewissen Grenzen bei einer vorgegebenen Frequenz einzustellen. Wird die Eingangsdrossel größer ge- macht, so steigt die Übertragungsleistung an, indem bei gleicher Frequenz wegen der elektrischen Charakteristik des Klasse-E-Konverters die effektive gespeicherte Energie in der Eingangsdrossel zunimmt, welche an den Lastkreis wei- tergegeben wird. Die Einstellung der Leistung über die Ein- gangsdrossel ist jedoch wegen der begrenzten Bandbreite des elektromechanischen Wandlers nur in kleineren Grenzen mög- lich und wird innerhalb der üblichen Toleranzen induktiver Bauelemente unwesentlich die Gesamtleistung beeinflussen.

Andererseits kann der Abgleich der Eingangsdrossel zur Jus- tierung des Arbeitspunktes verwendet werden, falls ein an- derer Abgleich nicht erfolgen soll. Ein Vorteil der endli- chen Ausführung der Eingangsdrossel ist somit die Möglich-

keit zum Abgleich der Lampenleistung. Wird die Eingangs- drossel zu groß ausgeführt, kann sie zwar eine verbesserte Glättung der Stromoberwellen zum Netz bewirken (Störspan- nung), verursacht aber auch eine notwendige Anpassung der Eingangskapazität des Wandlers zu kleineren Werten bei ei- ner Leistungserhöhung und bei einem gleichbleibenden Trans- formationsverhältnis oder zu einem kleineren Abwärtstrans- formationsverhältnis und gleichbleibender oder größerer Eingangskapazität des Wandlers.

Für das typische Abwärtstransformationsverhältnis von 1,5 : 1 bis 5 : 1 in einem Nennlastbetrieb und bei den übrigen ge- nannten elektrischen Daten sind die zu einer typischen Er- findungsausführung erforderlichen Werte für die Eingangs- drossel bei einer typischen Frequenz von 100 kHz zwischen 3 mH und 20 mH zu wählen.

Zur Einstellung der jeweils gewünschten Nennleistung wird zeitlich nach der Detektion des Zündens eine PLL- Regelschleife in Betrieb gesetzt, in welcher die Nulldurch- gänge von Schalter-und Laststrom abgetastet und auf einen Phasendetektor weitergegeben werden. Weiterhin wird diese Phasendifferenz auf ein, Filter geleitet, welches eine ge- glättete Ausgangsspannung erzeugt. Diese wird auf einen ge- eigneten VCO (spannungsgesteuerten Oszillator) aufgeschal- tet, welcher auf einen Sollwert abgeglichen sein soll (Sollwertvergleich) und eine geeignete Verstärkung auf- weist. Das Ausgangssignal des VCO wird als Frequenzsignal mit zugehörigen erfindungsgemäßen Duty-Cycle (konstant oder leicht veränderlich innerhalb des genannten Bereichs) über einen Treiber an den Schalter (Gate eines IGBT oder MOSFET) zurückgeführt. Dabei kann sich der Duty-Cycle mit sinkender Frequenz geringfügig erhöhen und mit steigender Frequenz geringfügig verringern oder er wird konstant gehalten.

Bei dem oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsbeispiel wird das Phasendifferenzsignal positiv aufgeschaltet, wo- durch eine etwa konstante Leistung erzeugt wird. Wenn eine

Gasentladungslampe z. B. durch Alterung eine größere Brenn- spannung besitzt, dann fließt ein überproportional kleine- rer Lampenstrom, was als Laständerung (Lastverringerung) bezeichnet werden kann. Dabei wird der Konverter die Leis- tung aber etwa konstant halten, indem er zunächst"fest- stellt", dass der Phasenwinkel wegen sinkender Wirklast größer geworden ist. Die daraus gebildete Phasenspannung Up ist laut Diagramm aber damit kleiner geworden. Wird sie po- sitiv auf den VCO gegeben, dann sinkt die Frequenz etwas ab, und die Leistung wird wieder erhöht. Dadurch verklei- nert sich der Phasenwinkel wieder, und die Phasendiffe- renzspannung steigt wieder laut Diagramm an. Somit kommt die Regelung irgendwann zu einem neuen Istwert der Lampen- leistung, der aber nicht sehr stark vom Ausgangswert ab- weicht. Es ist also eine Regelung, die nur 100% genau wäre, wenn man die Parameter so einstellen könnte, dass die Ver- stärkungen des VCO, der Phasendifferenzspannungsbildung, und der Regelstrecke selbst (Klasse E mit Piezo-Trafo), vollständige Kompensation der Leistungsänderung zulassen würden. Das ist in der Praxis nicht der Fall, wobei jedoch @ eine Toleranz der Leistung von +/-10 bis 15 % durchaus ak- zeptierbar ist. Bei der Eingangsspannung isjt es. ähnlich.

Wenn sich diese erhöht, steigt die Leistung bei gleichblei- bender Frequenz an. Dadurch sinkt der Phasenwinkel ab, und die Phasendifferenzspannung steigt. Damit wird aber auch eine grössere Frequenz eingestellt, womit man über die Re- gelstrecke (insbes. durch Übertragungskurve des Piezotra- fos) wieder ein kleineres Übersetzungsverhältnis einstellt.

Damit sinkt die Leistung wieder ab, und auch hier erwartet man, dass sich Leistungsschwankungen im Rahmen der Ein- gangsspannun sänderungen in kleinen Grenzen halten werden, da die Regelung auch nicht völlig exakt ist