(実施の形態1)
 以下、実施の形態1のシンセサイザについて 図面を用いて説明する。図1は本発明の一実� �の形態であるシンセサイザを用いた電子機� �の構成図である。

 図1において、受信装置30は、シンセサイ� ��1と、基準発振信号を出力するMEMS(微細電気� ��械システム、Micro Electro Mechanical Systems)素� ��としての発振器(以下、MEMS発振器と記す)2と を備えている。MEMS発振器2の基準発振周波数f REF1は10MHzである。さらに、受信装置30は、MEMS 発振器2の出力を1/2分周する第1の分周器3と、 シンセサイザ1から出力される発振信号に基� �いて受信RF(Radio Frequency)信号の周波数を変換 する混合器29とを備えている。電子機器31は� �受信装置30の混合器29の出力側に接続された� ��号処理部32と、信号処理部32の出力側に接続 された表示部33とを備えている。

 シンセサイザ1は、第1の分周器3と接続さ� ��た比較器4と、比較器4にチャージポンプ18お よびループフィルタ17を介して接続される電� ��制御発振器(以下、発振器と記す)5とを備え� ��いる。さらに、シンセサイザ1は、受信機チ ャンネル切替要求信号に基づいて分周数を制 御する制御部7と、制御部7から出力される分� ��数によって、発振器5が出力する発振信号の 周波数(fVCO)を分周する第2の分周器6とを備え� ��いる。さらに、シンセサイザ1は、周囲の温 度を検出し、検出した温度に対応する信号を 制御部7に出力する温度センサ8を備えている� ��ここで、発振器5から予め設定した所定の周 波数の発振信号を得ようとしても、周囲の温 度変動により、MEMS発振器2の出力の基準発振� ��号に基づく周波数との間で周波数語差を生� ��る。温度センサ8は、この誤差を検出する機 能を有する。すなわち、温度センサ8は、予� �設定した周波数と基準発振信号に基づく周� �数との誤差を検出する周波数誤差検出部の� �能を備えている。

 第2の分周器6は、制御部7から出力される� ��数分周数Nが入力されオーバーフロー値を出 力するアキュムレータ9と、アキュムレータ9� ��出力と制御部7から出力される整数分周数M� �加算する第2加算器14とを備えている。さら� �、第2の分周器6は、第2加算器14の出力に基づ いて発振器5から出力される信号の周波数を� �周する可変分周器15を備えている。

 以上の構成からなる本実施の形態の受信� ��置の動作を以下に説明する。MEMS発振器2か� �出力された基準発振信号は第1の分周器3で1/2 分周された後、シンセサイザ1の比較器4へ入� ��される。比較器4の出力はチャージポンプ18� ��より電流成分に変換される。更に、チャー� ��ポンプ18の出力はループフィルタ17で受けて 、直流近傍の成分のみ取り出して発振器5へ� �給される。ループフィルタ17は、コンデンサ による比較器4からの電流(電荷)の充電部分と 、低周波を通過させる低域通過フィルタで構 成されている。なお、本実施の形態では、比 較器4の出力は、チャージポンプ18、ループフ ィルタ17を介して発振器5に出力された。しか し、比較器4の出力は、発振素子5との間に他� ��回路を介することなく、直接、発振器5と接 続してもよい。比較器4の出力信号に基づい� �、発振器5が発振信号を出力し、第2の分周器 6へ入力される構成であればよい。

 第2の分周器6は、制御部7からの制御信号� ��基づいて発振器5の発振信号を分周し、比較 器4へ出力する。比較器4では、第2の分周器6� �らの入力信号と上記した第1の分周器3からの 入力信号とを比較して、比較結果を示す信号 を発振器5に出力する。以上の繰り返しによ� �、シンセサイザ1は動作する。

 ところで、制御部7は、温度を検出する温 度センサ8の出力信号に基づいて第2の分周器6 へ適切な整数分周数Mと分数分周数Nの制御信� ��を送り、第2の分周器6の分周比を変化させ� �。つまり、第2の分周器6に入力された分周数 は、分周数Mが入力される整数部分と、分周� �Nが入力される分数部分により構成される。� ��周比の変更の際、制御部7は、第2の分周器6� ��リセットすることなく、所望の分周比へ変� ��をさせる。すなわち、予め定めた値に戻す� ��となく、第2の分周器6を過去の値に保持し� �状態で所望の分周比へ変化をさせる。これ� �より、第2の分周器6の分周比を切り替える時 に、位相雑音特性が劣化し難いシンセサイザ を実現することができる。また、同時に、受 信器としてのC/N性能も確保することができ、 受信特性の劣化のない受信機が実現できる。 なお、ここで説明した発振器5は、直流電圧� �より、周波数がスイープするVCO(Voltage Control  Oscillator)である。

 なお、本実施の形態のシンセサイザモジ� ��ールは、シンセサイザ1と、MEMS素子からな� �振動子により構成されたMEMS発振器2とを有し ており、MEMS発振器2の出力信号が第1の分周器 3を介して比較器4に入力される。

 次に、図1の第2の分周器6を構成するアキ� ��ムレータ9について説明する。図2は、本実� �の形態のアキュムレータ9を示す構成図であ� ��。一例として、バイナリーで19ビットのア� �ュムレータを図示した。図2において、アキ� ��ムレータ9は、制御部7(図1)より入力される� �数分周数Nのデータを一時的に保持し、クロ� ��ク信号(fREF:5MHz)の立ち上がりでQ端子より分� ��分周数Nのデータを足し算器13へ送信する第1 フリップフロップ11を備えている。さらに、� ��キュムレータ9は、第1足し算器13より入力さ れる累積加算値データを一時的に保持し、ク ロック(fREF:5MHz)の立ち上がりでQ端子より第1� �し算器13へ累積加算値データを送信する第2� �リップフロップ12を備えている。第1足し算� �13において、第1フリップフロップ11と第2フ� �ップフロップ12からの入力データの足し算結 果が、バイナリー19ビットで表現できる値以� ��となった場合、オーバーフローデータであ� ��値「1」を第2足し算器14(図1)へ送信する。な お、図2では、1ビットのフリップフロップ11� �12を示しているが、実際は19ビット分必要で� ��19組のフリップフロップ11、12が必要となる� ��また、足し算器13も19ビット分の足し算器と なっている。

 図1において、第2足し算器14でオーバーフ ローデータ値「1」と整数分周数Mとが足し算� ��れ、足し算結果「M+1」の値が可変分周器15� �入力される。すなわち、図2のアキュムレー� ��9がオーバーフローデータを出力する時だけ 、可変分周器15の分周比はM+1となり、それ以� ��のときの分周比はMとなる。

 したがって、第2の分周器6の分周比は、(� ��1)で表される。

 また、この時の、発振器5の発振周波数は (数2)で表される。

 なお、(数1)で表される分周比における第1 項目は整数分周比を示し、第2項目は分数分� �比を示している。

 また、本実施の形態では、模式的にオー� ��ーフローデータと整数分周数Mを第2足し算� �14で加算し、その結果が可変分周器15へ入力� ��れる構成とした。しかし、必ずしも第2足し 算器14は必要でなく、オーバーフローデータ� ��整数分周数Mの各々が個別に入力されて、M� �たはM+1の異なる分周動作を行える可変分周� �を備えた場合でも同等の動作を実現できる� �

 上記のように、本実施の形態においては� ��アキュムレータ9は、制御部7より入力され� �分数分周数Nが他の値に変更される場合に、� ��来のようにリセット信号が入力されて第2フ リップフロップ12に入力される累積加算値が� ��0」に戻されることはない。このことを第2� �分周器の動作を示すタイミングチャートを� �いて説明する。

 まず、図1に示すシンセサイザ1がチャン� �ル切替要求信号を受けてチャンネル変更を� �う場合に制御部7が第2の分周器6を制御する� �作について説明する。

 図3は、本実施の形態の第2の分周器6の動作� ��示すタイミングチャートである。図3は、バ イナリーで19ビットのアキュムレータを用い� ��場合を示している。図3において、クロック 信号(fREF2)aの立ち上がりのときに、アキュム� ��ータ9の累積加算値bは順位加算されていく� �チャンネル切替要求信号がT=t0で入力される� ��とにより、分数分周数切替信号eが時刻T=t0� �「H」となる。アキュムレータ9の累積加算値 bが2 ^19-1 となる時刻T=t0までの時間は、分数分周数N=1� �入力され、それ以降は分数分周数N=2 ^19-1 が入力されるとする。この場合、従来のアキ ュムレータのように累積加算値が0にリセッ� �されていないため(予め設定された値に戻す� ��となく、過去の累積加算値を保持した状態� ��ため)、時刻T=t0の時点のアキュムレータ9の� ��積加算値2 ^19-1 に新たな分数分周数である2 ^19-1 が足し合わされることになる。したがって、 この時点でオーバーフローデータcが「1」を� ��力し、分周比dはこの時点でMからM+1となる� �

 次に、図1の温度センサ8の出力信号に基� �いて制御部7が第2の分周器6を制御する動作� �ついて説明する。シンセサイザの分周比を� �更する要因の1つである基準発振器としてのM EMS発振器2の温度変化は、受信機のチャンネ� �変更の場合と異なり、連続的である。また� �チャンネル変更時と比較すると、基準発振� �の温度変化に伴う分周比の変更量は小さい� �のとなる。図4は、温度センサ8の出力信号に 基づく、本実施の形態の第2の分周器の動作� �示すタイミングチャートである。

 温度は、アナログ量であり、チャンネル切� ��要求信号のようなそれほど大きな変化は無� ��。したがって、図1の制御部7は分数分周数N� ��変化させる信号を徐々に出力する。図4は、 温度センサ8の出力に基づいて分数分周数Nを� ��かく変化させた場合のタイミングチャート� ��示している。簡易的に3ビットのアキュムレ ータ9を用いた一例を示している。分数分周� �切替信号eの値Nを「1」から「8」へ1つずつ細 かく増加させていった場合、分周比dの値(M,M+ 1)の発生頻度は、アキュムレータ出力のオー� ��ーフローデータcが示すように変化する。こ れにともなって、分周比dはMからM+1へと緩や� ��に移行していく。また、同様にして、分周� ��dの移行に伴って、局部発振器の出力周波数 も変化していく。なお、図3では、整数分周� �Mは変えずに分数分周数Nを「1」から「2 ^19-1 」へ大幅に切り替えて発振器5から出力する� �振周波数が大きく変化する例を示したが、� �数分周数Mが変わるようなチャンネル変更の� ��合も同様である。

 ここで、チャンネル変更時による分周比� ��変更と温度補償時による分周比の変更を具� ��的に説明する。まず、温度補償による分周� ��の変更について説明する。この具体例では� ��温度に対する周波数変動が、水晶振動子に� ��べて大きいシリコン振動子、例えば、1次の 周波数温度係数が30ppm/℃のシリコン振動子を 用いた。さらに、シリコン振動子と、これを 駆動するドライバ回路で構成される基準発振 器、いわゆる、MEMS発振器2を用いた場合に関� ��て説明する。また、ワンセグ放送において� ��使用するチャンネルは13チャンネル(中心周� ��数:473.143MHz)で、基準発振周波数は10MHzで、� �る瞬間に温度が-3.3℃変動した場合を仮定す� ��。

 図1の1/2分周を行う第1の分周器3から出力さ� ��るクロック信号aの比較周波数(fREF2)は、温� �変動前は、5MHz(10MHz/2)となる。また、発振器5 から出力される周波数は、473.143MHzに中間周� �数0.5MHzを加えた、473.643MHzとする。したがっ� ��、第2の分周器6のトータルの分周数Kは473.643 MHz/5MHz=94.7286となる。つまり、整数分周数M=94� ��分数分周比=0.7286であり、上記した分数分周 比の分子部分である分数分周数N=381996(これは 、N/2 ¹⁹ =0.7286により導出)となる。但し、端数は切り� ��てている。

 次に、-3.3℃の温度変動が起こった場合に 関して説明する。この場合、基準周波数とし ては、30ppm/℃×3.3℃=100ppmで、1KHzの変動幅と� �る。つまり、基準発振周波数は、10MHzから、 10.001MHzへ変動することになる。また、比較周 波数FREF2=10.001/2=5.0005MHzとなる。したがって、 中間周波数を温度変動前の473.643MHzに保持し� �うとすると、第2の分周器6のトータルの分周 数Kは473.643MHz/5.0005MHz=94.719128とする必要があ� �。

 つまり、整数分周数M=94は温度変動前と同一 値で、分数分周比=0.719128に変更する必要があ る。すなわち、分数分周数N=377030(N/2 ¹⁹ =0.719128より導出)に変更する必要がある。但� �、端数は切り捨てている。

 ここで、周波数変動分を補正するために変� ��する分数分周数Nの差分は、381996-377030=4966と なる。この値は、分数分周数Nの最大変化値2 ^19-1 と比較すると、1%弱の値にしかならない。

 次に、チャンネル変更時の分周比の変更に� ��いて説明する。使用するチャンネルが15チ� �ンネルに変更になった場合、その中心周波� �は485.143MHzとする。基準発振周波数は温度変� ��がない上記条件であれば、発振器5から出力 される周波数は、中間周波数0.5MHzを加えた485 .643MHzとなる。したがって、第2の分周器6のト ータルの分周数Kは485.643MHz/5MHz=97.1286となる。 つまり、整数分周数Mは97で、分数分周比は0.1 286で、上記した分数分周比の分子部分である 分数分周数Nは67423(N/2 ¹⁹ =0.1286により導出)となる。

 分数分周数Nの13チャンネルとの差分は、3819 96-67423=314573となる。この値は、分数分周数N� �最大変化値2 ^19-1 と比較すると、約60%である。また、整数分周 数Mの13チャンネルとの差分は、97-95=2となる� �以上のように、温度補償時とチャンネル変� �時と比較すると、局部発振器の温度変動に� �う温度補償時の分周比の変更量は小さい。

 したがって、分周分周数Nの変化量を細か くした発振器5の温度補償においては、アキ� �ムレータ9の累積加算値を0へリセットするこ となく(過去の累積加算値を保持した状態で)� ��連続的に分数分周数Nを制御すれば良い。こ れにより、分周比変更時におけるMEMS発振器2� ��出力周波数の変化を小さく抑えることがで� ��る。つまり、チャンネル切り替えのような� ��幅な分周比の変更とは異なった制御動作と� ��る。

 以上説明したように、本実施の形態では� ��温度センサ8の出力に基づいて、制御部7が� �2の分周器6を制御する際に、制御部7より出� �される整数分周数Mが過去の値に対して変更� ��れていない。すなわち、分数分周数Nのみ過 去の値に対して変更される場合には、アキュ ムレータ9の累積加算値を予め設定された値� �戻すことなく分数分周数Nを加算している。� ��れによって、従来発生していた、アキュム� ��ータ9のリセットに伴う位相雑音を抑えるこ とができる。したがって、温度変動の激しい 条件の下で使用されるシンセサイザには非常 に効果的である。

 なお、図1において、温度センサ8の出力� �基づいて、制御部7が第2の分周器6を制御す� �際に、制御部7より出力される整数分周数Mが 過去の値より大きい値へ変更された場合には 、アキュムレータ9の累積加算値を、一旦、� �小値である「0」へリセットした後、変更後� ��分数分周数Nの足し算を行っても良い。これ により、分周比変更時のシンセサイザ1の位� �雑音性能の劣化を低減できる。具体的には� �基準発振器の温度変化により、分周比を「8. 999」から「9.001」に変更した場合、整数分周� ��Mは「8」から「9」へ変更され、分数分周比� ��「0.999」から「0.001」へ変更される。この場 合、分数分周比は「0.999」から「0.000」へと� �きく変化することとなる。しかし、本実施� �形態のシンセサイザ1は、分周比変更時にア� ��ュムレータ9に蓄積されている累積加算値を リセットしない(過去の累積加算値を保持し� �状態を保つ)。そのため、分周比を変更した� ��間は、分周比が「9.999」に近い値となって� �まう。故に、整数分周数Mが過去の値に対し� ��大きい値に変更される場合は、アキュムレ� ��タの累積加算値を一旦、最小値「0」にリセ ットすることで、分周比を一旦「9.000」にし� ��やり、分周比の変化を滑らかにする事が出� ��、シンセサイザの位相雑音性能の劣化を抑� ��することができる。

 同様に、図1において、温度センサ8の出力� �基づいて制御部7を介して第2の分周器6を制� �する際に、制御部7より出力される整数分周� ��Mが過去の値より小さい値へ変更された場合 には、アキュムレータ9の累積加算値を、一� �、最大値(例えば、バイナリーで19ビットの� �キュムレータの場合、最大値は2 ^19-1 )へリセットした後、変更後の分数分周数Nの� ��し算を行っても良い。この場合も、上記と� ��様に、分周比の変化を滑らかにする事が出� ��、シンセサイザの位相雑音性能の劣化を抑� ��する事ができる。

 なお、本実施の形態のシンセサイザ1が用 いられた受信装置30において、受信チャンネ� ��を変更する際は、制御部7は、整数分周数M� �分数分周数Nの両方を変化させて第2の分周器 6を制御している。さらに、このとき、温度� �ンサ8が検知した温度に基づき第2の分周器6� �制御する際は、分数分周数Nのみを変化させ� ��第2の分周器6を制御しても良い。これによ� �、温度センサ8が検知した温度に基づき第2の 分周器6を制御する際は、整数分周数Mを変更� ��る必要がなくなる。

 また、本実施の形態のシンセサイザ1が用い られた受信装置30が受信チャンネルを変更す� ��場合のみは、従来どおり、第2の分周器6を� �セットするようにしても良い。すなわち、� �3からわかるように、アキュムレータ9をリセ ットしない場合(過去の累積加算値を保持し� �場合)、リセットした場合と同様の累積加算� ��=0の状態が発生する時刻T=tx間での期間Te(2 ^19-1 クロック分)は、所望の分周比が実現できて� �ない期間となる。それ以外の期間Tcは分周比 が正しい期間となる。クロック周波数aの比� �周波数fREF=5MHzとすると、所望の分周比が実� �できるのは、分数分周数Nが変更されてから1 /5(MHz)×2 ^19-1 =約0.1秒後となる。日本のデジタルテレビ放� �の場合、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex ing)の1シンボル時間は約1msであるため、100シ� ��ボル分のデータが影響を受けることになる� ��したがって、受信チャンネルを変更する場� ��のみアキュムレータ9をリセットしてもよい 。

 図5は、受信チャンネルを変更する場合の みアキュムレータ9をリセットするアキュム� �ータ9の構成図である。図2で示したアキュム レータ9とは異なり、リセット制御部28を備え ている。リセット制御部28は、チャンネル切� ��要求動作時のみリセットする。図5において 、チャンネル切替要求信号はチャンネル切替 要求動作時のみ「H」、リセット信号はリセ� �ト起動時のみ「H」となるように設定されて� ��る。したがって、もしも分周比の変更に連� ��してリセット信号が起動されたとしても、� ��ャンネル切替要求動作時に限ってのみ第2フ リップフロップ12はリセットされて、累積加� ��値は0に戻る。また、チャンネル切替要求動 作でない温度補償動作時は、分周比を変更し ても第2フリップフロップ12はリセットされず 、累積加算を継続する。

 このように、分数分周数Nを変更する場合に 、リセット信号を入力し、累積加算値を0へ� �セットした場合の分周器の動作を図6に示す� ��イミングチャートを用いて説明する。図6は 、図3同様に、バイナリーで19ビットのアキュ ムレータ9を用いた場合を示している。アキ� �ムレータ9の累積加算値bが2 ^19-1 となる時刻T=t1までの時間は、分数分周数N=1� �入力され、時刻T=t1に分数分周数がN=2 ^19-1 へ変更されたとする。この場合、時刻T=t1~t2� �間、チャンネル切替要求信号とリセット信� �fが図5のリセット制御部28に入力され、累積� ��算値が0へリセットされる。故に、分数分周 数Nが変更された時刻T=t2以降においても、直� ��所望の分周比を実現できる事となる。なお� ��図6では整数分周数Mは変えず、分数分周数N� ��けを1から2 ^19-1 へ大幅に切り替えて発振器5から出力する発� �周波数が大きく変化する例を示したが、整� �分周数Mが変わる場合も同様である。

 このように、第2の分周器6のリセットの� �無を、分周比変更の要因により場合わけす� �事により、チャンネル切替要求動作の高速� �と温度補償動作における位相雑音の良化が� �現でき、受信装置のトータル性能を向上さ� �る事が可能となる。

 以上説明してきたように、本実施の形態� ��シンセサイザ1は、図1の基準発振器であるME MS発振器2の温度変化に伴う発振周波数の変動 を、MEMS発振器2の温度を検知する温度センサ8 の出力信号を基に制御する際に、第2の分周� �6をリセットしない(過去の累積加算値を保持 した状態のままにする)ものである。一般に� �シンセサイザの分周比を変更する要因の1つ� ��ある基準発振器の温度変化は、受信機のチ� ��ンネル変更の場合と異なり、連続的である� ��また、チャンネル変更時と比較すると、基� ��発振器の温度変化に伴う分周比の変更量は� ��さい。したがって、本実施の形態のように� ��MEMS発振器2の温度変化に伴って分周比を変� �する際には、第2の分周器6をリセットしない (過去の累積加算値を保持した状態のままに� �る)ことにより、位相雑音の発生を抑制する� ��とができる。

 図7A、図7Bは、第2の分周器6の分周比を変� ��させた際、発振器5の発振周波数がどのよう に時間変化するかを示す図である。図7Aは、� ��実施の形態のシンセサイザ1の発振周波数の 時間変化を示している。図7Bは、従来のシン� ��サイザの発振周波数の時間変化を示してい� ��。図7Cは、図7BのR部を拡大した図である。� �8A~図8Dは、比較器4の説明図である。図8Aは比 較器4のブロック図である。図8Bは比較器4を� �成する内部回路図である。図8Cは比較器4の� �力状態を示す状態遷移図である。図8Dは、波 形の立ち上がりの説明図である。

 図7A、図7Bでは、時刻t1に第2の分周器6の� �周比を変化させている。時刻t1以降、図7Bに� ��いては大きな周波数変化gが観測されている 。これは、第2の分周器を一度リセットして� �る事に起因している。これに対し、図7Aにお いては、時刻t1以降、大きな周波数変化が観� ��されていない。これは、第2の分周器6のリ� �ットを行わなかった(過去の累積加算値を保� ��した状態のままにした)ことにより、分周比 が滑らかに変更されたためである。これによ り、本実施の形態のシンセサイザは、分周比 の変化時の位相雑音特性の大幅な劣化を防止 する事が可能となる。また、受信器として用 いた場合には、受信性能の指標であるC/Nの劣 化を防止することが可能となる。

 また、リセット動作が行われて、周波数� ��大きく変化すると、シンセサイザは、図7C� �示すように、サイクルスリップ動作CSを行い ながら、目標周波数に近づくことになる。な お、図7Cは、ロック状態に入る直前の状態を� ��している。ロック状態とは、図8Aでの入力1� ��および入力2の位相、周波数が一致するよう な状態である。この状態になった時、シンセ サイザは、ロックしたという。

 次に、図8A~Dを用いて比較器4の動作につ� �て、説明する。図8Aにおいて、比較器4は、� �相周波数比較器とも呼ばれ、入力信号の周� �数、位相を比較する機能を有する。図8A、図 8Bにおいて、Dフリップフロップ35には入力1(� �1の分周器3の出力であるfREF2)が入力される。 Dフリップフロップ36には入力2(第2の分周器6� �出力)が入力される。NAND回路37は、Dフリップ フロップ35、36へリセット信号を供給する。D� ��リップフロップ35、および、Dフリップフロ� ��プ36のD端子には、常に、「1」が入力される 。

 図8Cで、比較器4が、最初に、「出力なし� ��の状態であったとすると、図8Bで、VCOup、お よび、VCOdownの出力は、共に、「Low」の状態� �ある。この状態で、Dフリップフロップ35へ� �力1が先に入力され、図8Dに示すような立ち� �がりエッジが検出されると、Dフリップフロ� ��プ35の出力、つまり、「VCOup」が、「High」� �なる。すなわち、図8Cにおける「VCOup」の状� ��に遷移する。この「VCOup」の状態において� �Dフリップフロップ36へ入力2が入力され、図8 Dに示すような立ち上がりエッジが検出され� �と、Dフリップフロップ36の出力、つまり、� �VCO_down」が、「High」となる。すなわち、図8C における「出力なし」の状態に遷移する。こ の回路動作を、図8Bを用いて説明すると、VCOu p、VCOdownの両方の出力が「High」となり、NAND� �路36の出力が「Low」となる。したがって、2� �のDフリップがリセットされ、その出力が、� ��Low」となり、図8Cにおける「出力なし」の� �態に遷移することになる。

 先に説明したサイクルスリップ動作CSは� �入力1、および、入力2の位相差が0°、或いは 、180度になることによって、引き起こされる 。これは、2つの信号の周波数が一致してい� �いにも関わらず、上記の0度、180度で、位相( パルス信号のエッジ)が一致したと判定され� �次の瞬間、位相の遅れ、進みが逆に判定さ� �てしまうためである(次の、0度、180度で、も とに戻る)。この現象を繰り返しながら、出� �信号は、目標値へ徐々に近づくことになる� �このサイクルスリップ動作CSが起こる周波数 レンジをロックレンジLRと呼ぶ(図7C)。現在の 周波数と分数分周数の切り替え後の周波数の 差がロックレンジLR以内であった場合は、周� ��数はほぼ近い値ということになり、位相を� ��ックさせる動作(それ以前は、周波数ロック 動作)となる。つまり、このロックレンジLRの 範囲内で、次の目標周波数を設定(分周数を� �定)すれば、更に、周波数の収束時間が早く� ��り、本発明の効果をより顕著なものとする� ��とになる。

 具体的には、図4において説明した分数分 周数の切り替え直前(Nの切り替え直前)の周波 数と、切り替え後周波数の差が、このロック レンジ以内に収まるようにすれば良い。この 時、切り替え周期T1が短い程、一度の周波数� ��整量(切り替え直前の周波数と切り替え後周 波数との差)を少なくでき、収束時間が短く� �る。なお、出力信号の周波数が500MHzから1GHz� ��度のシンセサイザでは、このロックレンジ� ��、1~5kHz程度となり、出力信号の周波数に対� ��て、1~10ppm程度となる。つまり、1回の周波� �調整量を、少なくとも、シンセサイザ出力� �号の周波数の1ppm以下とすれば、前記の目的� ��達成される。なお、温度の検出(つまり、温 度による周波数変動量の検出)と、周波数の� �正のタイミング、周期は、必ずしも、一致� �せる必要はない。

 図9Aは、分数分周数の切り替え直前(Nの切 り替え直前)の周波数と切り替え後の周波数� �差が、ロックレンジLRよりも大きい場合(以� �、この条件を「条件1」と呼ぶ)と、ロックレ ンジ以内の場合(以後、この条件を条件2と呼� ��)での周波数スペクトルの状態を表す図であ る。図9Aにおいて、実線は条件1のスペクトル であり、一点破線で示した包絡線aは、条件1� ��スペクトルのピーク部分をつないだ包絡線� ��ある。また、破線で示す包絡線bは、条件2� �スペクトルのピーク部分をつないだ包絡線� �ある。包絡線aと包絡線bを比較すると、位相 雑音のレベルが包絡線1の方が大きい。つま� �、条件1では、シンセサイザの出力信号の位� ��雑音が大きいことになる。位相雑音が悪い� ��、C/Nが悪化し、結果、受信性能の悪化をも� ��らす。

 図9Bは、条件2におけるOFDMのマルチキャリ アのスペクトルを模式的に示したもので、5� �のキャリアA1~A5が示されている。ここでは、 キャリアA2の位相雑音の隣接キャリアA1、キ� �リアA3への影響(キャリアA1、A3から見ると雑� ��レベル)は比較的小さい。

 図9Cは、条件1におけるOFDMのマルチキャリ アのスペクトルを模式的に示したもので、5� �のキャリアA1~A5を示している。図9Cにおいて� ��、キャリアA2の位相雑音の隣接キャリアA1、 キャリアA3への影響は、条件2と比較して大き く、これが、前記した、C/N悪化や受信性能悪 化を引き起こす。以上のスペクトルの観察か らも、分数分周数の切り替え直前(Nの切り替� ��直前)の周波数と、切り替え後の周波数の差 をロックレンジ以内とすることによる効果の 大きさがわかる。

 なお、本発明における「分数分周数切り� ��え直前の周波数」とは、分数分周数がある� ��間にN1へ切り替えられたときに、N1へ切り替 えられる直前のシンセサイザの出力信号の周 波数を指している。また、本発明における「 分数分周数切り替え後の周波数」とは、分数 分周数がN1へ切り替えられた後、更にN2へ切� �替えられるまでの期間中におけるシンセサ� �ザの出力信号の周波数を指している。

 一例として、図4を用いて説明すると、分 数分周数がN=1からN=2へ切り替えられる場合に は、分数分周数がN=1の状態である期間TAにお� ��るシンセサイザの出力信号の周波数が「分� ��分周数切り替え直前の周波数」に該当し、� ��数分周数がN=2の状態である期間TBにおける� �ンセサイザの出力信号の周波数が「分数分� �数切り替え後の周波数」に該当する。

 図10A、図10Bは、本実施の形態のシンセサ� ��ザを用いた場合の、ワンセグテレビ放送の� ��信状態の変化を示す図である。図10Aは、基� ��発振器として水晶発振子を用いた場合の変� ��を示す図である。図10Bは、基準発振器とし� ��シリコン振動子で構成されるMEMS発振器を用 いた場合の変化を示す図である。各図におい て、実線aはアキュムレータ9をリセットした� ��合の変化を、実線bはアキュムレータ9をリ� �ットしなかった場合(過去の累積加算値を保� ��した状態の場合)の変化を示している。各図 において、実線a、bから分かるように、リセ� ��トの有無による差異が示されている。ここ� ��、今回用いた水晶発振子には、TCXO(温度補� �型水晶発振器)や、精密にカット角度が規定� ��れた水晶振動子を用いておらず、比較的、� ��価に手に入るものを用いている。この水晶� ��周波数温度特性は、使用温度範囲―30℃~85� �の温度範囲で、±100ppmである。高価な水晶で はないが、他の材料に比べ、比較的温度特性 が良好であることから、この温度センサ8の� �知結果に基づく第2の分周器6の制御間隔は、 MEMS発振器を用いた場合よりも長くなってい� �。

 まず、第1に、水晶発振器を用いた図10Aに ついて説明する。実線aのリセットありの場� �では、温度補正を行ったリセットのタイミ� �グで、受信状態を示す指標であるC/Nが波形p� ��示すように悪化している。リセットが瞬時� ��であるにもかかわらず、C/Nの劣化が長く続� ��ているのは、復調側でずれた中間周波数を� ��わせるのに、時間がかかってしまうという� ��ステム的な問題に起因している。実線bで示 すリセットなし(過去の累積加算値を保持し� �状態)の場合では、ほぼ良好なC/N性能を維持� ��ている。

 第2に、MEMS発振器を用いた図10Bについて� �明する。ここで、前記したように、シリコ� �振動子の場合、周波数温度特性が30ppm/℃と� �いため、補正の間隔を短くしなければなら� �、つまりは、リセットの間隔が短くて頻繁� �リセットが起こる。例えば、本実施の形態� �場合、補正の間隔を50msecとしている。図10B� �、実線aで示すリセットありの場合、初期状� ��では温度制御を開始しておらず、周波数も� ��較的変動の少ない状態であることから、比� ��的良好なC/Nが得られている。しかし、その� ��後、温度センサ8の検知結果に基づき第2の� �周器6の分周比を変更する必要が生じ、一旦� ��第2の分周器6をリセットしたため、波形qに� ��すように、C/N特性が大幅に劣化しているこ� ��が分かる。また、第2の分周器6の温度制御� �間隔が50msecと頻繁であるために、C/N特性が� �復する前に、次の制御時期が到来してしま� �、波形rに示すように、C/N特性は良くない状� ��を維持してしまうことになる。このように� ��繁にリセットが起こる状態では、C/Nは良好� ��状態にまで、回復せず、良くない状態を維� ��したような結果となってしまう。この時、� ��部発振器の周波数は、所望の周波数に合わ� ��れた状態ではあるが、頻繁なリセットによ� ��C/Nの劣化が引き起こされることになる。テ� ��ビの受信電力が大きい場所では、この状態� ��も受信できる可能性はあるが、受信電力が� ��さくなると、受信が出来ないといった不具� ��が生じ、受信機の主たる性能である最小入� ��感度特性が悪化することとなる。なお、C/N� ��は、完全な瞬時値を示しているわけではな� ��、ある一定期間の平均値を示しているため� ��図10Bの実線aのリセットありのように、C/Nが ほぼ変動なく悪い状態で観測される。これは 、前記した補正間隔が短いためである。

 これに対し、本実施の形態のシンセサイ� ��のC/N特性は、図10Bの中の実践bに示したよう に、C/N特性の劣化がほぼ見られない。以上の ことより、MEMS振動子のように、大きな周波� �温度特性を有する振動子を基準発振器に用� �た場合には、特に本実施の形態のシンセサ� �ザが有効であることが分かる。

 なお、MEMS振動子のように大きな周波数温 度特性を有する場合は、温度制御間隔を小さ くすることで第2の分周器6の分周比の変化量� ��小さく抑える事ができる。したがって、分� ��比変更時にリセットをしない場合(過去の累 積加算値を保持した状態の場合)において、� �周比変更時の周波数誤差を小さく抑えるこ� �が可能となる。

 また、水晶振動子の例である図10Aの時間� ��は、C/Nの劣化を明瞭に示すために、MEMS振動 子の例である図10Bの時間軸よりも短い時間幅 をモニターした結果である。

 以上の例からもわかるように、温度セン� ��8の検知結果に基づき第2の分周器6の制御を� ��う際は、受信チャンネル切替要求の場合の� ��うに大きな周波数変化を必要としない。こ� ��ため、第2の分周器6をリセットせず、過去� �累積加算値を保持した状態でも、すなわち� �め設定された値に戻さない状態でも、所望� �分周比に到達するまでの時間は、比較的短� �なる。

 以上説明したように、本実施の形態のシ� ��サセイザを用いることにより、分周比変更� ��のC/N劣化を抑えることが可能となる。例え� ��、テレビの場合では、途切れることのない� ��連続した受信が可能となる。また、携帯電� ��の場合でも、複雑な制御を行う必要がなく� ��システムの簡易化を図ることが可能となる� ��

 なお、従来、テレビのチャンネル変更の� ��合、次のチャンネルへ移行するのに数十msec ~1secの猶予時間があり、チャンネル変更の際� ��C/N劣化は問題にならなかった。これは、こ� ��猶予期間におけるテレビ受信が不要であっ� ��ためである。

 なお、携帯電話の場合では、常時、信号� ��受信されているわけではない。よって、受� ��されていないタイミングを見計らって分周� ��の切替えを行うことで、C/N劣化による受信� ��性への影響をなくすことが可能である。し� ��し、受信していないタイミングに分周比を� ��替える制御を行う必要があり、システムへ� ��負荷が増えると共に、システムが煩雑にな� ��、製造コストが増大する。本実施の形態の� ��ンセサイザのような第2の分周器の制御方法 を用いることで、上記のような複雑な制御を 考慮する必要がなくなる。

 なお、本実施の形態では、リセットを完� ��にしない場合に関して、説明を行った。し� ��し、有効なデータ、つまり、BERに直接的に� ��与しないデータを送信している期間中にリ� ��ット処理を行えば、前記した効果と比較的� ��い効果が得られる。例えば、OFDM(Orthogonal Fr equency Division Multiple)信号のガードインター� �ルの期間がそれにあたる。すなわち、この� �ードインターバルの期間の一部を用いて、� �セット処理を行うことで、実効的なC/Nの劣� �を最小限に抑えることは可能である。

 本発明のシンセサイザを使用したテレビ� ��信用モジュールについて、図11を用いて説� �する。図11において、本発明のシンセサイザ 1は温度センサ8を含めて同一の半導体IC(集積� ��路)19に一括に形成され、ベース基板20に実� �されている。また、基準発振器の構成要素� �してMEMS振動子21が用いられ、ベース基板20の 上に実装されている。また、ベース基板20に� ��、バイパスコンデンサなどのチップ部品34� �実装されている。基準発振器の構成要素と� �てMEMS振動子21を用いる事で、テレビ受信用� �ジュール22の小型化を実現することができる 。例えば、水晶振動子では2.5×2.0mmのサイズ� �必要だが、MEMS振動子では0.5×0.5mm~0.3mm×0.3mm� �サイズで構成できる。また、高さも半分以� �となる。携帯電話に搭載するような小型の� �レビ受信用モジュールでは、サイズが、9×9m m~8×8mmと小型になっているため、このサイズ� ��果は非常に大きいものとなる。

 他の構成要素に関して説明すると、ベー� ��基板20には、アンテナ23が受信した受信信号 が入力される第1フィルタ24が実装されている 。さらに、第1フィルタ24の出力信号が入力さ れるLNA(Low Noise Amplifier)25が実装されている� �さらに、LNA25の出力信号が入力される第2フ� �ルタ26が実装されている。さらに、第2フィ� �タ26の出力信号が入力されるバラン27が実装� ��れている。そして、バラン28の出力信号は� �導体IC19に入力される。なお、図11において� �、MEMS振動子21を用いた。しかし、上記した� �型化の効果を考慮する必要が無ければ、水� �振動子を用いてもよい。

 図11のMEMS振動子21を半導体IC19の中に形成� ��た他の例を図12、図13に示す。図12では、MEMS 振動子21を半導体IC19内へ取り込んでいる。ま た、図13では、上記したLNA25は、MEMS振動子21� �半導体IC19の内部に取り込み、第2のフィルタ 26、バラン27は、半導体IC19を構成する際に不� ��になるようなシステム構成としている。

 このように、MEMS振動子21と温度センサ8が 同一の半導体IC19内に内蔵されることにより� �実際のMEMS振動子21の温度をより正確に検知� �ることが可能となる。したがって、MEMS発振� ��の発振周波数の調整精度を向上させること� ��できる。例えば、急激な温度変化が起こっ� ��際でも、温度伝導の遅延がほぼ無い状態で� ��度検知が可能となり、それによる受信劣化� ��引きおこさなくなる。また、特に、図13の� �成では、1つの半導体IC19内に外部の構成要素 も形成できるため、大幅な小型化ができると 共に、製造効率を向上させる事が出来る。

 なお、以上説明した本実施の形態では、� ��振器5の出力をシンセサイザ1の出力とした� �しかし、発振器5の後に分周器を入れて、シ� ��セサイザ1の出力としても良い。これにより 、発振器5の発振周波数を高くすることがで� �、発振器5のサイズを小さくすることが可能� ��なる。

 また、本実施の形態で説明した温度セン� ��とは、例えば、半導体の電荷移動量の温度� ��性を利用したものや、サーミスタと呼ばれ� ��温度に対して、抵抗値が変化する特性を利� ��したものなどが挙げられる。しかし、これ� ��限るものではない。要は、基準発振器を構� ��する振動子の使用温度を検知するものであ� ��ば良く、直接的に、温度を検知しなくても� ��間接的に温度を検知しても良い。

 なお、本実施の形態では、温度変動に基� ��いて発生した周波数誤差、すなわち、設定� ��た発振周波数と基準発振周波数との誤差を� ��正する例を説明した。しかし、設定した発� ��周波数と基準発振周波数との周波数誤差は� ��温度変動以外の要因に基づいても発生する� ��したがって、温度変動以外の要因に基づい� ��発生した周波数誤差を補正するには次のよ� ��な構成を採用すればよい。すなわち、周波� ��誤差検出部を所定の箇所に設けて、設定し� ��発振周波数と基準発振周波数との間の周波� ��誤差を検出し、その検出結果で制御部7を制 御すればよい。この場合、周波数誤差検出部 の設置場所としては、図1において、MEMS発振� ��2と第1の分周器3との間や、発振器5と混合器 29との間や、混合器29と信号処理部32との間な どが実用的であると考えられる。

 また、本実施の形態のシンセサイザを複� ��の周波数チャネルを有した無線装置に用い� ��もよい。ここで、「複数の周波数チャネル� ��有する無線装置」とは、携帯電話やテレビ� ��信機などのように複数の周波数チャネルを� ��用して信号を送受する無線システムを指し� ��いる。これまで、複数の周波数チャネルを� ��用した無線装置においては、本実施の形態� ��シンセサイザのような「分周器(特に、分数 分周器)の分周比を変化させるときに、予め� �定された値に戻すことなく分周比を変化さ� �る」といった機能を有していなかった。こ� �は、チャネル切り替えに伴い、分周器の分� �比を変化させる際、予め設定された値に戻� �ずに分周比を変化させると、シンセサイザ� �動作が不安定になり、正確に所望の周波数� �変化させる事ができなかったためであった� �本実施の形態のシンセサイザにおいては、� �のような従来の技術を敢えて覆すことによ� �、温度変化に対応して分周器の分周比を切� �替え際の位相雑音を低減できるという顕著� �効果を奏している。なお、温度変化に対応� �て分周器の分周比を切り替える際は、温度� �変化自体が連続的に変化するものであり、� �ャネル変更時のような不連続的な周波数変� �を伴うものではないため、シンセサイザの� �作が不安定となることはない。

 なお、以上説明した実施の形態では、周� ��数誤差検出部として、温度センサを用いた� ��、これに限るものではない。要は、基準発� ��器であるMEMS発振器2の周波数誤差を直接、� �いは、間接的に検知する機能を周波数誤差� �出部が有していれば良い。例えば、混合器29 の出力であるIF信号の周波数が、所定の値よ� ��もどれだけずれているかを検出しても良い� ��MEMS発振器2の周波数が所定の値よりずれて� �ると、シンセサイザ1の出力が所定の値より� ��れることとなる。したがって、デジタル放� ��などの受信信号とシンセサイザ出力とを混� ��器29で混合した結果の周波数は、所定の値� �りもずれることになる。この周波数誤差を� �出してやれば良い。周波数誤差の検出方法� �、例えば、周波数弁別などにより直接周波� �を検出してもよい(具体的には、所定値から� ��ずれを、FM用の復調回路などで、検出する� �法)。また、ベースバンドにおける信号処理� ��、周波数誤差を検出しても良い。この場合� ��受信信号に埋め込まれているパイロット信� ��の位相情報などから、周波数誤差を検出す� ��ば良い。

 なお、本発明における「予め設定した周� ��数」とは、シンセサイザを設計する上で予� ��設定された、基準発振器の出力信号の周波� ��、または、混合器から出力されるIF信号の� �波数など、の受信装置の各部位における所� �の周波数を指している。

 また、本発明における「基準発振信号に� ��づく周波数」とは、基準発振器から出力さ� ��る信号の周波数、または、混合器から出力� ��れるIF信号の周波数など、の受信装置の各� �位における実際のシンセサイザの動作時に� �ける周波数を指している。

 なお、本発明における「予め設定した周� ��数と基準発振信号に基づく周波数との誤差� ��とは、受信装置における任意部位(例えば、 混合器の出力側)において、シンセサイザ設� �時に予め設計された「予め設定した周波数� �と、実際のシンセサイザ動作時における周� �数との差を指している。

 例えば、受信されたデジタル放送の信号� ��周波数が、ドップラー周波数などで所定値� ��らずれた場合においても、混合器からの出� ��されるIF信号の周波数の所定値からの周波� �誤差を検出し、それに基づいてシンセサイ� �の出力信号の周波数を調整できるので、高� �受信品質を維持することができる。

 なお、本発明では、周波数温度特性が良� ��ない振動子に対して、特に大きな効果を発� ��する。これは、以下の理由による。まず、� ��1の理由は、周波数温度特性が悪いほど、温 度補正の回数が増えてしまうことである。補 正回数が増えると、リセットによる悪影響が 大きくなる。第2の理由は、周波数温度特性� �悪いほど、1回の分周比の制御で、補正する� ��波数の幅が大きくなってしまうことによる� ��この周波数幅、つまり、分数分周数切り替� ��直前の周波数と、分数分周数切り替え後の� ��波数との差が、大きくなると、サイクルス� ��ップ動作CSを起こしながら、ロック状態に� �る。そのため、ロックするまでにより多く� �時間がかかり、その間、位相雑音性能が悪� �する。本発明で開示したロックレンジLR以内 となるように分数分周数を変更すれば、この ような課題は解決されることになる。

 なお、周波数温度特性について、説明を� ��えておく。基準温度をT0、現在の温度をT、� ��準温度T0での共振周波数をf、温度がT0からT� ��変化した際の振動子の共振周波数変化量を� �fとすると、温度に対する周波数変動率は(数 3)で表される。

 δf/f=α(T-T0)+β(T-T0) ² +γ(T-T0) ³    (数3)
 なおα、β、γをそれぞれ1次、2次、3次の周� ��数温度係数と呼ぶ。詳細に言うと、δf/fは� �T0からTまで温度が変化した際の周波数の変� �率を示している。例えば、水晶振動子は、� �の周波数温度係数が、1次が0で、2次、3次の� ��度係数も小さい振動子である。一般に、温� ��係数は、1次、2次、3次となるにしたがって� ��小さくなる。さらに、温度係数は、電子機� ��の使用温度範囲における周波数温度特性に� ��める影響も小さくなるため、1次の温度係数 が0であるということは、その振動子の周波� �温度特性が非常に、良好であると言う事を� �している。水晶の各温度係数は、水晶イン� �ット(水晶の引き上げ後の固まり)から、水晶 板を切り出す際のカット角度によって変わる 。その良好な周波数温度特性から、最も広く 使用されている水晶振動子に、ATカット水晶� ��動子がある。これは、例えば、使用温度範� ��(-40~85℃)において、周波数の変動率が、±20~ ±100ppm程度となる。この周波数の変動率の幅� ��、カット角度の微小な違いによって生じる� ��これに対して、MEMS振動子は、周波数温度特 性が良くないものがほとんどで、例えば、シ リコン振動子は、1次の温度係数が大きく、-3 0ppm/℃であり、使用する温度範囲において、� ��の1次の温度係数が支配的である。-40℃~85℃ の使用温度範囲において、これは、30×125=3750 ppmとなり、前記ATカット水晶振動子の±20~±100 ppm程度と比較しても非常に悪いことがわかる 。したがって、本発明は、周波数温度特性が よくないMEMS振動子を用いた構成では、より� �般的な水晶振動子を用いた構成よりも、特� �、大きな効果がある。

 また、本実施の形態では、MEMS振動子とし て、半導体材料を基材としたシリコン振動子 を用いて、説明したが、MEMS振動子の他の例� �しては、同じ半導体材料であるポリシリコ� �振動子を用いたものが挙げられる。また、Al N、ZnO、PZTと言った薄膜圧電材料をベースと� �たFBAR(Film Bulk Acoustic Resonator)と呼ばれるも� ��や、SiO2などのその他の薄膜材料をベースと したものが挙げられる。また、弾性表面波を 用いたSAW(Surface Acoustic Wave)振動子や、異な� �物質の境界を伝播する境界波などを用いた� �動子もその一例である。これらの振動子の� �ちで、ATカット水晶振動子と同程度の周波数 温度特性を持つものは、ほとんどなく、また 、そのほとんどが、1次の温度係数を有する(� ��視できない)ものである。例えば、AlNを用い たFBARは、厚み縦振動(印加電界と同一方向に� ��動)を用いた振動子で、-25ppm/℃の温度係数� �有し、ZnOは、-60ppm/℃程度の温度係数を有す� ��。また、SAWを用いた振動子でも、基材に36° yカットのタンタル酸リチウムを用いたもの� �、-35ppm/℃程度、基材に64°yカットのニオブ� �リチウムを用いたものは、-72ppm/℃程度の温� ��係数を有する。