以下、本発明の実施の形態について図面� ��参照して詳細に説明する。

 (実施の形態1)
 本実施の形態では、離散時間ダイレクトサ� ��プリング回路及び受信機において、入力信� ��を差動電圧電流変換した後、正相信号と逆� ��信号の各々のサンプリング結果を複数サン� ��ル分だけ時間間隔を空けて合成して、合成� ��れた信号をヒストリコンデンサに供給する� ��散時間アナログ処理を行う回路の構成及び� ��作例を説明する。このような構成にするこ� ��により、デシメーションによるサンプリン� ��レートの低下をすることなく、長い積分区� ��によるFIRフィルタ特性と等価なフィルタ効� ��が得られる。

 図4は、本実施の形態の説明に用いる離散時 間ダイレクトサンプリング受信機10の構成を� ��す図である。離散時間ダイレクトサンプリ� ��グ受信機10は、アンテナ11、低雑音増幅器(LN A、以下同様。)12、離散時間ダイレクトサン� �リング回路13、ローカル周波数発振部14、ア� ��ログ・デジタル(A/D)変換処理部15、デジタル 受信処理部16により構成される。離散時間ダ� ��レクトサンプリング受信機10は、搬送波周� �数f _RF で送信された電磁波21を受信し、離散時間的� ��周波数変換とフィルタ処理を行って所望信� ��成分を抽出した上で、デジタル信号に変換� ��てデジタル受信処理を行い、得られた受信� ��ータ27を出力する。

 アンテナ11は、図示していない送信局から� �送波周波数f _RF で送信された電磁波21を受信しアナログRF信� �22に変換する。

 低雑音増幅器12は、前記アナログRF信号22� ��増幅して出力するものである。

 離散時間ダイレクトサンプリング回路13� �、増幅されたアナログRF信号23とローカル周� ��数信号24を入力し、前記アナログRF信号23を� ��散時間的に周波数変換してフィルタ処理を� ��い、所望信号成分のみを抽出したベースバ� ��ド信号25を出力する。

 ローカル周波数発振部14は、前記離散時� �ダイレクトサンプリング回路13に対してサン プリングと周波数変換処理に用いるローカル 周波数信号24を生成して出力する。

 アナログ・デジタル変換処理部15は、入� �されるベースバンド信号25を所定のサンプリ ング周波数でデジタル値に量子化し、変換さ れたデジタルベースバンド信号26を出力する� ��

 デジタル受信処理部16は、入力されるデ� �タルベースバンド信号26を用いて復調処理や 復号処理を含む所定のデジタル受信処理を行 い、得られた受信データ27を出力する。

 図5は、図4で示した離散時間ダイレクト� �ンプリング受信機10における離散時間ダイレ クトサンプリング回路13の機能ブロック構成� ��示す図である。離散時間ダイレクトサンプ� ��ング回路13は、差動電圧電流変換部101、正� �サンプリングミキサ部102、逆相遅延サンプ� �ングミキサ部103、合成出力部104、制御信号� �成部105により構成される。また図6は、図5で 示された各構成要素の具体的な回路構成例を 示している。

 図5において、差動電圧電流変換部101は、入 力される無線周波数(RF)の受信信号151を差動� �電流信号に変換し、正相アナログRF電流信号 152と逆相アナログRF電流信号153を出力する。� ��こで、差動電圧電流変換部101の電圧電流変� ��比(トランスコンダクタンス)はg _m0 である。

 正相サンプリングミキサ部102は、入力され� ��正相アナログRF電流信号152を正相ローカル� �号に応じてサンプリングし、サンプルされ� �信号を所定の読み出しタイミングで読み出� �。正相サンプリングミキサ部102は、例えば� �図6に示すように、正相ローカル信号LO _P によって駆動されるミキサスイッチ1021と、2� ��統の電荷サンプリング用コンデンサ1022a、10 22bと、前記ミキサスイッチ1021との接続を制� �する2系統のサンプリングスイッチ1023a、1023b と、前記電荷サンプリング用コンデンサ1022a� ��1022bに保持された電荷量に比例した電圧を� �択的に後段で読み出すための読み出し用ス� �ッチ1024a、1024bと、電荷サンプリング用コン� ��ンサに充電された電荷を接地しリセットす� ��ための制御スイッチ1025により構成される。 以下では、電荷サンプリング用コンデンサ102 2とそれに接続されているサンプリングスイ� �チ1023と読み出し用スイッチ1024によって構成 されるブロックをサンプリングタップと呼ぶ 。本実施の形態における正相サンプリングミ キサ部102はサンプリングタップを2組有する� �、これは一例にすぎず、サンプリングタッ� �の数は実現しようとするフィルタ特性によ� �て定まる。同一サンプリングタップに含ま� �るサンプリングスイッチ1023と、読み出し用� ��イッチ1024とは、同一タイミングでONするこ� ��はない。

 逆相遅延サンプリングミキサ部103は、入力� ��れる逆相アナログRF電流信号153を正相ロー� �ル信号に応じてサンプリングし、サンプル� �れた信号を所定の読み出しタイミングで読� �出す。逆相遅延サンプリングミキサ部103は� �例えば、図6に示すように、正相ローカル信� ��LO _P によって駆動されるミキサスイッチ1031と、5� ��統のサンプリングタップ、電荷サンプリン� ��用コンデンサに充電された電荷を接地しリ� ��ットするための制御スイッチ1035により構成 される。各サンプリングタップは、電荷サン プリング用コンデンサ1032(a~e)と、前記ミキサ スイッチ1031との接続を制御するサンプリン� �スイッチ1033(a~e)と、電荷サンプリング用コ� �デンサ1032(a~e)に保持された電荷量に比例し� �電圧を選択的に後段で読み出すための読み� �し用スイッチ1034(a~e)とにより構成されてい� �。ここで、サンプリングタップを5組設けて� ��るのは、本実施の形態において5サンプル分 の信号を保持する場合を一例として示してい るからであって、その数は実現しようとする フィルタ特性によって定まる。同一サンプリ ングタップに含まれるサンプリングスイッチ 1033と、読み出し用スイッチ1034とは、同一タ� ��ミングでONすることはない。

 合成出力部104は、正相サンプリングミキサ� ��102と逆相遅延サンプリングミキサ部103にお� ��てサンプリングされた信号を合成し、過去� ��蓄積された信号と合成する。合成出力部104� ��、例えば、図6に示すように、正相サンプリ ングミキサ102から読み出された信号電圧を所 定の変換比g _m1 で電流に変換して出力する電圧電流変換部104 1と、逆相遅延サンプリングミキサ103におけ� �電荷サンプリング用コンデンサに充電され� �電荷量に比例した信号電圧を所定の変換比g _m2 で電流に変換して出力する電圧電流変換部104 2と、過去に蓄積された電荷と前記電圧電流� �換部1041、1042から供給される電荷を合成する ヒストリコンデンサ1043とにより構成される� �

 制御信号生成部105は、図4におけるローカル 周波数発振部14から供給されるローカル信号2 4を基準として、正相サンプリングミキサ部10 2と逆相遅延サンプリングミキサ部103と合成� �力部104において必要とされる制御信号を生� �して出力する。図5中では、この制御信号を� ��御信号生成部105から上方にのびる3本の矢印 で表している。この制御信号を、図6での構� �で説明すると、制御信号生成部105から出力� �れる制御信号(例えば、LO _P )は、図6中の離散時間ダイレクトサンプリン� ��回路13中の同一記号で示された素子へそれ� �れ出力されている信号である。制御信号生� �部105は、正相ローカル信号LO _P と、電荷サンプリングスイッチへの制御信号 S _P0 、S _P1 、S _N0 ~S _N4 と、読み出しスイッチへの制御信号D _P0 、D _P1 、D _N0 ~D _N4 と、リセットスイッチへの制御信号R _P 、R _N とを出力する。

 図7は、制御信号生成部105において出力さ れる各々の制御信号のタイミングチャートで ある。詳細については回路動作の説明ととも に後述する。

 なお、以上のような構成において、正相サ� ��プリングミキサ部102における電荷サンプリ� ��グ用コンデンサ1022a、1022bと、逆相遅延サン プリングミキサ部103における電荷サンプリン グ用コンデンサ1032a~1033eの容量値は全て同じ� ��あり、電圧電流変換部1041と1042の電圧電流� �換比g _m1 とg _m2 も互いに等しい値とする。

 以上のように構成された離散時間ダイレ� ��トサンプリング受信機10及び離散時間ダイ� �クトサンプリング回路13の動作について、以 下で説明する。

 図4に図示されていない送信局から搬送波周 波数f _RF で送信された電磁波21は、アンテナ11におい� �電磁波からアナログRF信号22に変換され、低� ��音増幅器(LNA)12において増幅される。増幅さ れたアナログRF信号23は、離散時間ダイレク� �サンプリング回路13において、ローカル周波 数信号24を用いて離散時間的にサンプリング� ��れ、かつベースバンド周波数帯の信号に周� ��数変換される。また、離散時間的なフィル� ��処理により所望の信号成分が抽出され、ベ� ��スバンド信号25が出力される。得られたベ� �スバンド信号25は、アナログ・デジタル変換 処理部15によりデジタル値に量子化され、デ� ��タル受信処理部16により復調処理や復号処� �を含む所定の受信処理が行われ、受信デー� �27が出力される。

 次に、図5を用いて離散時間ダイレクトサ ンプリング回路13について説明する。離散時� ��ダイレクトサンプリング回路13では、入力� �れるアナログRF受信信号151が差動電圧電流変 換部101において差動の電流信号に変換され、 正相アナログRF電流信号152は正相サンプリン� ��ミキサ部102へ供給され、逆相アナログRF電� �信号153は逆相遅延サンプリングミキサ部103� �供給される。

 図6を用いて、正相サンプリングミキサ部102 及び逆相サンプリングミキサ部103での処理に ついて説明する。正相サンプリングミキサ部 102では、正相ローカル信号LO _P によりミキサスイッチ1021がONになる区間にわ たって、入力される正相アナログRF電流信号� ��電荷サンプリング用コンデンサC _SP0 (1022a)又はC _SP1 (1022b)の一方に供給され充電される。いずれ� �電荷サンプリング用コンデンサに充電され� �かは、サンプリングスイッチ1023a、1023bのそ� ��ぞれに供給される制御信号S _P0 、S _P1 のタイミングによって選択される。

 また一方の逆相サンプリングミキサ部103に� ��いても、正相ローカル信号LO _P によりミキサスイッチ1031がONになる区間にわ たって、入力される逆相アナログRF電流信号� ��電荷サンプリング用コンデンサの一つに供� ��され充電される。電荷サンプリング用コン� ��ンサC _SN0 (1032a)~C _SN4 (1032e)のうちのいずれに充電されるかは、サ� �プリングスイッチ1033a~1033eのそれぞれに供給 される制御信号S _N0 ~S _N4 がONになるタイミングによって選択される。

 このように、正相サンプリングミキサ102� ��逆相遅延サンプリングミキサ103においてLO� �号の半周期の区間にわたって入力されるア� �ログRF電流信号を電荷積分することにより、 いわゆるSINC関数状のローパス特性のフィル� �処理が施されたことと等価な効果が得られ� �ことが一般的に知られている。

 以下、図7に  示すタイミングチャートの� �御信号を用いて説明する。正相サンプリン� �ミキサ部102では、2系統の電荷サンプリング� ��コンデンサC _SP0 ,C _SP1 に対して、1サンプルずつ交互に電荷充電が� �われる。正相ローカル信号LO _P がローになるのと同じタイミングで、LO _P がローになる直前に電荷充電が行われていた 側の読み出しスイッチ1024a、又は、スイッチ1 024bがONとなることによって、直前に電荷充電 が行われていた電荷サンプリング用コンデン サにおけるサンプル値が読み出される(つま� �、電荷サンプリング用コンデンサに充電さ� �ていた電荷が放出される)。ここでは正相サ� ��プリングミキサ部102にはサンプリングタッ� ��が2組設けられているので、S _P0 、S _P1 はローカル信号LOの周波数の1/2の周波数でパ� ��スが現れている。またここでは、S _P0 、S _P1 は互いの位相がローカル信号の1周期分ずれ� �いる。このように構成することによって、1� ��ンプルずつ交互にサンプリングコンデンサC _SP0 ,又は、サンプリングコンデンサC _SP1 に充電されている電荷量に比例した電圧が読 み出される。そして、電圧が読み出された直 後のタイミングで、リセットスイッチ1025がON となり充電されていた電荷がリセットされる 。

 これに対し、逆相サンプリングミキサ部103� ��は、5系統の電荷サンプリング用コンデンサ 1033a~1033eに対して、1サンプルずつタイミング をずらして電荷充電が行われる。ここでは逆 相サンプリングミキサ部103にはサンプリング タップが5組設けられているので、S _N0 ~S _N4 はローカル信号LOの周波数の1/5の周波数でパ� ��スが現れている。またここでは、S _N0 ~S _N4 は互いの位相がローカル信号の1周期分ずれ� �いる。一方で正相ローカル信号LO _P がローになった直後に、LO _P の4クロック相当時間前に電荷充電が行われ� �いたサンプルタップにおける読み出しスイ� �チ1034がONとなる(スイッチ1034a~eに対して制御 信号D _n0 ~D _n4 が、印加される。)ことによって、4サンプル� ��に電荷充電された電荷サンプリング用コン� ��ンサにおけるサンプル値、すなわち充電さ� ��た電荷量に比例した電圧が順次読み出され� ��。そして、電圧が読み出された直後のタイ� ��ングで、リセットスイッチ1035がONとなり、� ��電されていた電荷がリセットされる。

 こうして逆相サンプリングミキサ部103の5組 のサンプリングタップは、一の逆相サンプリ ングタップに積分された逆相アナログRF電流� ��号が放出される期間と、その一の逆相サン� ��リングタップ以外の逆相サンプリングタッ� ��に逆相アナログRF電流信号が積分される期� �とが同期(図7では、LO _P の半周期ずれた状態で同期)し、且つ、逆相� �ンプリングミキサ部103の5組のサンプリング� ��ップの放出期間と、上記正相サンプリング� ��キサ部102の2個のサンプリングタップの放出 期間とが同期(図7では、同じタイミング)する ように、正相サンプリングミキサ部102から放 出される正相アナログRF電流信号が積分され� ��積分期間よりも前に積分された逆相アナロ� ��RF電流信号を放出することができる。 なお 、ここでは、一の逆相サンプリングタップに 積分された逆相アナログRF電流信号が放出さ� ��る期間と、その一の逆相サンプリングタッ� ��以外の1つの逆相サンプリングタップに逆相 アナログRF電流信号が積分される期間とは、L O _P の半周期ずれた状態で同期しているが、一部 又は全部が重なっていてもよい。

 合成出力部104では、上記のような制御動作� ��より、正相側と逆相側とで4サンプルの遅延 時間差を有する状態で読み出された電圧が、 それぞれ電圧電流変換部1041及び1042において� ��び電流に変換され、ヒストリコンデンサ1043 において過去に充電された電荷に加えて合成 される。逆相側のサンプル電流は合成時に正 相とは逆の符号で合成されることになる。こ の合成は制御信号D _P0 及びD _P1 に基づいて行われるため、サンプリング周波 数はデシメーションされることはなく、ロー カル周波数と変わらない。このため、後段に おいてもローカル周波数と同じサンプリング 周波数で離散時間アナログ信号を読み出すこ とが可能である。

 以上のようなサンプリングと合成の動作を� ��達関数で表すと(1)式のようになり、3次FIR特 性と等価なフィルタ効果が得られる。

 図8は、離散時間ダイレクトサンプリング 回路13によって(1)式で表される伝達関数のフ� ��ルタ特性を示す。横軸は、ローカル周波数� ��1で正規化した場合におけるローカル周波数 からの離調周波数を表している。なお、図8� �は最大利得を0dBで正規化している。また、(1 )式及び図8では、入力電流をローカル信号の� ��周期にわたって積分することにより得られ� ��SINC関数状のローパスフィルタ特性は加味さ れていない。

 以上のように本発明の実施の形態の構成� ��び動作によれば、入力されるアナログRF受� �信号をローカル周波数でサンプリングして� �次FIR特性を有するフィルタ処理を施した上� �、サンプリングレートを低下させることな� �出力することが可能となり、より狭通過帯� �で急峻な減衰特性をもつフィルタ特性を実� �可能となる。

 なお、本実施の形態では、逆相遅延サン� ��リングミキサ部において5サンプル分の電荷 サンプルを保持しておけるような構成により 、3次FIRと等価なフィルタ特性が得られる例� �示したが、本発明はこの構成に限定される� �のではない。例えば、逆相遅延サンプリン� �ミキサ部におけるサンプリングタップの数� �N個(Nは自然数)にすることにより、(N-2)次のFI R特性に拡張した設計が可能である。

 また、本実施の形態では、デシメーショ� ��されることなく、ローカル周波数と同じサ� ��プリングレートで離散時間アナログ信号を� ��力する場合の構成と動作例を開示したが、� ��発明はこれに限定されるものではなく、読� ��出しのタイミングをローカル周波数のレー� ��に比べて間引くことにより、サンプリング� ��ートを下げて出力するような構成及び動作� ��してもよい。

 また、本発明の実施の形態では、正相サン� ��リングミキサ部102における電荷サンプリン� ��用コンデンサ1022a、1022bと、逆相サンプリン グミキサ部103における電荷サンプリング用コ ンデンサ1032a~1033eの容量値を全て同じとし、� ��圧電流変換部1041と1042の電圧電流変換比g _m1 とg _m2 も互いに等しいこととしたが、本発明はこれ に限定されるものではない。重要なのは、あ る信号入力振幅に対して、正相側と逆相側と で、電荷サンプリング用コンデンサに電荷充 電され、電圧電流変換部で再び読み出された 電圧が電流に変換されてヒストリコンデンサ 1043に供給される電荷の量が同じになるよう� �成されることである。すわなち、ある信号� �力振幅に対して、ヒストリコンデンサにお� �て正相側から供給される電荷量と、逆相側� �取り出される電荷量が等しい状態になるこ� �である。したがって、正相側におけるコン� �ンサ容量値C _SP と電圧電流変換比g _m1 の比と、逆相側におけるコンデンサ容量値C _NP と電圧電流変換比g _m2 の比が等しくなるように構成されていればよ い。

 さらには、製造時における素子の特性のバ� ��ツキの影響を考慮し、電荷サンプリング用� ��ンデンサ1022、1032の容量値や、電圧電流変� �部1041、1042のg _m 値のいずれかを可変制御できるような構成と しておき、可変制御による調整によってバラ ツキの影響を吸収するような構成としてもよ い。また、実装した回路におけるスイッチや トランジスタの特性が理想的ではなく、有限 のインピーダンスや寄生容量を有しているよ うな場合、保持した電荷がこれらの影響によ りリークすることが予想される。このような 場合には、より保持時間が長い逆相側におけ る電荷サンプリング用ミキサにおける電荷の リーク量が大きくなることが予想されるため 、このリーク量を見込んで、逆相側における 電圧電流変換部1042の電圧電流変換比を大き� �に設定するような構成としてもよい。

 また、本発明の実施の形態において図6で示 した構成では、説明の簡単化のため、後段へ の信号出力が単相である場合を仮定した構成 を示したが、本発明はこの構成に限定される ものではない。例えば、図1で示すような差� �入力、差動出力の構成に基づいて図6の構成� ��変更することによって、出力を差動化する� ��とも可能である。また、図6で示した構成で は、アナログRF入力に対して差動で電圧電流� ��換した信号を用いることとしたが、本発明� ��これに限定されるものではなく、例えば単� ��の電圧電流変換部を用いても構成可能であ� ��。この場合、図9で示すように、単相電圧電 流変換部1012の出力を正相サンプリングミキ� �102と逆相遅延サンプリングミキサ103の双方� �出力し、正相サンプリングミキサ102では、� �相ローカル信号LO _P によってサンプリングし、逆相遅延サンプリ ングミキサ103では、逆相ローカル信号LO _N によってサンプリングするよう構成すればよ い。この場合のタイミングチャートは図10の� �よう になる。

 さらには、図9で示した構成に対し、正相サ ンプリングミキサ102と逆相遅延サンプリング ミキサ103の各々と同様の構成をもう一系統ず つ並列に設けてもよい(図11参照)。すなわち� �正相サンプリングミキサ102と同様の系統113� �対しては逆相ローカル信号LO _N を供給して逆相サンプリング系統とし、逆相 遅延サンプリングミキサ103と同様の系統112に 対しては正相ローカル信号LO _P を供給して正相遅延サンプリング系統とし、 これら2系統112、113の出力を合成する第2の合� ��出力部114を設けることにより、合成出力部1 04と合成出力114から差動関係となる信号を出� ��するように構成することも可能である。

 また、図7に示したタイムチャートにおい て、同様のタイミングで示されている制御信 号については、共通の制御信号を分岐して供 給することとしてもよいことは言うまでもな い。また、正相ローカル信号を制御信号生成 部105で生成する構成で説明したが、本発明は これに限定されるものではなく、ローカル周 波数発振部14から供給される信号を直接ミキ� ��スイッチへ供給するような構成としてもよ� ��。

 また、本発明の実施の形態では、合成出� ��部104の構成例として、図6で示したように、 電圧電流変換部1041、1042によって電荷サンプ� ��ング用コンデンサに蓄積された電荷量に比� ��した電圧を所定の時間にわたって電流に変� ��してヒストリコンデンサ1043に充電する構成 を示したが、本発明はこれに限定されるもの でない。例えば、電圧電流変換部1041、1042の� ��わりにエミッタフォロワ等のバッファ構成� ��より電圧として読み出した上で、ヒストリ� ��ンデンサの代わりに電圧加算器を設けて電� ��において合成を行い、さらにアナログ・デ� ��タル変換部によってデジタル量子化し、デ� ��タル化されたデータに対して、1サンプル前 のデータとの加算処理を行う構成としてもよ い。

 その他、本実施の形態と特徴がほぼ等価� ��動作をするものであれば、構成と制御内容� ��当業者の考えうる範囲内で異なるものであ� ��てもよいことは言うまでもない。例えば、� ��御信号によってスイッチがONになる時間長� �適宜短くもしくは長くしても良いし、電荷� �ンプル用コンデンサとスイッチによるサン� �ル用タップの数を余分に設ける構成とし、� �制御信号間に時間的なマージンを設けるよ� �な構成に変えても、本発明の本質に影響を� �えるものではない。また、正相側と逆相側� �おけるサンプリングタップ数の関係を逆に� �ても、本質的な効果は変わらない。

 (実施の形態2)
 本実施の形態では、実施の形態1において示 した離散時間アナログ処理回路の構成をもと に、さらに複数の異なる電圧電流変換比の電 圧電流変換部、ミキサスイッチ、コンデンサ 等を設けることによって、フィルタ特性を表 す伝達関数におけるタップ係数の重み付けを 実現する場合の実施の形態と、出力のサンプ リングレートをローカル信号周波数に対して デシメート(間引き)して出力する場合の構成� ��動作、及び実現されるフィルタ特性の例を� ��明する。

 図12は、本実施の形態の説明に用いるダ� �レクトサンプリング回路200の構成を示す図� �ある。ダイレクトサンプリング回路200は、� �6で示したダイレクトサンプリング回路13に� �し、異なる電圧電流変換比となる2つの差動� ��圧電流変換部2011、2022を具備する。ダイレ� �トサンプリング回路200は、それぞれの差動� �圧電流変換部(2011、2022)の出力をサンプリン� ��するためのミキサスイッチ2021、2022、2031、2 032をさらに具備する。ダイレクトサンプリン グ回路200は、正相側の系統のミキサスイッチ 2021,2022の出力段に、サンプリングタップを4� �ずつ具備し、また、逆送側のミキサスイッ� �2031,2032の出力段に、サンプリングタップを8� ��ずつさらに具備する。各サンプリングタッ� ��は、電荷サンプリング用コンデンサとサン� ��リングスイッチと読み出しスイッチとによ� ��構成される。ダイレクトサンプリング回路2 00は、これらのサンプリングタップに対応し� ��制御信号を生成する制御信号生成部201をさ� ��に具備する。図12におけるその他の構成要� �については、図6で同一の番号を付したもの� ��同様の構成及び動作をするものであり、こ� ��らについての説明は割愛する。

 差動電圧電流変換部2011、2012はそれぞれ、� �力されるアナログRF信号を、所定の電圧電流 変換比で差動電流に変換して出力する。ここ では、差動電圧電流変換部2012のトランスコ� �ダクタンス値(g _m 値)が差動電圧電流変換部2011のそれに対して3 倍となっている。すなわち、差動電圧電流変 換部2011のトランスコンダクタンス値はg _m0 であり、差動電圧電流変換部2012のトランス� �ンダクタンス値は3g _m0 である。正相ミキサスイッチ2021、2022は、ロ� ��カル信号によってスイッチングし、ONして� �るときに差動電圧電流変換部2011、2012から出 力される正相アナログRF電流信号をそれぞれ� ��過させる。逆相ミキサスイッチ2031、2032は� �ローカル信号によってスイッチングし、ONし ているときに差動電圧電流変換部2011、2012か� ��出力される逆相アナログRF電流信号をそれ� �れ通過させる。

 正相サンプリングミキサ部202における計8個 のサンプリングタップにおける電荷サンプリ ング用コンデンサ2023a~2023hの容量値は全てC _SP であり、逆相遅延サンプリングミキサ部203に おける計16個のサンプリングタップにおける� ��荷サンプリング用コンデンサ2033a~2033pの容� �値は全てC _SN である。

 正相側の各サンプリングタップにおけるサ� ��プリングスイッチと読み出し用スイッチに� ��して接続される制御線にはそれぞれS _P0 ~S _P3 、D _P0 ~D _P1 なる符号を付してあり、符号が同じスイッチ には同一の制御信号が供給される。逆相側の 各サンプリングタップにおけるサンプリング スイッチと読み出し用スイッチに対して接続 される制御線にはそれぞれS _N0 ~S _N7 、D _N0 ~D _N3 なる符号を付してあり、符号が同じスイッチ には同一の制御信号が供給される。

 図12は、本実施の形態において制御信号� �成部201から出力される各々の制御信号のタ� �ミングチャートである。詳細については回� �動作の説明とともに後述する。

 なおここでは、正相サンプリングミキサ部2 02における電荷サンプリング用コンデンサの� ��量値C _SP と逆相遅延サンプリング203における電荷サン プリング用コンデンサの容量値C _SN は同じ値であり、電圧電流変換部1041と1042の� ��圧電流変換比g _m1 とg _m2 も互いに等しい。

 なお、本実施の形態では一例として、複� ��の電荷サンプリング用コンデンサから信号� ��読み出されて最終的にヒストリコンデンサ� ��充電される段階でのサンプリングレートが� ��ローカル周波数に対して1/2にデシメーショ� ��される場合を想定した構成及び制御内容と� ��っている。

 以上のように構成された離散時間ダイレ� ��トサンプリング回路200の動作について、以� ��で説明する。

 受信し増幅されたアナログRF信号は、2つの� ��動電圧電流変換部2011、2012においてそれぞ� �異なる電圧電流変換比g _m0 、3g _m0 によって差動の電流信号に変換される。この 変換により、正相アナログRF電流信号251、252� ��逆相アナログRF電流信号253、254が得られる� �正相アナログRF電流信号251、252は、それぞれ 正相サンプリングミキサ部202におけるミキサ スイッチ2021、2022において、ローカル信号の� ��イミングに従ってサンプリングされる。サ� ��プルされた電荷は、4相に分かれて供給され る制御信号SP0~SP3によって、導通された2つの� ��荷サンプリング用コンデンサからなるペア� ��に、順次タイミングをずらしながら充電さ� ��る。すなわち、実際上、上記した電荷サン� ��リング用コンデンサからなるペアを含む2つ のサンプリングタップで、1つの正相サンプ� �ングタップを構成している。この正相サン� �リングタップに含まれる2つの読み出し用ス� ��ッチ2025(例えば、2025a、b)は、互いにONする� �間が異なっている。また、第1の正相サンプ� ��ングタップに含まれる読み出し用スイッチ2 025(例えば、2025a)は、第2の正相サンプリング� ��ップに含まれる読み出し用スイッチ2025(例� �ば、2025f)と同じ期間にONする。

 一方、逆相アナログRF電流信号253、254は、� �相遅延サンプリングミキサ部202におけるミ� �サスイッチ2031、2032において、ローカル信号 のタイミングに従って電流がサンプリングさ れる。サンプルされた電荷は、8相に分かれ� �供給される制御信号S _N0 ~S _N7 によって、導通された2つずつの電荷サンプ� �ング用コンデンサからなるペア毎に、順次� �イミングをずらしながら充電される。すな� �ち、実際上、上記した電荷サンプリング用� �ンデンサからなるペアを含む2つのサンプリ� ��グタップで、1つの逆相サンプリングタップ を構成している。この逆相サンプリングタッ プに含まれる2つの読み出し用スイッチ2035(例 えば、2035a、b)は、互いにONする期間が異なっ ている。また、第1の正相サンプリングタッ� �に含まれる読み出し用スイッチ2035(例えば、 2035a)は、第2の正相サンプリングタップに含� �れる読み出し用スイッチ2035(例えば、2035p)と 同じ期間にONする。

 このようにして各電荷サンプリング用コ� ��デンサに電荷が充電されることにより、正� ��側では過去4サンプル分、逆相側では過去8� �ンプル分の信号値に相当する電荷が蓄積さ� �たことになる。また、それぞれのサンプル� �イミングにおいて、互いに電荷量が1:3の比� �異なる2種類の電荷信号が得られることにな� ��。

 一方、読み出しスイッチ2025、2035側では、� �記のようにして蓄積された過去のサンプル� �イミングでサンプルされた信号値のうち、� �12で示されているD _P0 ~D _P3 、D _N0 ~D _N3 の8種類の制御信号に従って、ローカル信号� �波数での2サンプルに一度のタイミングで、� ��定のコンデンサに蓄積されている電荷信号� ��複数選択的に読み出されて合成される。例� ��ば、正相側でD _P0 がHighになるタイミングでは、電荷サンプリ� �グ用コンデンサ2023a、2023h、2023f、2023cに充電 された電荷信号が共有状態で合成される。こ れらはそれぞれ、最新のサンプルタイミング 、1サンプル前、2サンプル前、3サンプル前の タイミングにおける電荷が蓄積されている。 また、このうち、2023fと2023hでは、3倍の電荷� ��が蓄積されているため、他のサンプル値に� ��べて3倍の重み付けがなされた状態で合成さ れるのと等価の効果が得られる。同様にして 、逆相側でDN0がHighになるタイミングでは、� �荷サンプリング用コンデンサ2033i、2033h、2033 f、2033cに充電された電荷信号が共有状態で合 成される。これはそれぞれ、4サンプル前、5� ��ンプル前、6サンプル前、7サンプル前のタ� �ミングにおける電荷が蓄積されている。ま� �、このうち2033h、2033fでは、3倍の電荷量が蓄 積されているため、他のサンプル値に比べて 3倍の重み付けがなされた状態で合成される� �と等価の効果が得られる。上記の制御動作� �よって複数の電荷サンプリング用コンデン� �から選択的に読み出された電荷が共有状態� �なり平衡状態になった時の電圧値が後段の� �圧電流変換部1041、1044に供給されることにな る。

 このような動作をz関数で表現すると、(2) 式のように表すことができ、等価的に1次FIR� �2段接続と3次FIRの縦列接続と等価な特性が得 られる。

 図13は、離散時間ダイレクトサンプリング� �路200によって(2)式で表される伝達関数のフ� �ルタ特性である。横軸は、ローカル周波数� �らの離調周波数をローカル周波数で正規化� �て表している。

 なお、(2)式では実回路における利得の項� ��厳密には記載していない。また、図14にお� �る縦軸の利得値は最大利得を0dBで正規化し� �いる。

 以上のように本実施の形態では、実施の� ��態1による構成に加えて、異なる電圧電流変 換比の差動電圧電流変換部を複数設け、各々 で生成されたアナログRF電流を別の電荷サン� ��リング用コンデンサに蓄積しておき、読み� ��し時に複数の電荷サンプリング用コンデン� ��のうちから過去の所定のタイミングの電荷� ��号を選択的に接続して電荷共有による合成� ��行う構成としている。このように構成する� ��とより、より高次かつ複雑なフィルタ伝達� ��数を実現可能となり、より狭帯域でかつ急� ��断特性を有するフィルタ特性の実現が可能� ��なる。また、従来の電荷積分型の構成では� ��タップ係数の重み付けのために、例えば4分 解能の重み付けが必要であったフィルタ特性 が、等価的に2分解能の重み付けで実現可能� �なり、回路規模の削減が可能となる。

 なお、上記説明では、ダイレクトサンプ� ��ング回路200において、互いに電圧電流変換� ��の異なる差動電圧電流変換部2011及び差動電 圧電流変換部2012の差動出力を正相ミキサス� �ッチ2021、2022及び逆相ミキサスイッチ2031、20 32が同位相でサンプリングすることにより、2 種類の正相アナログRF電流信号及び2種類の逆 相アナログRF電流信号を形成している。しか� ��ながら、本発明はこれに限定されるもので� ��なく、単相の電圧電流変換部を用いてもよ� ��。すなわち、第1の単相電圧電流変換部の出 力を正相ミキサスイッチ2021及び逆相ミキサ� �イッチ2031に入力し、第1の単相電圧電流変換 部と電圧電流変換比の異なる第2の単相電圧� �流変換部の出力を正相ミキサスイッチ2022及� ��逆相ミキサスイッチ2032に入力し、正相ミキ サスイッチ2021、2022と逆相ミキサスイッチ2031 、2032とが互いに逆位相で入力信号をサンプ� �ングすることによっても、2種類の正相アナ� ��グRF電流信号及び2種類の逆相アナログRF電� �信号を形成することができる。

 なお、本実施の形態と特徴がほぼ等価な� ��作をするものであれば、構成と制御内容が� ��業者の考えうる範囲内で異なるものであっ� ��もよいことは言うまでもない。例えば、本� ��施の形態では、サンプリングタップからの� ��み出し頻度をローカル周波数の2サンプルに 一度としてデシメーションを行う構成とした が、本発明はこれに限定されるものではなく 、後段のヒストリコンデンサに蓄積された電 荷信号を、さらに後段で読み出す段において 、読み出しをさらに低いレートで行うことに おり、より大きなデシメーションを行うこと も可能である。

 (実施の形態3)
 本実施の形態では、実施の形態2において示 した離散時間アナログ処理回路200で実現され るフィルタ伝達特性を実現可能な別の構成例 を説明する。

 図15は、本実施の形態の説明に用いるダ� �レクトサンプリング回路300の構成を示す図� �ある。ダイレクトサンプリング回路300は、� �12で示したダイレクトサンプリング回路200が アナログRF信号入力に対して差動電圧電流変� ��部を2つ具備しているのに対し、アナログRF� ��号入力に対して差動電圧電流変換部を1つ具 備する。さらに、ダイレクトサンプリング回 路300は、正相側と逆相側にミキサスイッチを それぞれ1つずつ具備する。そして、正相側� �ミキサスイッチ出力は、正相サンプリング� �キサ部における全てのサンプリングタップ� �供給され、逆相側のミキサスイッチ出力は� �逆相遅延サンプリングミキサ部におけるす� �てのサンプリングタップへ供給される。こ� �では、正相サンプリングミキサ部は8個のサ� ��プリングタップを具備し、そのうち半分の� ��ンプリングタップに含まれる電荷サンプリ� ��グ用コンデンサの容量値は、残り半分のサ� ��プリングタップに含まれる電荷サンプリン� ��用コンデンサの容量値の3倍である。同様に 、逆相遅延サンプリングミキサ部は、16個の� ��ンプリングタップを具備し、そのうち半分� ��サンプリングタップに含まれる電荷サンプ� ��ング用コンデンサの容量値は、残り半分の� ��ンプリングタップに含まれる電荷サンプリ� ��グ用コンデンサの容量値の3倍である。図15� ��おけるその他の構成要素については実施の� ��態2及び図12と同様の構成及び動作をするも� ��であり、これらについての説明は割愛する� ��

 以上のように構成された離散時間ダイレ� ��トサンプリング回路300に対し、実施の形態2 において図13で示したタイミングチャートに� ��づいて各制御信号を生成して各部の動作を� ��御することにより、各サンプリングタップ� ��は、実施の形態2における図12の場合と同様� ��電荷量の蓄積及び読み出しを行うことがで� ��、結果として図14と同様のフィルタ伝達特� �を実現することが可能となる。

 受信し増幅されたアナログRF信号は、差動� �圧電流変換部3011において電圧電流変換比g _m0 によって差動の電流信号に変換され、正相ア ナログRF電流信号351と逆相アナログRF電流信� �352が出力される。正相アナログRF電流信号351 は、正相サンプリングミキサ部におけるミキ サスイッチ3021において、ローカル信号のタ� �ミングに従って電流がサンプリングされ、4� ��に分かれて供給される制御信号S _P0 ~S _P3 によって導通された2つずつの電荷サンプリ� �グ用コンデンサの組の単位で順次ローテー� �ョンされながら電荷が充電される。この時� �一方のコンデンサ(例えば3023a)に対してもう� ��方のコンデンサ(例えば3023b)の容量値が3倍� �関係になっているため、コンデンサ3023bには コンデンサ3023aに対して3倍の電荷が充電され る。一方、逆相アナログRF電流信号352は、逆� ��遅延サンプリングミキサ部におけるミキサ� ��イッチ3031において、ローカル信号のタイミ ングに従って電流がサンプリングされ、8相� �分かれて供給される制御信号S _N0 ~S _N7 によって導通された2つずつの電荷サンプリ� �グ用コンデンサの組の単位で順次ローテー� �ョンされながら電荷が充電される。ここで� �やはり、一方のコンデンサはもう一方のコ� �デンサに対して容量値が3倍の関係になって� ��るため、3倍の電荷が充電される。

 以上のように本実施の形態の構成及び動� ��によれば、実施の形態2とは別の構成によっ て高次かつ複雑なフィルタ伝達関数を実現可 能となり、狭帯域でかつ急遮断特性を有する フィルタ特性の実現が可能となる。さらに図 15に示す構成によれば、図12に示した構成に� �べ、タップ係数の値を電圧電流変換比の相� �比ではなく、コンデンサ容量の相対比で設� �することができるため、半導体回路で構成� �る場合に、より高精度なタップ係数の設定� �可能となる。また、差動電圧電流変換部の� �数を増やす必要がないため、回路規模の削� �に効果が期待できる。

 (他の実施の形態)
 以上、実施の形態1から3までで示した構成� �は、本発明に基づいてあるフィルタ伝達特� �を実現のための回路構成例を示したにすぎ� �、サンプリングタップの数に基づくフィル� �の次数や、異なる電圧電流変換比の差動電� �電流変換部や異なる容量値のコンデンサを� �数設けることに基づくタップ係数の分解能� �どはこれらに限定されるものではなく、所� �の性能仕様にも基づいて最適な特性が得ら� �るような構成をとってもよいことは言うま� �もない。

 さらには、本発明によるフィルタ構成を� ��例えば図16に示すような構成で縦列接続し� �より高度なフィルタ伝達特性を実現するこ� �も可能である。図16において、正相サンプリ ング部403は、図5及び図6で例示した正相サン� ��リングミキサ部102においてローカル信号に� ��り制御されるミキサスイッチ1021を省くこと により構成され、逆相遅延サンプリング部404 は、図5及び図6で例示した逆相サンプリング� ��キサ部103においてローカル信号により制御� ��れるミキサスイッチ1031を省くことにより構 成される。このようにして異なる特性を有す るフィルタを縦列接続し、さらに後段でIIR型 のフィルタを縦列接続し、図17で示すような� ��成とすれば、図18に示すようなフィルタ特� �を実現することも可能である。

 なお、図17に示した構成において、最後� �のIIR型のフィルタは離散時間アナログ処理� �路で構成してもよいし、A/D変換器当により� �ジタル値に量子化した後にデジタルフィル� �により構成してもよい。

 2007年3月6日出願の特願2007-056409の日本出� �に含まれる明細書、図面及び要約書の開示� �容は、すべて本願に援用される。