本发明涉及开关电源领域， 尤其涉及一种基于纹波控制的单电感多输出开 关电源。 背景技术

许多电子设备需要提供多个相互独立的电源， 这些电子设备要求高效的电源管理系 统。 单电感多输出 （SIMO) 降压型 DC-DC 转换器因其能减少片外元件的使用 （特别是 片外电感） 从而减小电源模块的体积， 因此成为一个学术界和产业界热点的研究和发 展 方向。 虽然它能减小电源模块的体积， 但也存在着输出纹波较大， 效率偏低和交叉调制 的问题。 对于实际应用的 SIMO来说， 小纹波、 低交叉耦合、 高效率和快速瞬态响应是 最需要关注的指标。 已有技术采用共模电压控制主回路电流环， 差模电压控制次级回路 电压环的双输出 SIMO结构虽然一定程度上可以降低交叉耦合， 但是次级回路控制方法 复杂， 瞬态响应偏慢， 用飞电容串在两路输出之间来降低输出纹波的 方法又会在一定程 度上恶化交调效应。

发明内容

为克服现有技术存在的缺陷， 本发明在现有技术基础上， 提出了一种基于纹波控制 的单电感双输出开关电源 （DC-DC 转换器）， 可以简化控制拓扑， 提高瞬态响应， 降低 纹波和交调耦合。

为实现上述目的， 本发明采用以下技术方案： 一种基于纹波控制的单电感双输出开 关电源， 其特征是： 包括功率级模块、 滤波和电压采样模块、 次级电压采样模块、 次级 波纹控制模块、 主级电压采样模块、 主级控制模块和驱动模块， 功率级模块输出连接滤 波和电压采样模块， 滤波和电压采样模块输出分别连接次级电压采 样模块及主级电压采 样模块， 次级电压采样模块输出连接次级纹波控制模块 ， 主级电压采样模块输出连接主 级控制模块， 次级纹波控制模块及主级控制模块的输出均连 接驱动模块， 驱动模块输出 连接功率级模块， 次级纹波控制模块还输出斜坡补偿电流源 I _sl 。 _pe 信号给次级电压采样模 块； 其中：

功率级模块包括作为主功率开关管的 PMOS管 MP1、作为同步整流开关管的 NMOS 管 MN1、 作为次级功率开关管的 PMOS管 MP2及 NMOS管 MN2以及电感 L， PMOS 管 MP1的源极连接电源电压 Vin， PMOS管 MP1的漏极与 NMOS管 MN1的漏极以及电 感 L的一端连接在一起， NMOS管 MN1的源极接地， 电感 L的另一端分别连接 PMOS 管 MP2的源极及 NMOS管 MN2的漏极；

滤波和电压采样模块包括电容 、 C ₂ 及电阻 、 R ₂ 、 R ₃ 、 R ₄ 、 R ₅ 和 R ₆ ， 电容 的一端与功率级模块中 PMOS管 MP2的漏极、电阻 以及电阻 R ₃ 的一端连接在一起作 为一路输出电压 V ， 电容 d的另一端与电阻 的另一端以及电阻 R ₄ 的一端连接在一 起并接地， 电阻 R4的另一端与电阻 R ₃ 的另一端连接作为一路采样电压 V _{1 ;} 电容 C ₂ 的一 端与功率级模块中 NMOS管 MN2的源极、 电阻 R ₂ 以及电阻 R ₅ 的一端连接在一起作为 另一路输出电压 V ₀₂ ， 电容 C ₂ 的另一端与电阻 R ₂ 的另一端以及电阻 R ₆ 的一端连接在一 起并接地， 电阻 R ₆ 的另一端与电阻 R ₅ 的另一端连接作为另一路采样电压 V _2;

次级电压采样模块包括 PMOS管 MP7和 PMOS管 MP8、 电阻 R _u 、 Ri ₂ 、 Ri ₃ 、 R _i4 和 R ₁₅ 、 一对恒流电流源 1 ₂ 及一对斜坡补偿电流源 I _sl 。 _pe ， 电阻 R ₁₃ 及电阻 R ₁₅ 的一端分别 连接滤波和电压采样模块输出的采样电压 及采样电压 V ₂ ， 电阻 R ₁₃ 的另一端与 PMOS 管 MP7的栅极以及电阻 R ₁₄ 的一端连接在一起，电阻 R ₁₅ 的另一端与 PMOS管 MP8的栅 极连接， PMOS管 MP7的漏极与 PMOS管 MP8的漏极以及电阻 R ₁₄ 的另一端连接在一 起并接地， 一对恒流电流源 1 ₂ 及一对斜坡补偿电流源 I _sl 。 _pe 的一端连接电源 VDD,其中一 个斜坡补偿电流源 I _sl 。 _pe 的另一端与电阻 R ₁₂ 的一端连接作为输出电压 V—, 电阻 R ₁₂ 的另 一端与 PMOS管 MP8的源极以及其中一个恒流电流源 1 ₂ 的另一端连接在一起， 另一个 斜坡补偿电流源 I _sl 。 _pe 的另一端与 PMOS管 MP7的源极以及电阻 Ru的一端连接在一起， 电阻 R _u 的另一端与另一个恒流电流源 1 ₂ 的另一端连接作为输出电压 V+;

次级波纹控制模块包括斜坡补偿电路和比较器 电路， 比较器电路的两个输入端分别 连接次级电压采样模块的输出电压 V+及 V—, 斜坡补偿电路包括 PMOS管 MP3、 PMOS 管 MP4、 PMOS管 MP5 、 PMOS管 MP6以及 NMOS管 MN3、 NMOS管 MN4、 NMOS 管 MN5、 电容 C ₃ 、 C ₄ 、 电阻 R _1Q 、恒流电流源 和反相器，恒流电流源 的一端与 PMOS 管 MP6的源极、 PMOS管 MP5的源极以及电容 C ₄ 的一端连接在一起并连接电源 VDD, 恒流电流源 的另一端与 NMOS管 MN3的漏极、 栅极以及 NMOS管 MN4的栅极连接 在一起， NMOS管 MN3的源极连接电容 C ₃ 的一端和 NMOS管 MN5的漏极， 电容 C ₃ 的另一端及 NMOS管 MN5的源极均接地， NMOS管 MN5的栅极连接反相器的输出端， 反相器的输入端连接比较器电路输出的占空比 信号 d ₂ ， PMOS管 MP6的栅极连接占空比 信号 d ₂ ， PMOS管 MP6的漏极连接电容 C ₄ 的另一端及 M0S管 MP3的源极， M0S管 MP3的栅极与漏极互连并与 M0S管 MP4的栅极及 NMOS管 MN4的漏极连接在一起， NMOS管 MN4的源极通过电阻 Rio接地， PMOS管 MP5的栅极接地， PMOS管 MP5的 漏极连接 PMOS管 MP4的源极， PMOS管 MP4的漏极作为斜坡补偿电路的输出， 输出 斜坡补偿电流源 I _sl 。 _pe 信号给次级电压采样模块；

主级电压采样模块包括电阻 R ₇ 、 R ₈ 和 R ₉ ， 电阻 R ₇ 及电阻 R ₈ 的一端分别连接滤波和 电压采样模块输出的采样电压 及采样电压 V ₂ ， 电阻 R ₇ 及电阻 R ₈ 的另一端通过电阻 R ₉ 接地；

主级控制模块包括斜坡补偿电路（与次级波纹 控制模块中的斜坡补偿电路相同）、振 荡器、 电流检测电路、 叠加器、 误差放大器和脉冲宽度调制器， 振荡器输出时钟控制信 号给斜坡补偿电路， 斜坡补偿电路输出连接叠加器， 电流检测电路的输入连接功率级模 块中 PMOS管 MP1和 NMOS管 MN1的的漏极， 电流检测电路的输出亦连接至叠加器， 叠加器的输出连接脉冲宽度调制器的一个输入 端， 脉冲宽度调制器的另一个输入端连接 误差放大器的输出， 误差放大器的负输入端连接主级电压采样模块 中作为采样电压 V _M 输出的电阻 R ₇ 、 及 的连接端， 误差放大器正输入端连接基准电压 Vref， 接脉冲宽 度调制器输出主级占空比信号 d _{1 ;}

驱动模块设有死区和驱动电路（可采用现有电 路）， 其输入端分别连接主级控制模块 中脉冲宽度调制器输出的主级占空比信号 及次级波纹控制模块中比较器电路输出的占 空比信号 d ₂ ， 在死区和驱动电路的输出端， 由占空比信号 ^产生的驱动信号 PD和 ND 分别连接到功率级模块中 PMOS管 MP1的栅极及 NMOS管 MN1的栅极，由占空比信号 (1 ₂ 产生的驱动信号 DP和 DN分别连接到功率级模块中 PMOS管 MP2的栅极及 NMOS 管 MN2的栅极。

本发明的优点及显著效果：

( 1 )主环路采用共模电压峰值电流模式， 次级环路采用差模电压纹波控制模式的双路 SIMO降压 DC-DC转换器， 次级回路采用纹波控制模式。 为了提高瞬态响应， 简化了控 制电路， 主回路采用误差放大器无补偿的峰值电流模式 ， 进一步简化了控制电路， 同时 也提高了瞬态响应； 为了使主次回路稳定， 次级控制回路加入了额外的斜坡补偿， 额外 的斜坡补偿同时也降低了纹波。

(2)主级开关 MP1和 MN1通过两路输出电压的共模信号控制， 次级开关管 MP2和 MN2通过两路输出电压的差模信号控制。 主级开关采用共模电压控制， 次级开关采用差 模电压控制可减小交叉耦合。

(3)纹波控制型结构的核心在于一个高精度高速 的比较器和一个斜坡补偿电路 ， 斜 坡补偿叠加到高精度高速比较器的输入端次级 电压采样模块实现纹波控制。

(4) 主回路的控制拓扑为峰值电流型控制拓扑， 次级回路的控制拓扑为纹波控制型 拓扑。 次级开关采用差模电压的纹波进行控制， 并通过斜坡补偿消除了潜在的次谐波振 荡， 从而减小了单电感双输出开关电源的纹波。

(5) 功率开关管根据输入输出电压差选择不同类型 的功率开关管， 并通过分段驱动 和轻载阶段采用 PSM模式来提高效率。

(6) 次级纹波控制模块简化了控制拓扑， 使系统响应速度变快。

(7) 由于次级纹波控制模块采用了斜坡补偿， 所以主级回路的斜坡补偿电路在一定 程度上也可以省去。

附图说明

图 1为本发明的方框图；

图 2为本发明的电路总图；

图 3为本发明的次级斜坡补偿电路的电路图； 图 4为本发明的次级电压采样电路图；

图 5为本发明的工作波形图；

图 6为本发明次级斜坡补偿的原理图。

具体实施方式

参看图 1， 本发明目的是提供一个快速响应、 小纹波、低交叉耦合、 高效率的单电感 双输出降压型 DC-DC转换器。 包括功率级模块 1、 滤波和电压采样模块 2、 次级电压采 样模块 3、 次级波纹控制模块 4、 主级电压采样模块 5、 主级控制模块 6和驱动模块 7.功 率级模块 1输出 V ₀₁ V02至滤波和电压采样模块 2， 滤波和电压采样模块 2输出 、 V ₂ 分别至次级电压采样模块 3及主级电压采样模块 5，次级电压采样模块 3输出 V ₊ 、 V_ 至次级纹波控制模块 4， 主级电压采样模块 5输出 V _M 至主级控制模块 6， 次级纹波控制 模块 4及主级控制模块 6分别输出占空比信号 d ₂ 、 4至驱动模块 7， 驱动模块 7输出连 接功率级模块 1， 次级纹波控制模块 4还输出斜坡补偿电流源 I _sl 。 _pe 信号给次级电压采样 模块 3。

如图 2所示， Vin为开关电源输入电压， MP1为输入回路主级功率开关管， MN1为 主环路同步整流功率开关管， MP2、 MN2为次级功率管， MP1、 MN1、 MP2、 MN2和电 感 L组成了功率级模块 1。 为支路一的滤波电容， 为支路一的负载， ¾为支路二 的滤波电容， R ₂ 为支路二的负载， 、 Ri R ₂ 、 R ₃ 、 C ₂ 、 R ₄ 、 R ₅ 和 R ₆ 组成了滤波和电 压采样模块 2。 R ₇ 、 R ₈ 、 R ₉ 组成主级电压采样模块 5， 误差放大器和脉冲宽度调制器， 加 上电流检测、 叠加器、 振荡器和斜坡补偿电路 I， 组成了主级控制模块 6。 斜坡补偿电路 II和高速高精度低失调比较器， 组成了次级纹波控制模块 4。斜坡补偿电路 II与斜坡补偿 电路 I可采用结构相同的电路结构。

在功率级模块 1中， 主级功率开关管 MP1和同步整流功率开关管 MN1作为主环路 开关， 控制能量的输入， MP1使用功率 PMOS管， MN1使用功率 NMOS管。 电感 L之 后的两个次级功率开关管 MP2和 MN2作为次级开关， 决定能量的分配。 两路输出电压 Voi和 Vo ₂ 通过采样电阻 R ₃ ,R4,R ₅ 和 R ₆ 得到采样电压 N\和 V ₂ ，采样电压 N\和 V ₂ 分别传 递到主级电压采样模块和次级电压采样模块， 主级电压采样模块对采样电压 ¥ ₁ 和 V ₂ 进 行采样处理得到主级采样电压 V _M ， V _M 和基准电压 Vref 通过误差放大器进行比较产生输 出电压， 电流检测电路和斜坡补偿电路 I的电流通过采样电阻产生另外一个电压， 这两 个电压通过脉冲宽度调制器进行比较产生占空 比信号 4， 占空比信号 ^通过驱动模块产 生驱动信号 PD和 ND。 选择输出电压的功率管 MP2使用功率 PMOS管， 选择输出电压 的功率管 MN2使用功率 NMOS管。 选择输出电压的功率管类型可根据两路输出电 压值 Voi和 V ₀₂ 与电源电压的关系来选择。其选择依据是 ：当输出电压小于电源电压的一半时， 功率管选择 N型功率 MOS管， 当输出电压大于电源电压的一半时， 功率管选择 P功率 MOS管。 例如当电源为 3.3V， V _Q1 的额定输出电压为 1.8V, 大于电源电压的一半， 选择 输出电压的功率 MOS管 MP2就选择 P型功率 MOS管， Vo ₂ 的额定输出电压为 1.2V, 大于电源电压的一半， 选择输出电压的功率 MOS管 MN2就选择 N型功率 MOS管。

次级控制环路采用添加了斜坡补偿的纹波控制 模式。 斜坡补偿电路 II产生的二次斜 坡电流输入到次级电压采样模块， 两路采样输出电压 ¥工和 V ₂ 通过次级电压采样模块产 生差模电压 V+和 V-输入到高速高精度低失调比较器的两个输入� ��，产生次级占空比信号 d ₂ ， 占空比信号 d ₂ 通过驱动模块 （PWM) 产生驱动信号 DP和 DN。

在滤波和电压采样模块 2中， 输出滤波电容 和 C ₂ 使用低寄生电感的电容， 如体 积小的电容， 或者采用特殊工艺制作的低寄生电感的电容。

在主级电压采样模块 5 中， 电阻 R ₇ 、 R ₈ 和 R ₉ 通过分压采样到电压 V _M ， 这个电压 V _M 为共模电压采样电压， V _M 输入到主级控制模块 6中的误差放大器的负输入端。

在主级控制模块 6 中， 振荡器的输出时钟控制斜坡补偿电路 II产生斜坡补偿电流， 电流检测功率级的电流， 这两个电流叠加并输入到脉冲宽度调制器中。 同时， 主级电压 采样模块产生的采样电压 V _M 输入到误差放大器的负输入端， 基准电压 Vref输入到误差 放大器正输入端， 误差放大器的输出输入到脉冲调制器， 脉冲调制器产生主级占空比信 号 4， 主级占空比信号 ^输入到驱动模块 7中。

在次级纹波控制模块 4中，次级电压采样模块的两路输出 V+和 V-输入到高速高精度 比较器的两个输入端， 斜坡补偿电路 II产生的二次斜坡补偿电流输入到次级电压采� ��模 块中， 差模电压 V+和 V-在比较器中进行比较， 产生次回路的占空比信号 d ₂ ， 次级占空 比信号 d ₂ 输入到驱动模块 7中。

图 3为次级纹波控制模块 4中的斜坡补偿电路 II的电路示意图， II为电流源， 电流 源由电流基准产生， MN3、 MN4和 MN5为 NMOS管， MP3、 MP4、 MP5和 MP6为 PMOS 管， MN5和 MP6为 MOS管开关， 次级占空比信号 d ₂ 控制开关管 MP6, 次级占空比信 号 d ₂ 通过反相器控制开关管 MN5。初始状态时， 开关管 MN5和 MP6闭合， 电流基准无 基准电流产生， 斜坡补偿电路 II不工作， 当整个开关电源工作的时候， 次级占空比信号 控制开关管 MN5和 MP6断开， 电流基准产生电流， II为恒流源， 电容 C ₃ 上的电压在开 关管 MN5断开时会与时间成比例线性上升，电阻 R _1Q 上的电压也与时间成比例线性上升， 此时开关管 MP6也断开， 一个与时间成比例的电流流经电容 C ₄ ， MP3管的源端产生一 个与时间成比例的电压，进而在 MP4管的工作通路上产生一个与时间成平方关系 的电流， 即为二次斜坡补偿电流 I _sl 。 _pe 。

图 4为次级电压采样模块的电路示意图， 1 ₂ 为恒流电流源， 电流源由电流基准产生， I _sl 。 _pe 为斜坡补偿电路 II的斜坡电流， MP7和 MP8为 PMOS管， R ₁₃ 、 R ₁₄ 和 R ₁₅ 为次级控 制模块 4中的输出采样电压 ¥ ₁ 和 V ₂ 的采样分压电阻， R _u 和 R ₁₂ 为把斜坡补偿电流 I _sl 。 _pe 和恒流源 1 ₂ 转化为电压的采样电阻。输出电压 V ₂ 经过 MP8构成的源随器传递到 MP8的 源级， 同时斜坡补偿电流和恒流源电流流经 MP8产生的电压也在 MP8的源级， 斜坡补 偿电流流经电阻 R ₁₂ 产生了一个电压， 这个电压和上述的两个电压加起来被送到高速 高 精度低失调的比较器的负输入端。输出电压 经过 MP7构成的源随器传递到 MP7的源 级， 同时斜坡补偿电流 I _sl 。 _pe 和恒流源电流 1 ₂ 经 MP7产生的电压也在 MP7的源级， 恒流 源流经电阻 R _u 产生了一个电压，这个电压和上述的两个 电压加起来被送到高速高精度低 失调的比较器的正输入端。

上述控制方式的工作波形如图 5所示， 分别为支路一重载和支路二重载的情况。 在支路 1重载的情况下， 如图 5 (a) 所示， 根据能量分配的原理， 支路 1需要的能 量比较大， 次级回路占空比小于主级回路占空比。 我们提出的 SIDO 的结构默认先给支 路 2充电， V ₀₂ 上升， V ₀₁ 由于自由放电而下降，此时电感电流理想 的上升斜率为 (V _in -V ₀₂ )/L, 当 V ₀₂ 充电到次级占空比翻转点， 主级转而给支路 1充电， 支路 2自由放电， 此时电感 电流理想的上升斜率为 (V _in -V ₀₁ )/L,当电感电流上升到主级占空比翻转点� � 主级回路进入 电感续流状态， 此时支路 1续流， 支路 2继续自由放电。

在支路 2重载的情况下， 如图 5 (b) 所示， 次级回路占空比大于主级回路占空比。 在主级回路电感电流上升阶段，一直给支路 2充电，斜率为 (V _in -V ₀₂ )/L，支路 1 自由放电， 而在电感电流续流阶段， 首先支路 2续流， 支路 1继续自由放电， 当支路 2续流到翻转 点， 进入支路 1续流而支路 2自由放电阶段， 当电感电流下降到主级翻转点， 进入下一 个周期。

这种控制方式的核心和需要解决的问题在于 ， 在支路 2重载的情况下， 如何使次级占空 比自由切换。 如图 6所示。

由于自由放电的斜率远小于电感电流续流的斜 率， 这导致了主级占空比切换后， 纹 波控制模块的两个比较因子 V ₂ 和 kV^法出现交点，从而使次级占空比无法切换。 为了解 决这个问题， 我们采样支路 2输出电压¥ ₂ 到纹波控制模块的时候，人为叠加了一个 斜坡补 偿电路， 使支路 2在续流阶段采样到纹波控制模块的电压为上� �的电压， 从而与另外一个 比较因子出现交点， 实现次级占空比切换。 同时由于次级斜坡补偿会影响到 SIDO结构的 两路输出电压， 所以采用二次斜坡补偿。