以下、本発明の実施形態を添付図面を参� ��して詳細に説明する。尚、本発明は、以下� ��明する実施形態に限らず適宜変更可能であ� ��。

 図1は、本発明の実施形態に係る液晶バッ クライト駆動装置の構成を示す概念図である 。同図(a)に示すように、本液晶バックライト 駆動装置は、液晶パネル10の背面にバックラ� ��ト光源として分割配置された点灯ブロックB L1~BL4と、これら分割配置された各点灯ブロッ クを制御するバックライト制御部16で構成さ� ��る。

 同図(a)において、画像処理部14は、所定� �フレーム周期で入力される映像信号VDに基づ いて所定の画像処理を行い、その結果として 、液晶パネル10を駆動する信号を液晶駆動部1 2に出力し、点灯ブロックBL1~BL4を制御する信� ��をバックライト制御部16に出力する。

 液晶駆動部12は、画像処理部14の出力信号 に基づいて、液晶パネル10を構成する液晶素� ��の配向を制御することで、表示映像を構成� ��る各画素の色彩や階調を設定し、バックラ� ��ト制御部16は、画像処理部14の出力信号に基 づいて、点灯ブロックBL1~BL4の光量や点灯状� �を制御することで、該当する表示領域の光� �やバックライトのON/OFFを制御する。

 ここで、点灯ブロックBL1~BL4は、液晶の走 査方向に沿って4つのブロックに分割され、� �ックライト制御部16は、液晶駆動部12が駆動� ��る液晶領域に対応する点灯ブロックの点灯� ��態を制御することで、例えば、液晶の遷移� ��イミングを避けたバックライトの順次点灯� ��よる疑似インパルス駆動型の動画改善が行� ��れる。

 この分割された各点灯ブロックは、同図( b)に点灯ブロックBL1を代表として例示したよ� ��に、光源となるランプL1を備え、このラン� �は、スイッチング素子Q1~Q4で構成されたブリ ッジ回路とトランスTR1により駆動される。

 ここで、ブリッジ回路は、スイッチング� ��子Q1およびQ4で構成される正方向電流側(iP)� �スイッチング部と、スイッチング素子Q3およ びQ2で構成される負方向電流側(iN)のスイッチ ング部とで構成され、図中の点線iPおよびiN� �示すように、正方向半サイクル電流iPは、ス イッチング素子Q1、トランスTR1、スイッチン� ��素子Q4の方向に流れ、負方向半サイクル電� �iNは、スイッチング素子Q3、トランスTR1、ス� ��ッチング素子Q2の方向に流れ、その結果、� �荷となるランプに対して交流電流が供給さ� �る。この動作は各点灯ブロックBL1~BL4で同様� ��ある。

 図2は、図1に示した液晶バックライト駆� �装置の全体構成を示す回路ブロック図であ� �。同図に示すように、本装置では、ブリッ� �回路と点灯ブロックとを含むアナログ回路� �100がバックライト制御部16によって制御され る。

 点灯ブロックBL1を駆動するブリッジ回路� ��、制御信号S1-1で駆動されるスイッチング素 子対Q1、Q2と、制御信号S1-2で駆動されるスイ� ��チング素子対Q3、Q4とで構成される。他の点 灯ブロックBL2、BL3、BL4についても同様に構成 される。

 バックライト制御部16には、ブリッジ回� �の制御信号S1-1、S1-2、S2-1、S2-2、S3-1、S3-2、S4 -1、S4-2に対応したポートP1~P4が設けられ、こ� ��らのポートから各スイッチング素子対を制� ��する信号が出力される。

 また、各点灯ブロックBL1~BL4には、ランプ L1~L4を流れる電流を検出するための抵抗R1~R4� �設けられ、検出された電流値は、バックラ� �ト制御部16の対応ポートP1~P4に入力される。� ��の入力された電流値に基づいて、点灯ブロ� ��クごとに調光制御が行われる。

 図3は、図2に示したブリッジ回路の動作� �を示す回路図およびタイミングチャートで� �る。同図(a)に示すように、ブリッジ回路を� �成するスイッチング素子Q1~Q4への制御入力を A~Dとすると、これらA~Dの制御信号の相対関係 によって負荷LOADに供給される電力量が決定� �れる。

 即ち、同図(b)に示すように、図中「Timing� ��で示したキャリアタイミングに同期させた� ��力PWM信号に基づいて、A~Dのスイッチング波� ��を生成し、制御信号AがONの期間は負荷LOADに 正方向の電流が供給され、制御信号CがONの期 間は負荷LOADに負方向の電流が供給される。

 負荷LOADに供給する電力量は出力PWM波形の デューティによって制御され、負荷LOADに大� �な電力を供給する場合は、出力PWM波形のデ� �ーティを大きくし、負荷LOADに小さな電力を� ��給する場合は、出力PWM波形のデューティを� ��さくする。

 このような電力供給量の制御を各点灯ブ� ��ックごとに検出した電流値に基づいて、点� ��ブロックごとに行うことにより、点灯ブロ� ��ク間の輝度バランスを調整する制御や、映� ��のシーンに応じて点灯ブロックごとに輝度� ��変化させるシーン制御を行うことができる� ��

 図4は、図2に示したブリッジ回路の他の� �作例を示す回路図およびタイミングチャー� �である。同図(a)に示すように、ブリッジ回� �を構成するスイッチング素子Q1~Q4への制御入 力をA~Dとすると、これらA~Dの制御信号の相対 関係によって負荷LOADに供給される電力量が� �定される。

 即ち、同図(b)および(c)に示すように、制� ��信号A~Dのスイッチングデューティを一定条� ��とし、制御信号AとBのON状態を相補的に切り 替えるとともに、制御信号CとDのON状態を相� �的に切り替え、制御信号AとDの重なりによっ て負荷LOADに正方向の電流が供給され、制御� �号BとCの重なりによって負荷LOADに負方向の� �流が供給される。

 即ち、制御信号AとBのペアに対する制御� �号CとDのペアの位相を変化させることで、負 荷LOADに供給する電力量を制御することがで� �る。負荷LOADに大きな電力を供給する場合は� ��同図(b)に示すように、両ペアの位相差を大� ��くすれば良く、負荷LOADに小さな電力を供給 する場合は、同図(c)に示すように、両ペアの 位相差を小さくすれば良い。

 このような電力供給量の制御を点灯ブロ� ��クごとに検出した電流値に基づいて、点灯� ��ロックごとに行うことにより、点灯ブロッ� ��間の輝度バランスを調整する制御や、映像� ��シーンに応じて点灯ブロックごとに輝度を� ��化させるシーン制御を行うことができる。

 図5は、図1に示した液晶バックライト駆� �装置の制御構成を示す回路ブロック図であ� �。同図に示すように、アナログ回路部100に� �けられた点灯ブロックBL1~BL4には、電源回路2 0からの直流電源が供給され、この直流電流� �ブリッジ回路によりスイッチングされ、ト� �ンスにより昇圧されて高圧交流が生成され� �。

 ここで、バックライト制御部16は、デジ� �ル回路によって構成され、点灯ブロックBL1~B L4ごとに検出抵抗を介して検出されたランプ� ��流は、入力ポートP1~P4からバックライト制� �部16に入力される。

 この入力されたランプ電流情報は、点灯� ��ロックごとに、数値化部58でA/D変換された� �、比較部60によって制御目標値と比較され、 その結果得られた誤差情報がループフィルタ 62で積分され、この積分結果が駆動パルス生� ��部56により処理されて、各点灯ブロックBL1~B L4を駆動するための駆動パルスが生成される� ��

 これらの駆動パルスは、出力ポートP1~P4� �らドライバ22を介して各点灯ブロックBL1~BL4� �出力され、このドライバ出力に基づいてブ� �ッジ回路によるランプの点灯制御が行われ� �。

 数値化部58および駆動パルス生成部56には 、タイミング発生部70で生成された波形生成� ��基本信号となるキャリアタイミングが供給� ��れ、このキャリアタイミングを利用して、� ��値化部58によるA/D変換と、駆動パルス生成� �56による駆動パルスの生成が行われる。

 数値化部58により数値化されたデータや� �ープフィルタ出力は、点灯ブロックごとに� �ランプのインピーダンス等のパラメータを� �出するパラメータ検出部52に出力され、ここ で検出されたパラメータに基づいて保護回路 50による保護動作と起動制御部54によるラン� �の起動制御が行われる。

 保護回路50による保護動作としては、電� �回路20の遮断、駆動パルスのデューティ低減 、起動制御の停止等が、検出されたパラメー タから判断された保護すべき程度に応じて適 宜行われる。

 図6は、図5に示した数値化部および比較� �の構成例を示す回路ブロック図である。同� �では、点灯ブロックBL1のみを示すが他の点� �ブロックについても同様に構成される。同� �に示すように、点灯ブロックのランプ電流� �報は、検波部220によって検波され、この結� �が平滑平均化RCフィルタ230によって平滑また は弱平滑平均化され、その結果がコンパレー タ240によってリファレンス三角波と比較され 、その結果が検出PWM信号として出力される。

 検出PWM信号は、入力パルス幅カウント回� ��322によってカウントされ、その結果が減算� ��路324によって目標値との差異が算出されて� ��その結果が非線形特性付加部326によって非� ��形処理されて入力誤差信号が生成される。

 図7は、検出PWM信号を生成する例を示す回 路ブロック図である。同図に示す例は、検出 抵抗R1を介して検出したランプ電流を全波整� ��、弱平滑平均化し、リファレンス三角波と� ��較することで検出PWM信号を生成する場合の� ��である。

 ここで、検波部220は、全波整流回路222と� ��リップ回路224によって構成され、このクリ� ��プ回路によって整流後の波形の一定値以下� ��低電流部分がクリップ整形される。

 平滑平均化RCフィルタ230は、弱平滑平均� �特性、即ち、比較的短い放電時定数を持た� �たRC充放電回路によって構成され、リファレ ンス三角波生成部250は、リファレンスとなる パルス信号を短時定数で積分するRC回路によ� ��て構成され、このRC回路にキャリアタイミ� �グや電流オフセットPWM信号等のリファレン� �パルスが入力されることで、キャリアに同� �した三角波が生成される。

 上記平滑平均化信号とリファレンス三角� ��がコンパレータ240により比較されて、ラン� ��電流情報がパルス信号として表現された検� ��PWM信号が生成される。

 尚、コンパレータ240に入力するリファレ� ��ス信号を変化させることにより、目標電流� ��可変とする構成としてもよい。例えば、同� ��のリファレンス三角波生成部250に入力する� ��ファレンスパルスとしてキャリアタイミン� ��を使用する場合には、該キャリアタイミン� ��のデューティを変化させて目標電流を可変� ��してもよく、また、リファレンスパルスに� ��途電流オフセットPWMを供給して長時定数平� ��フィルタ252によるDCを加算したり、リファ� �ンスパルス自身を高速パルス密度変調PDM等� �使用して所定のオフセットと波形を持った� �ファレンス三角波として目標電流を可変と� �てもよく、また、図6内の入力パルス幅カウ� ��タ322の初期ロード値を変化させたり、また� ��6内の減算回路324に供給する目標値を変化さ せて目標電流を可変としても良い。

 図8は、検出PWM信号を生成する第1の例に� �るA/D変換動作を示す波形タイミングチャー� �である。同図(a)に示すように、検出抵抗で� �出されたランプ電流は、実線で示した交流� �形となり、この波形が全波整流されて同図(b )に示す整流波形となる。

 その後、同図(c)に示すように、整流後の� ��形の一定値以下の低い部分がクリップされ� ��、その波形(薄い実線)が弱平滑平均化され� �振幅の小さな擬似三角波(濃い実線)が生成さ れる。

 一方、同図(e)に示すように、キャリアタ� ��ミングに同期したリファレンス三角波(濃い 実線)が弱平滑平均化波形(薄い実線)と比較さ れて同図(f)に示した検出PWMパルス波形が生成 される。

 図9は、図6に示した非線形特性付加回路32 6で付加する非線形特性の例を示す概念図で� �る。同図に示すように、横軸に示す検出PWM� �ューティの値に応じて縦軸に示す入力誤差� �力が決定される。ここで同図中「x2」で示す 実線領域は、定常付近に達するまでは定常の 2倍ゲインにして速く立ち上げるための特性� �あり、同図中「x1」で示す実線領域マイナス 誤差定常範囲およびプラス誤差定常範囲は、 定常値近傍で定常ゲインに切り換えるための 特性であり、同図中「x8」で示す実線領域は� ��感電などの場合の危険な過電流は定常の8倍 ゲインにして急速に押さえるための特性であ る。ここで同図中「x1」で示す実線領域のう� ��プラス誤差定常範囲がマイナス誤差定常範� ��より広く確保されているのは、「x8」の8倍� ��イン領域から一気に「x1」の定常範囲を飛� �越えて下がり過ぎないようにするためであ� �。

 図10は、図5に示したループフィルタの構� ��を示す回路ブロック図である。同図では、� ��灯ブロックBL1のみを示すが他の点灯ブロッ� ��についても同様に構成される。同図に示す� ��うに、ループフィルタ62は、加算回路332と� �出力クリップ回路334と、フリップフロップ33 6によって構成され、このループフィルタに� �って非線形処理された入力誤差信号の積分� �理が行われ、閉ループによる定常制御信号� �生成される。

 図11は、1ブロック共通単一電流制御でブ� ��ックごとに独立にソフトスタート/ストップ 制御を行う場合の構成例を示す回路ブロック 図である。

 図12は、図11に示した入力誤差生成部342の 構成を示す回路ブロック図である。同図に示 すように、各ブロックランプ電流の最大値選 択兼全波整流回路を通って1本化された整流� �電流波形は弱平滑された後コンパレータで� �出PWM化される。検出PWMはパルス幅カウンタ� �数値化された後、目標値から減算され、非� �形特性付加後、入力誤差信号として出力さ� �る。これらの構成および動作は図6と同様に� ��われる。

 上記のようにして生成された入力誤差信� ��は、図11に示したループフィルタ62によって 積分され、定常時の閉ループによる定常制御 信号が生成される。

 そして、この定常制御信号が駆動パルス� ��成部56内に点灯ブロックごとに設けられた� �フト波形生成部350-1~350-4に出力され、各ソフ ト波形生成部によってソフトスタート/スト� �プ波形が生成された後、出力振幅信号とし� �パルス変換部370-1~370-4に出力される。このと き、ソフト波形生成部350-1~350-4によって、定� ��状態への達成状況を示す定常達成信号がNOR� ��路344に出力され、定常状態のブロックが存� ��しない場合、非定常信号としてループフィ� ��タ62に出力される。

 各点灯ブロックの出力振幅信号は、パル� ��変換部370-1~370-4によって、振幅信号がパル� �信号に変換され、各点灯ブロックの駆動PWM� �号として、図5に示すバックライト制御部16� �出力ポートP1~P4からドライバ22を介して各点� ��ブロックBL1~BL4に出力される。

 図13は、図11に示したループフィルタの構 成を示す回路ブロック図である。同図に示す ように、ループフィルタ62は、加算回路332と� ��出力クリップ回路334と、フリップフロップ3 36と、AND回路338によって構成され、このルー� ��フィルタによって入力誤差信号の積分処理� ��行われる。

 AND回路338がフリップフロップ336に出力す� ��信号は、非定常時の開ループ化による出力� ��昇を防止するためのホールド信号として出� ��され、出力クリップ回路346がAND回路348に出� ��する信号は、正の場合に定常制御値の上昇� ��向を示す。尚、このAND回路は必ずしも必要� ��はなく非定常時無条件でフリップフロップ3 36をホールドするようにしてもよい。

 図14は、図11に示したソフトスタート/ス� �ップ波形生成部の構成を示す概念図である� �同図では、点灯ブロックBL1のみを示すが他� �点灯ブロックについても同様に構成される� �同図に示すように、点灯ブロックごとに生� �された閉ループによる定常制御信号は、比� �回路354および355、選択回路356に出力され、� �常達成状態に応じて選択処理することでPWM� �ューティを示す出力振幅信号が生成される� �

 ここで、比較回路354が出力するゼロ近傍� ��たは 定常値近傍を示す信号に基づいて、� �数の傾斜値が傾斜値選択回路351によって選� �され、この傾斜値が極性選択回路352によっ� �点灯ブロックのON/OFF信号に基づく極性が適� �され、その結果が加算回路353によって積分� �ープに加算され、強制カーブの生成が行わ� �る。

 図15は、ソフトスタート/ストップ波形の� ��を示すタイミングチャートである。同図(a)� ��、点灯ブロックBL1のON/OFF信号を示し、同図( b)は、図14の傾斜値選択部351によって選択さ� �た点灯ブロックBL1の出力振幅の電圧波形を� �し、同図(c)は、点灯ブロックBL1出力がゼロ� �近傍の傾斜部および定常値近傍の傾斜部に� �応したタイミングを示し、同図(d)は点灯ブ� �ックBL1が定常に有るタイミングを示し、同� �(e)は、点灯ブロックBL2のON/OFF信号を示し、� �図(f)は、図14の傾斜値選択部351によって選択 された点灯ブロックBL2の出力振幅の電圧波形 を示し、同図(g)は、点灯ブロックBL1またはBL2 が定常状態に有るタイミングを示す。

 同図に示す制御の特徴としては、まず、� ��ループのままスタート/ストップ時の出力の スルーレートを強制的に制限し、常時制御し 続けたまま強制的に上昇および下降カーブを 作ることで、ON/OFFをスムーズに切換える手法 がある。

 この手法では、図5に示した制御構成、即 ち、定常時の目標電流に対して誤差を検出し 、この誤差成分をループフィルタを介して出 力の自動制御を行う構成において、別途、図 11に示した各点灯ブロックのON/OFF制御入力に� ��わせて、図15(b)に折れ線傾斜で図示したよ� �な、ON時上昇、OFF時下降の出力制御用強制カ ーブを生成する。この強制カーブの生成は、 図14に示した傾斜値選択部351、極性選択部352� ��加算回路353により行われる。

 ここで、図14に示した比較回路354により� �生成された強制カーブが上昇時に図15(b)の「 閉ループ定常値」で示した自動制御値を超え ようとした時には、図14の選択回路356により� ��動制御側の出力(同図中「閉ループによる定 常制御信号」)を選択出力すると共に、その� �を次の瞬間の強制カーブ出力用の現在値と� �ても使用する。

 また、強制カーブで下降しようとする時� ��、その自動制御値から強制的に下降させて� ��き、自動制御値より小さい範囲では強制カ� ��ブ出力を選択出力する。下降してゼロその� ��所定の値以下になった時、その所定の値に� ��リップしその値を出力する。

 全てのブロックで強制カーブが選択出力� ��れている間は、自動制御値がオープンルー� ��となって過上昇しないように、自動制御出� ��をホールドさせる。これにより自動制御と� ��始終了時の強制傾斜カーブとの高精度で連� ��的な移行が可能となり、静音化が図られる� ��

 上記に加え、スタート/ストップ直後やス タート/ストップ完了直前に傾斜を緩やかに� �てより静音化を進める方法も有効である。� �えば、強制カーブが自動制御値近傍にいる� �や下限近傍にいる時には、より緩やかな傾� �値を選択することにより、上昇、下降のカ� �ブを緩やかに構成してもよい。これにより� �常値や下限値との切換えが滑らかになり、� �た電流量変化の高周波成分も抑えられ、さ� �に静音化される。

 また、スタートストップ時の強制カーブ� ��よる制御は、各点灯ブロック独立の多チャ� ��ネル制御で行うことにより、小規模な回路� ��独立に任意のタイミングでのON/OFF制御が可� ��になる。

 例えば、図11に示すように、各点灯ブロ� �クそれぞれの定常電流値を共通の定常自動� �御回路で制御し、スタート/ストップにより� ��点灯ブロックごと独立にON/OFFおよび出力の� ��昇および下降傾斜を付ける時、共通制御対� ��のどれか1チャンネルでも定常制御出力が選 択されている時は、ホールドせず制御ループ を有効にして、全てのチャンネルが定常制御 出力選択状態から脱した時、定常制御をホー ルド状態にする。これにより各チャンネルの 状態に依らず1組の定常自動制御回路で、安� �に自動制御と独立スタート/ストップ傾斜カ� ��ブ生成が可能となる。

 図16は、図1に示した液晶バックライト駆� ��装置が行うAPL-AGCの処理例を示す概念図であ る。同図に示すように、同装置は、映像の入 力平均輝度レベルの増加に対応させてバック ライトの輝度を低下させる処理を行う。この 処理で用いられる映像の入力平均輝度レベル は、映像信号に含まれた各画素の輝度情報を 平均することにより算出することができる。 尚、同図に示すように、バックライトの減光 開始ポイントを一定の入力平均輝度以上に設 定することで、暗いシーンまでさらに暗くす ること無く見易さを確保することができる。

 図17は、図1に示した液晶バックライト駆� ��装置が行う液晶バックライト協調制御の処� ��例を示す概念図である。同図(a)に示すよう� ��、調光信号生成回路は、映像の入力ピーク� ��度または入力平均輝度レベルの減少に対応� ��せてバックライトの輝度を減少させる処理� ��行うとともに、同図(b)に示すように、この� ��ックライト輝度の減少に連動させて、液晶� ��調度を増加させることで、見た目の映像を� ��化させることなく暗いシーンにおける省電� ��化を図ることができる。またこの場合、液� ��変調ゲインを上げたことにより、暗部の階� ��数が増加し、それと連動してバックライト� ��度を下げたことにより、黒がしっかり再現� ��きるようになるため暗部コントラストも改� ��される。

 尚、バックライトと液晶の合成で表示さ� ��る映像の表示輝度のゲインは、同図(c)に示� ��ように、バックライトの輝度と液晶変調ゲ� ��ンの積となり、この値は表示輝度の変化に� ��る違和感を与えないよう一定の値に保たれ� ��。

 図18は、図1に示した液晶バックライト駆� ��装置が行うAPL-AGCと液晶バックライト協調制 御の複合処理例を示す概念図である。同各図 に示すように、点線で示した図16の処理と実� ��で示した図17の処理を組み合わせることも� �能である。これらの制御はそれぞれ独立に� �われ、入力ピーク輝度や入力平均輝度のレ� �ルに応じて、両処理の効果をそれぞれ得る� �とができるが、場合によっては、1点鎖線で� ��したような両処理の相乗効果による大幅な� ��費電力削減効果も期待できる。

 図19は、図1に示した液晶バックライト駆� ��装置が行うエリア別APL-AGC処理例を示す概念 図である。同図に示すように、図1に示した� �源BL1~BL4の照光範囲に対応させて分割された� ��像領域Area1~Area4の平均輝度レベルAPLをそれ� �れ算出し、映像エリアごとにこの算出した� �力平均輝度レベルの増加に対応させてバッ� �ライトの輝度を低下させるエリア別APL-AGC制� ��を行う。

 同図に示す例では、画面上側の映像領域A rea1、Area2の平均輝度レベルがそれぞれ90、80� �高くなるため、これに対応させて同図BL輝度 例1に示すようにバックライトの輝度をそれ� �れ65、75に設定することで眩しさを抑える。� ��た、画面下側の映像領域Area3、Area4の平均輝 度レベルは、それぞれ40、30と低くなるため� �これに対応させてバックライトの輝度をそ� �ぞれ90、100に設定することで暗部、明部それ ぞれを見やすい明るさに調整する。これによ り、画面全体を一括して行う場合に比べて、 暗部とも明部双方の視認性を向上させた逆光 補正のような効果をもたらすと共に、より効 果的な省電力化が可能になる。

 このとき、隣接映像領域間に極端なバッ� ��ライト輝度差をつけることは明るさの変化� ��段が付き不自然さをもたらすので望ましく� ��い。そのため、隣接映像領域間のバックラ� ��ト輝度は一定の差または比の範囲に入るよ� ��に制限を設ける。また、各映像領域の入力� ��均輝度のモーメントを求めてそれに応じた� ��度傾斜をつけるようにしても良い。例えば� ��同図BL輝度例2に示すように、画面の上側が� ��るい映像では、Area1、Area2、Area3、Area4の順� �70,80,90,100というように徐々に一定傾斜で光� �の輝度を増加させる。これにより、より自� �な画像で同様の効果を得ることができる。

 図20は、従来の液晶とバックライトの協� �制御の構成を示すブロック図である。同図� �示す例では、ヒストグラム解析に基いて(ブ� ��ック400)、液晶ドライバ内等に設けられたガ ンマテーブルを書き換える。ガンマテーブル には、実質的に映像ゲインといわゆるガンマ 補正の逆伸張および飽和特性を総合したカー ブが内蔵されており、この映像ゲイン部分を 可変することにより(ブロック402)、映像の輝� ��を維持したまま液晶変調度の向上とバック� ��イトの輝度低減を行う例である。

 この従来例では、映像信号入力のヒスト� ��ラム解析を行って映像のピーク輝度が検出� ��れ(ブロック400)、このピーク輝度を関数Aで� ��算することにより(ブロック404-a)、フィード フォワードによりゲイン調整されたガンマテ ーブルに書き換えられる(ブロック402)。入力� ��れた映像信号は、このガンマテーブルによ� ��て修正され(ブロック402)、この修正された� �によって液晶ドライバ24を介して液晶パネル 10が制御される。

 一方、ヒストグラム解析の結果は、液晶� ��の変調度を変えた影響の逆補償をバックラ� ��ト側で行うべく、関数Bによって処理され(� �ロック404-b)、その結果に基づいて調光制御� �号が生成され(ブロック406)、この調光制御信 号に基づいてバックライトドライバ26を介し� ��バックライト11の輝度制御が行われる。

 図21は、本発明に係るフィードバック式� �液晶とバックライトの液晶ピークAGC協調制� �の構成を示すブロック図である。同図に示� �例は、前述の従来例のようなヒストグラム� �析を用いたフィードフォワード型の制御で� �なく、映像の輝度ピークを用いたフィード� �ック制御により、液晶バックライト協調制� �を行う場合の例である。

 同図に示すように、入力された映像信号� ��、輝度ピークが検出され(ブロック412)、ロ� �パスフィルタ414を介して関数Aで処理され(ブ ロック404-a)、その結果をフィードバックして ゲイン調整が行われる(ブロック408)。

 このようにゲイン調整が行われた映像信� ��は、オーバーフローリミッタ410を介して液� ��ドライバ24に入力され、液晶パネル10に表示 される。オーバーフローリミッタ410は、瞬間 的にピークレベルが少しオーバーした場合の 破綻防止のために設けられる。

 一方、ローパスフィルタ414の出力は、液� ��側の変調度を変えた影響の逆補償をバック� ��イト側で行うべく、関数Bによって処理され (ブロック404-b)、その結果に基づいて調光制� �信号が生成され(ブロック406)、この調光制御 信号に基づいてバックライトドライバ26を介� ��たバックライト11の輝度制御が行われる。

 上述したような協調制御構成を用いるこ� ��で、複雑なヒストグラム演算を避けること� ��できるとともに、映像信号のピークにマー� ��ンが有る分だけ液晶変調度を上げ、その分� ��ックライトの輝度を下げられるため、同一� ��度映像のままバックライトの輝度低減によ� ��省エネ化が期待できる。

 また、液晶の変調度が上がった分だけコ� ��トラスト改善および階調再現性や色シフト� ��少、視野角改善に効果を発揮する。特に画� ��全体が暗い時には、大きく液晶変調度を上� ��て、液晶の最も苦手な低変調度領域を使わ� ��に済むので上記効果は大きくなる。

 この制御構成は、透過直視型液晶ディス� ��レイのみならず、透過型液晶や、反射型液� ��、マイクロミラーデバイスなど別光源を変� ��するタイプのディスプレイ一般に適用でき� ��リアプロジェクタやフロントプロジェクタ� ��どにも応用可能である。

 図22は、図21に示したピーク検出部412の構 成例を示すブロック図である。同図に示すよ うに、このピーク検出部412では、映像信号の RGB各原色の値の最大値を抽出し(ブロック417)� ��その輝度ピークを検波し(ブロック416)、こ� �検波した値を制御目標値となるピークリフ� �レンスから減算することで(ブロック418)、フ ィードバック制御用の誤差成分が検出される 。ここで、ピークリファレンスは、最大変調 度レベルより少し下に置くことにより、常時 、液晶の最大変調付近まで使用する構成とす ることが望ましい。

 図23は、図21に示したピーク検出部412の他 の構成例を示すブロック図である。同図に示 す例では、フルレベルより少し下に設定され たピークスレシホールドを超えた分を検出し (ブロック422)、レートカウンタ部でこの検出� ��た回数をカウントし(ブロック420)、そのレ� �トが僅かな一定値になるようフィードバッ� �制御することにより(ブロック418)、このピー ク検出部でヒストグラム分布制御を代替する ことができる。また、レートカウンタ部では 、ピークスレシホールドを超えた分を累積す るようにしても良い。

 この構成によれば、ヒストグラムの上側� ��定比率を最大変調付近に制御するのと同等� ��効果を安価に、即ち、ヒストグラムを取っ� ��レベル再配分する計算方式より簡単なフィ� ��ドバックだけで実現できる。また、逆にレ� ��トカウンタ部でスレシホールド以上の時間� ��続が短い部分を無視してカウントするなど� ��工夫により、例えば字幕などの短いピーク� ��大量に出てもそれに影響されないようにマ� ��クできるなど、ヒストグラムだけでは実現� ��きない特長を容易に付加することもできる� ��

 上述したような、フィードバック式の液� ��バックライト協調制御は、複雑なヒストグ� ��ム解析などを必要とせず、一定のリファレ� ��スレベルやスレシホールドを基準としたフ� ��ードバック制御で行われるため、極めて小� ��模な回路の簡単な関数計算だけで充分な液� ��ピークAGC精度が出しやすい。また、ガンマ� ��ーブルを書き換える必要がないため、走査� ��毎のゲイン調整や、画素毎のゲイン調整に� ��、連続的に滑らかに対応でき、エリア別制� ��の効果を最大限発揮できる。

 図24は、APL-AGCと液晶バックライト協調制� ��の複合構成を示すブロック図である。同図� ��示す例は、液晶バックライト協調制御のピ� ��ク変調度AGC負帰還ループと逆補償作用のそ� ��ぞれに対して、APLの検出結果を関与させる� ��合の構成例である。

 同図に示すように、この構成例では、入� ��された映像信号のAPL値を検出し(ブロック424 )、この検出した値を関数Aおよび関数Bに入力 することで、液晶バックライト協調制御とAPL -AGC制御が同時に行われる。尚、液晶バック� �イト協調制御は前述までに説明した例と同� �に行われる。

 図25は、APL-AGCと液晶バックライト協調制� ��の複合構成の第2の例を示すブロック図であ る。同図に示す例は、APL検出の結果を関数B� �のみ入力し、バックライト側をAPLとピーク� �関数処理し、液晶ゲイン側をピークで関数� �理した場合の例である。その他は、図24と同 様に構成される。

 図26は、APL-AGCと液晶バックライト協調制� ��の複合構成の第3の例を示すブロック図であ る。同図に示す例は、APL検出の結果を関数A� �のみ入力し、バックライト側をピークで関� �処理し、液晶ゲイン側をAPLとピークで関数� �理した場合の例である。その他は、図24と同 様に構成される。

 図24~図26に示した構成は全てピーク変調� �AGC負帰還ループにより液晶変調度は同じに� �たれ、かつAPL検出から同ループへの関与度� �異なっているものの、同ループによる映像� �インの逆補償の作用によりバックライト調� �量もAPL検出から直接制御した場合と同等に� �り、これらの構成差に依らず液晶とバック� �イトの相乗作用で再現された画像の見え方� �ほぼ同等となる。

 図27は、APL-AGCと液晶バックライト協調制� ��の複合構成において、APL-AGCおよびバックラ イトをエリア別に制御する場合の構成例を示 すブロック図である。尚、以下の説明では、 画面を4つのエリアに分割した構成を想定す� �。

 同図に示すように、この例では、エリア� ��にAPLを検出し(ブロック425)、この検出した� �を用いてエリアごとに関数処理、調光制御� �行われ、エリア別バックライトドライバ27に よって、分割構成されたバックライト11が駆� ��される。

 即ち、この例では、エリア別のAPL-AGCによ るエリア別バックライト制御に、全画面ピー ク変調度AGC協調制御を併用した制御構成とな る。協調制御分は、乗算によるゲイン調整に 回されると共に、バックライト調光制御にも 回され、ゲイン調整の逆補正として使用され る。

 逆補正分はゲインの逆数を取って、輝度� ��ニアに戻すためのガンマ伸張を行った上で� ��ックライト制御に回される。この例では、� ��画面ピークにマージンが有る分だけ協調制� ��による改善効果が得られる。

 図28は、APL-AGCと液晶バックライト協調制� ��の複合構成において、APL-AGC、バックライト 、液晶変調ゲインをエリア別に制御する場合 の構成例を示すブロック図である。

 同図に示すように、この例では、APL-AGCお よびバックライトのエリア別制御に加えて、 ゲイン調整部408、オーバーフローリミッタ410 、液晶ドライバ24、液晶パネル10、関数部404-a 、エリア間光量分布関数428がエリア別に構成 される。

 即ち、この例では、図27の例と同様にエ� �ア別のAPL-AGCによるエリア別バックライト制� ��に、全画面ピーク変調度AGC協調制御が併用� ��れ、さらに、エリア別APL成分は協調制御の� ��イン調整にも回され、映像信号のエリア別� ��度むらを減少させる効果を持つ。つまりエ� ��ア別APLとエリア別のピークは同一ではない� ��、多くの場合、高い相関性を持つ。そのた� ��、全画面ピーク検出にもかかわらず、画面� ��輝度傾斜が有る場合など、図27の構成より� �、より効果的に液晶変調度をピーク一杯ま� �使用できることになり、協調制御による省� �力、画質改善効果がより高められる。

 尚、同図中、白抜きの太矢印で示した信号� ��インには、映像の縦方向の位置によってラ� ��ン単位で連続的に変化する分布関数が乗算� ��れた連続的に変化する映像信号が流れる。� ��下の図においても、白抜きの太矢印は同様� ��信号が流れるものとする。、
 図29は、APL-AGCと液晶バックライト協調制御� ��複合構成において、APL-AGC、ピークをエリア 別に検出し、バックライト、液晶ゲインをエ リア別に制御する場合の構成例を示すブロッ ク図である。

 同図に示すように、この例では、APL-AGC、 バックライト、液晶変調ゲインのエリア別制 御に加えて、ピーク検出412およびローパスフ ィルタ414がエリア別に構成される。即ち、こ の例では、APL検出、ピーク検出、バックライ ト調光制御、映像信号ゲイン調整の全てがエ リア別に行われ、より完全に液晶変調度をピ ーク一杯まで使用することができると共に、 APL-AGC効果も最大限に発揮できるため、最も� �電力でかつ最も見易く、最もコントラスト� �階調再現性にも優れている。尚、破線矢印� �示したように、あらかじめAPLの一部を映像� �号ゲイン調整側に回してもよい。

 図30は、APL-AGCと液晶バックライト協調制� ��の複合構成において、APL-AGCと液晶変調ゲイ ンをエリア別に制御する場合の構成例を示す ブロック図である。

 同図に示すように、この例では、エリア� ��APL値は求めるがバックライトはエリア分割� ��ずに全画面一括調光制御され、エリア別に� ��められたAPL値と全画面ピーク値に基いて、� ��リア別のゲイン調整が実施される。バック� ��イトはその全画面ピークAGCの逆補正のみで� ��調されるが、ピークAGCループのフィードバ� ��ク効果により、全画面ピークとエリア別APL� ��差分で制御されることとなる。この時、エ� ��ア別APLとエリア別のピークは同一ではない� ��、多くの場合、高い相関性を持つ。そのた� ��、画面内に輝度傾斜が有る場合などには、� ��画面ピーク検出かつ全画面バックライト制� ��にもかかわらず、エリア別バックライト制� ��に近い効果を持つものが安価に構成できる� ��

 図31は、APL-AGCと液晶バックライト協調制� ��の複合構成において、APL-AGCと液晶変調ゲイ ンをエリア別に制御する場合の他の構成例を 示すブロック図である。

 同図に示すように、この例では、エリアA PLのエリア間共通部分、例えば平均などでバ� ��クライトを制御し、エリア間差分成分を映� ��信号ゲイン調整側に回すことで(ブロック430 )、エリア間差分APL値と全画面ピーク値に基� �て、エリア別のゲイン調整が実施される。� �の例は、図30と同様に全画面一括バックライ ト制御で、エリア別制御に近い効果を持つも のが安価に構成できる。

 図32は、APL-AGCと液晶バックライト協調制� ��の複合構成において、APL-AGC、バックライト 、ピーク検出、液晶変調ゲインをエリア別に 制御する場合の構成例を示すブロック図であ る。同図に示すように、この例では、図29と� ��様に、APL検出、ピーク検出、バックライト� ��光制御、映像信号ゲイン調整の全てがエリ� ��別に行われ、APLを図29の破線矢印の映像信� �ゲイン調整側のルートにのみ通した例で、� �ークAGCループのフィードバック効果により� �結果的には図29と同等の制御となる。よって 、図29と同様に、より完全に液晶変調度をピ� ��ク一杯まで使用することができると共に、A PL-AGC効果も最大限に発揮できるため、最も省 電力でかつ最も見易く、最もコントラストや 階調再現性にも優れている。

 図33は、図29の制御構成の具体例を示すブ ロック図である。同図に示すように、この例 では、エリア別ピーク検出の余裕分出力をフ ィードバック・ループフィルタとして積分し (ブロック415)、「1+エリア別ピーク余裕分の� �分値」を図34に示すようなエリア間光量分布 関数428で近似した曲線で映像入力を乗算し、 同時に、輝度制御外部入力を「1+エリア別ピ� ��ク余裕分の積分値」で除算し(ブロック434)� �その2.2乗、即ち輝度リニアに戻すためのガ� �マ伸張し(ブロック432-2)、それをさらに「2×� ��リア別APL値+1(ブロック404-b)」で除算し、そ� ��結果でバックライトが調光される。

 図34は、エリア間光量分布関数の例(一次� ��4分割の場合)を示すグラフである。

 図35は、バックライト制御用の調光信号� �なるバーストパルスの分割発生例を示すタ� �ミングチャートである。同図に示す例では� �バックライト制御用の調光信号となるバー� �トパルスを1フレーム内(F1、F2)に複数発生さ� ��ることで、光源の点灯期間を制御するバー� ��ト信号の50Hzや60Hzの基本波成分が抑圧され� �その結果、フリッカの発生が抑圧される。

 ここで、同図(a)は、バーストパルスを分� ��発生しない従来の例であり、同図(b)は3分割 発生した例であり、同図(c)は2分割発生した� �である。このように、バーストパルスの分� �発生数は、2分割でも3分割でも、あるいは4� �割以上としても良い。また、幅の異なるパ� �スを混在させても良く、パルスの間隔を異� �らせても良い。パルス幅および/または間隔� ��適宜調整することにより、基本波成分を抑� ��してフリッカの発生を防止したり、エリア� ��の表示ムラをなめらかにすることができる� ��

 図36は、位相制御2分割バーストの構成を� ��す概念図である。同図(a)に示すように、こ� ��例では、バーストパルスをフレームに同期� ��せて必ず2連発にし、同図(b)に示すように、 デューティに応じてパルス幅Wおよび/または� ��ルス間隔Gを所定のパターンに従って制御す ることで、フリッカの抑制や画質改善が行わ れる。

 同図(a)および(b)に示すように、この例で� ��、フルデューティから下げる時は、まずバ� ��スト信号パルスの立上がり端(図中「t1」)か ら液晶遷移時間分の間隔を空けてゆき、さら にデューティを下げる場合には、フレーム内 に存在する2つのバースト信号パルス間の間� �(図中「G1-1、G1-2、G1-3」)は一定間隔に維持し たまま、フレーム間のパルス間隔(図中「G2-1� ��G2-2」)を均等に増やしていく。また、パル� �信号の幅(図中「W1-1、W1-2、W1-3、W2-1、W2-2、W2 -3」)および/または位相を所定の関係に従っ� �制御することで、ビートの発生を抑制する� �とができる。尚、図中「G2-1、G2-2」は、フレ ーム単位で複数存在するパルスのうちの最後 尾のパルスと、これに続くフレームに複数存 在するパルスのうちの先頭パルスとの間隔を 示し、このような異フレーム間のパルス間隔 を制御しても良い。

 図37は、位相制御2分割バーストの他の構� ��例を示す概念図である。同図(a)に示すよう� ��、フルデューティから下げる時は、まず前� ��の液晶遷移時間分の間隔を空けてゆくこと� ��画質改善を行うとともに、後端のランプOFF� ��間分の間隔を空けてゆくことで隣接エリア� ��のクロストークを防止し、次に2発間の間隔 も並行して空けることで基本波成分の増加を 抑える。さらに絞る時は真中の間隔を保ちな がら両端または前端の間隔を増やしていく構 成、即ち、液晶遷移およびランプOFF時間のマ スクを優先した制御パターンとなる。

 また、同図(b)では、暗部の動画解像度改� ��および暗部シャープネスの向上を優先させ� ��ため、デューティ50%以下の領域でランプOFF� ��間のマスクを行うとともに、液晶遷移マス� ��を最優先させる。

 図38は、位相制御2分割バーストの他の構� ��例を示す概念図である。同図(a)は、液晶遷� ��マスクを最優先させるとともに、フリッカ� ��抑圧を優先させた例であり、同図(b)は、前� ��パルスの変化を曲線とした場合の例である� ��

 以上説明した図37や図38に示した構成のよ うにバーストを分割した場合、各バーストパ ルス幅が短くなるためにバースト・デューテ ィの分解能が落ちてしまう。たとえばCCFL点� �キャリア周波数を50kHzとするとキャリア・サ イクル単位でバースト・デューティ制御をす ると、60フレーム/秒で点灯する場合、1フレ� �ムに1パルスの時には、(50000サイクル/秒)×((1 /60)フレーム/秒)=833サイクル/フレームとなる� ��

 しかし、バースト・パルスを2分割すると 、各パルスは最大でも417サイクル/バースト� �なり、仮にバックライトの明るさが20%程度� �なる時には、わずか83サイクル/バーストと� �る。元の映像フレーム周波数が120フレーム/� ��の場合には、さらにその半分のわずか42サ� �クル/バーストとなってしまい、分解能が少� ��くなりすぎて、バースト・デューティの量� ��化誤差が大きくなり、その量子化誤差の低� ��波成分、特に5~15Hz成分が画面フリッカとし� ��認識されやすくなる。

 その対策として、2分割したバーストの1� �目では、バースト毎に使用可能なバースト� �制御データの最下位ビットより下の端数ビ� �トをそのまま切り捨て、2発目では逆に使用� ��能な最下位ビットの下の端数ビットの最上� ��が1の場合は切り上げる処理をしてからバー スト生成回路に供給する。このようにして2� �割の合計幅の精度を分割前と同等に維持す� �。

 また他の方法としてノイズシェイピング� ��術を使用して、出力バースト毎に使用可能� ��ットより下のビットを切り捨ててバースト� ��成回路に供給し、その切り捨てた端数分を� ��回のバースト幅制御データに加算後、また� ��用可能ビットより下のビットを切り捨てて� ��ースト生成回路に供給することを繰り返す� ��うにしてもよい。

 図39は、高輝度バーストと低輝度バース� �の複合で構成されたバーストパルスの例を� �すタイミングチャートである。同図(a)は、� �輝度なパルス(高輝度部)で点灯させるととも に、その非点灯区間も低輝度なパルス(低輝� �部)で1フレーム内フルデューティで点灯させ る例であり、同図(b)は、高輝度なパルス(高� �度部)で点灯させるとともに、非点灯区間は� ��輝度なパルス(低輝度部)で1フレーム内高デ� ��ーティで点灯させる例であり、同図(c)は、� ��輝度低デューティバーストと逆位相の緩や� ��な輝度変化をもつ低輝度フルデューティバ� ��ストで駆動する例である。。

 このように、バーストパルスを高輝度部� ��低輝度部の複合構成とすることにより、低� ��度高デューティによる動きボケした映像の� ��に、くっきりした輪郭の高輝度画像を重ね� ��ことができ、高輝度画像時の輝度低下を低� ��させることができるとともに、音鳴きも低� ��させることができる。また、同図(c)の例で� ��、高輝度バースト前後の低輝度点灯輝度を� ��分的に下げることにより、輪郭をよりシャ� ��プにすることができる。

 図40は、高輝度バーストと低輝度バース� �の複合で構成されたバーストパルスにおい� �、低輝度バーストを分割構成した例を示す� �イミングチャートである。同各図に示す例� �、高輝度低デューティバーストとその前後� �余白内にさらに低輝度バーストを複数発生� �せた例であり、高輝度超低デューティ・バ� �ストを複数発生させて平均的に低輝度バー� �トと等価にした例であり、図39と同等の視覚 効果を得ることができる。

 ここで、同図(a)は、低輝度部を構成する� ��割パルスを均一分布とした場合の例であり� ��同図(b)は、低輝度部を構成する分割パルス� ��高輝度部の前後だけ低密度とした場合の例� ��あり、同図(c)は、低輝度部を構成する分割� ��ルスを高輝度部の前後だけ低レベルとした� ��合の例である。

 図41は、図40の例において、要求バックラ イト輝度に応じて、高輝度パルスのデューテ ィを可変するとともに低輝度部の電流値も連 動可変することにより、フリッカと輝度低下 を抑制する場合の例を示す概念図である。高 輝度部のパルスデューティと高輝度部電流の 積および低輝度部のデューティと低輝度部の 電流の積の和が要求輝度に比例するように制 御される。同図に示す例では、フリッカの目 立つ中間デューティ時の低輝度部分比率を多 めに取ることによりフリッカを抑制し、また 、高輝度パルスデューティの低い部分をでき るだけ多くし、動画解像度改善効果を高める 。

 図42は、要求バックライト輝度に応じて� �ーストパルスの幅と電流値の双方を連動制� �する例を示すタイミングチャートである。� �各図に示すように、フレームF1では基準電流 値のバーストパルスを発し、フレームF2では� ��基準値を超えるバーストパルスを発生する� ��成としても良い。

 図43は、図42の例のように、要求バックラ イト輝度に応じてバーストパルスの幅と逆方 向に電流を制御し、動画解像度改善効果を高 め輝度低下抑制と点灯安定度を確保する場合 の例を示す概念図である。同図(a)は、要求バ ックライト輝度に応じてリニアにデューティ を変化させる従来の制御例であり、同図(b)は 、要求バックライト輝度に応じてバーストデ ューティを可変するとともにその逆方向に電 流値を連動可変し、できるだけバーストデュ ーティの低い領域を増やすことにより、動画 解像度改善効果を高めた例である。具体的に は、バーストデューティ低減に応じてまず電 流を上げて行き一定電流まで達した後デュー ティのみ低減することで、動画解像度改善を 高め輝度低下抑制と点灯安定度を確保する。

 図44は、要求バックライト輝度に応じて� �ーストと逆方向に電流を制御し、動画解像� �改善効果を高め輝度低下抑制と点灯安定度� �確保する場合の他の例を示す概念図である� �同図(a)は、要求バックライト輝度に応じて� �ーストデューティを曲線特性で可変すると� �もにその電流値も連動可変する例であり、� �図(b)は、バーストデューティ低減に応じて� �ず電流を上げて行き一定電流まで達した後� �ューティのみ低減し、さらにその後は、デ� �ーティ一定で電流を下げてゆく場合の例で� �る。

 図45は、バックライトを液晶書換と同期� �せて分割駆動する順次点灯構成において、� �ックライトスキャンを液晶書換スキャンよ� �も速くして隣接エリアの光クロストークを� �らす場合の例を示したタイミングチャート� �ある。

 同図(a)は、従来のバックライトスキャン� ��御の例であり、垂直方向の液晶書換速度に� ��わせて、分割したバックライトBL1~BL4の点灯 タイミングが設定される。この図に示すよう に、低デューティの場合は、点線で示す液晶 遷移が終了した後に各バックライトの点灯期 間を配置することで、液晶遷移時間のマスク による画質改善効果が得られる。また、各バ ックライトの点灯期間には、分割したエリア 間の光漏れが生じるため、この影響が液晶書 換タイミングと重ならないように配置される 。

 同図(b)は、バックライトBL1とBL2、即ち、� ��の外側に他のエリアが無いため垂直方向の� ��リア間光漏れの影響が内側のエリア方向に� ��か生じない両端エリアのバツックライト点� ��タイミングを中央エリアよりにシフトさせ� ��ことで、デューティが上がった場合であっ� ��も、可能な限りエリア間光漏れと液晶書換� ��が重ならない構成とした場合の例である。� ��た、両端部のエリアのみ、隣接エリアとの� ��間間隔を縮めるなどスキャン間隔を不等間� ��にしても良い。

 図46は、デューティに応じてバックライ� �スキャンの進行速度を可変制御する例を示� �た概念図である。同図(a)に示すように、デ� �ーティが大きい場合は、図43の例と同様にバ ックライトスキャンの進行速度を液晶書換の 進行速度よりも速くすることで、エリア間光 漏れの液晶書換に対する影響を回避し、デュ ーティが小さい場合は、逆にバックライトス キャンの進行速度を液晶書換の進行速度より も遅くして、1フレーム全体を等間隔スキャ� �する方向にシフトすることで、フリッカの� �生を抑制する。

 同図(b)は、バックライトスキャンの進行� ��度をデューティに応じて制御する概念を示� ��た図である。この図に示すように、あるデ� ��ーティより低デューティの領域では、バッ� ��ライトスキャンの進行速度を1フレームを等 分割した速度と同じとすることでフリッカを 抑制し、あるデューティより高デューティの 領域では、デューティの増加に比例してバッ クライトの進行速度を増加させる構成として も良い。

 即ち、フリッカが目立つデューティの小� ��めな時には、ブランク部分も含めた1フレー ム内を等間隔にスキャンすることにより、全 画面トータル輝度の変動を抑えてフリッカを 抑制し、エリア間光漏れの影響が生じる高デ ューティ領域では、バックライトスキャン進 行速度を増加させることで、この影響を防止 する。尚、バックライトスキャン進行速度の 増加比率や増加曲線は、光源の特性や配置等 に応じて任意に設定可能である。

 図47は、バックライトスキャン時の点灯� �ターンの他の例で、バースト点灯開始と終� �時の電流を緩やかに変化させて、エリア間� �点灯交代をスムーズにし、フリッカ感の低� �を図るものである。

 図48は、図47と同じ効果を狙った他の例で 、バースト前後の電流量を調整する代わりに 、短いバーストを付加することにより、メイ ンのバースト前後の平均的な輝度が緩やかに 変化するのと同等にしたものである。同図(a) は前後にそれぞれ複数のデューティの違うパ ルスを付加した例、同図(b)は前後にそれぞれ 1パルスを付加した例である。

 図49は、図28に示したエリア間光量分布関 数428を補償する場合の構成例を示すブロック 図である。同図に示すように、この光分布関 数補償手段では、ガンマ伸長部500により、ガ ンマ圧縮された映像信号が伸長され、輝度に 比例したリニア映像ゲインに戻され、リニア 映像ゲインのエリア順次信号として出力され る。

 バックライトは、画面上での映像輝度を� ��化させないため、このリニア映像ゲインの� ��数に比例して駆動される。そのため、逆数� ��換部502-1により、バックライト輝度に比例� �せるための逆数変換が行われ、リニアバッ� �ライトゲインのエリア順次信号として出力� �れる。

 そして、このリニアバックライトゲイン� ��光分布関数近似ローパスフィルタ504に通さ� ��、光分布関数として近似され、バックライ� ��光分布近似信号としてライン毎または画素� ��に1回出力される。ここで、光分布関数近似 ローパスフィルタ504は、水平または垂直の一 次元で構成されても、水平垂直の二次元で構 成されていても良い。

 このバックライト光分布近似信号が逆数� ��換部502-2およびガンマ圧縮部506に入力され� �元の映像ゲイン信号に戻されて、映像ゲイ� �のライン順次信号としてライン毎または画� �毎に1回出力される。

 以上の構成により、光分布関数によるバ� ��クライトの画面上での光クロストーク特性� ��補償された映像ゲイン信号を得ることがで� ��る。

 光分布関数近似回路の一例としては、同� ��中の符号504内に示したように、FIRローパス� ��ィルタ506とIIRローパスフィルタ508の縦続接� ��で構成することが望ましい。FIRローパスフ� ��ルタは、自由に係数を設定することにより� ��比較的自由なインパルス・レスポンスひい� ��はステップレスポンスを形成しやすいとい� ��特徴を有するが、少ないステージ数では概� ��の近似となる。一方、IIRローパスフィルタ� ��、1~2次の低い次数でも滑らかな応答ができ� ��という特徴を有するが、位相特性が悪く応� ��が前後非対称になる。

 図50は、図49に示した光分布関数近似ロー パスフィルタ504内に設けられたFIRローパスフ ィルタ506とIIRローパスフィルタ508の特性を示 すタイミングチャートである。同図(a)に示す ようなインパルス信号の入力に対して、FIRロ ーパスフィルタ506は、同図(b)に示すようなス テップ応答を形成することができ、IIRローパ スフィルタ508は、同図(c)に示すような減衰応 答を形成することができる。

 そこで、図49の光分布関数近似ローパス� �ィルタ504に示したように、FIRローパスフィ� �タ506とIIRローパスフィルタ508を縦続接続で� �成し、前段のFIRローパスフィルタにより、� �略の分布カーブを形成する要素とともに、� �段のIIRローパスフィルタの位相特性を補償� �るような要素を盛り込んだ係数設定とする� �とで、エリア毎のゲインの値がステップ入� �として順次シリアル入力されると折線近似� �補償カーブが生成される。即ち、後段のIIR� �は主としてその折線近似の角を丸める働き� �するとともに後方への分布の裾野を拡げる� �目を負う。このようにしてFIRローパスフィ� �タとIIRローパスフィルタの特徴を組み合わ� �て互いに欠点を補うことにより、滑らかか� �、位相特性の良い前後対称な任意の分布関� �近似を小規模な回路で実現することができ� �。

 図51は、図49に示した光分布関数近似ロー パスフィルタ504内に設けられたFIRローパスフ ィルタ506とIIRローパスフィルタ508の処理例を 示すタイミングチャートである。同図(a)に示 すような1エリア長に相当するステップ信号� �入力されると、FIRローパスフィルタ506は、� �図(b)に示すような折れ線近似信号を出力し� �IIRローパスフィルタ508は、同図(c)に示すよ� �な減衰信号を出力し、これら組み合わせの� �果として、光分布関数近似ローパスフィル� �504は、同図(d)に示すような滑らかかつ位相� �性の良い前後対称な分布関数近似信号を出� �する。

 図52は、隣接エリア間にクロストークを� �たせることにより、隣接エリア間でバック� �イトに極端な差がつかないようにして、画� �上に違和感を出さないようにしたエリア別AP Lを順次処理の演算で小規模で実現する場合� �例を示すブロック図である。同図(a)に示す� �うに、この順次処理は、1フレームの映像信� ��が図19に示したような第1のエリアArea1の上� �から、第4のエリアArea4の下端まで順次入力� �れて行われる。

 まず、ガンマ伸長部500により、入力映像� ��号が輝度に対してリニアな値になるように� ��ンマ伸長が行われ、この伸長された信号が� ��図(b)に示すような複数エリアにまたがる分� ��幅のインパルス・レスポンスを有するロー� ��スフィルタ510に通されて、エリア間のクロ� ��トークを持った信号が生成される。

 そして、フリップフロップ512により、こ� ��エリア間のクロストークを持った信号を各� ��リア成分の中心付近かつ手前のエリアと後� ��のエリアからのクロストーク成分がほぼ等� ��くなるようなタイミングで順次サンプルし� ��エリア順次APL出力を得る。ただし、そのま� ��では、画面上下端で本来隣接していない第1 のエリアと第4のエリア間にもクロストーク� �生じてしまうため、第4のエリアサンプル直� ��にローパスフィルタ510をリセットする信号� ��入力し、急速チャージを行う。

 図53は、エリア別APL検出順次処理の例を� �すタイミングチャートである。同図(a)に示� �ようなガンマ伸長後のリニア映像信号が第1� ��エリアArea1から第4のエリアArea4まで順次入� �されると、ローパスフィルタにより、同図(b )に示すような、エリア毎に複数エリアにま� �がる分布幅のインパルス・レスポンスが生� �される。ここで、同図(b)では、第1のエリア� ��第3のエリアに相当する成分が実線で示され 、第2のエリアと第4のエリアに相当する成分� ��点線で示される。

 そして、同図(c)に示すサンプルクロック� ��フィリップフロップに入力することで、同� ��(e)に示すエリア順次APL出力を得る。このサ� ��プルクロックの発生タイミングは、各エリ� ��成分の中心付近かつ手前のエリアと後ろの� ��リアからのクロストーク成分がほぼ等しく� ��るようなタイミングに設定する。尚、同図( c)の符号1、2、3、4は、対象エリアを示すもの とする。

 加えて、同図(d)に示すように、第4のエリ アArea4のサンプル直後にローパスフィルタを� ��セットする信号を入力し、同図(b)に示した� ��直ブランク期間が終了するタイミングで急� ��チャージを行う。

 図54は、本発明の第1の実施形態に係るバ� ��ンスト・サプレサの構成を示す回路ブロッ� ��図である。同図に示すように、本バランス� ��・サプレサ624は、例えば、映像信号に所定� ��処理を行う映像処理部700と、液晶等の表示� ��子702の間に設けられ、表示素子702に入力さ� ��る前段で映像信号の出力抑制を行う機能を� ��える。もっとも、バランスト・サプレサ600� ��、映像処理部700と一体に構成しても良い。� ��、同図中「/」が付された信号線は、RGBそれ ぞれ独立に設けられた信号線を示し、以下同 様の表記を用いる。

 最大値検出回路606により入力RGB(Input[0-200% ])の最大値を求め、この最大値検出回路606と� ��シフタ608と減算器610とで構成されたサプレ� ��ゲイン生成部614により、この最大値の関数� ��して入力レベルが高い部分で連続的に単調� ��少するサプレスゲイン(Gain[100%-50%])を生成し 、乗算器612により、このサプレスゲインを入 力RGBに乗算し、入力レベルに対して単調増加 かつ、飽和しない範囲に収まるような非線形 カーブの出力(Output[0-100%])を生成する。即ち� �従来例のようなRGB各色独立のゲインとなる� �うな飽和制御をせずに、各色に同じゲイン� �与えて飽和防止制御することにより、従来� �じていたような色化けが防止される。

 図55は、図54に示したバランスト・サプレ サのサプレスカーブ例を示す特性図である。 同図点線に示すように、前図に示したサプレ スゲイン生成部614では、入力値に基づき100%~5 0%のゲインが生成され、乗算器612により同図� ��線で示すような逆放物線状のサプレス特性� ��付加される。

 図56は、図54に示したバランスト・サプレ サの動作例を示す特性図である。本バランス ト・サプレサでは、RGBに同じゲインが与えら れるため、同図a点、b点に示すように、RGB最� ��入力が増加しても各色の比率が維持され、� ��プレスされた領域でも色化けせず、出力が� ��和するような領域においてもホワイトバラ� ��ス崩れを起こさない。よって、従来例のよ� ��に、肌色の高輝度部分が白や水色に化ける� ��とも無く、雪景色の白の明るい部分のホワ� ��トバランスが崩れてが水色やピンク色に化� ��ることも無くなる。

 図57は、ディテール・キープ・バランス� �・サプレサの構成を示す回路ブロック図で� �る。これらのサプレサは、ディテール信号� �レベルをキープしたままサプレスする構成� �備える。

 同図(a)は、第1の実施形態に係るディテー ル・キープ・バランスト・サプレサであり、 入力RGB信号をハイパスフィルタ620とローパス フィルタ622とで基本波形とディテール波形に 分ける構成を備える。

 ローパスフィルタ622により抽出された基� ��波形は、バランスト・サプレサ624を通過し� ��後、遅延時間を合わせてハイパスフィルタ6 20により抽出されたディテール波形と混合さ� ��る。尚、ローパスフィルタ622は、算術的フ� ��ルタに限定されず前後ワードを含めた値の� ��間値や最大値などをとるランク・オーダー� ��フィルタやモードフィルタなどのロジカル� ��ィルタでも良い。

 同図(b)は、第2の実施形態に係るディテー ル・キープ・バランスト・サプレサであり、 同図(a)のハイパスフィルタ620に替えて、減算 器610により入力RGB信号からローパスフィルタ 622で抽出された基本波成分を減算することで ディテール成分が抽出される。減算器610に入 力される各信号の遅延時間は、遅延合わせ回 路623により合わせられる。

 同図(c)は、第3の実施形態に係るディテー ル・キープ・バランスト・サプレサであり、 同図(b)の構成にオーバーフローリミッタ628を 付加した構成を有する。オーバーフローリミ ッタ628は、ディテール信号と基本波信号との 混合信号がオーバーフローすることを防止す るために設けられる。

 オーバーフローリミッタ628としては、基� ��波形とディテール波形を混合した後、RGB独� ��にリミッタをかける構成やリミッタ特性ま� ��はそれに近い特性のバランスト・サプレサ� ��まりバランスト・リミッタを通す構成が適� ��可能である。ディテール波形は高周波AC信� �のみとなるため、連続的に大面積の飽和を� �ない。また振幅もそんなに大きいわけでは� �い。そのため、必ずしもバランスト・リミ� �タの必要は無く、元のバランスト・サプレ� �出力の飽和マージン設計しだいで、単純なRG B独立オーバーフローリミッタで充分に対処� �ることも可能である。

 図58は、図57に示したディテール・キープ ・バランスト・サプレサの動作例を示す特性 図である。本ディテール・キープ・バランス ト・サプレサでは、ディテールを残し基本波 をサプレスすることで、同図(a)および(b)に示 すように、どの点においても微分ゲインが常 時一定になるように構成される(δVo3/δVi3=δVo2 /δVi2=δVo1/δVi1)。このように構成することで� �高レベル時であってもディテール成分が残� �ため、コントラストを維持することができ� �。

 尚、同図(c)に示すように、飽和に遠い小� ��ベル領域では、微分ゲインδVo1/δVi1と平均� �インVo1/Vi1の傾きが同じになるが、同図(d)に� ��すように、飽和に近い大レベル領域では、� ��分ゲインδVo3/δVi3と平均ゲインVo3/Vi3の傾き� ��異なる。

 図59は、ディテール・レシオ・キープ・� �ランスト・サプレサの構成を示す回路ブロ� �ク図である。同図(a)は、第1の実施形態であ� ��、入力RGB信号から基本波形とディテールが� ��出され、サプレスゲイン生成部614により、� ��の抽出された基本波形からサプレスゲイン� ��生成され、乗算器612a、612bにより、この生� �したサプレスゲインが基本波形とディテー� �に乗じられ、加算器626により混合出力され� �。

 または、等価処理として、同図(b)に示す� ��うに、入力RGB信号をローパスフィルタ622に� ��した低周波成分基本波形よりサプレスゲイ� ��を生成し、入力そのものにそのサプレスゲ� ��ンを乗算して出力を得る。この場合、同図( c)に示すように、RGBの最大値を取ってからロ� ��パスフィルタを通しても、RGBそれぞれロー� ��スフィルタを通してからRGBの最大値を検出� ��ても良い。また、ローパスフィルタは前述� ��とおり算術的フィルタに限定されずロジカ� ��フィルタでも良く、RGB最大値検出回路と一� ��となったロジカルフィルタにしても良い。� ��、ローパスフィルタ622の出力は、ピーク検� ��回路に入力され、鋭いピークを除いた映像� ��号のピーク検出に利用される。

 図60は、図59に示したデイテール・レシオ ・キープ・バランスト・サプレサの動作例を 示す特性図である。同図(a)および(b)に示すよ うに、図13に示した構成によれば、飽和に近� ��高レベル時でも平均ゲインの傾きVo3/Vi3と微 分ゲインの傾きδVo3/δVi3とが等しくなるため� ��高レベル時のコントラスト変化を防止する� ��とができる。

 これらの構成により、ディテール・コン� ��ラストの低下を防ぎ、質感や立体感を保持� ��たまま、ダイナミック・レンジの圧縮がで� ��、さらに、バックライトと液晶の協調制御� ��連動させることで、暗部のコントラスト改� ��が大幅に図られる。

 しかし、このメリットにより黒がしっか� ��沈むため、逆に暗部に元々ノイズが多い場� ��や、量子化ノイズ(特に圧縮による荒い量子 化ノイズ)が目立つ場合、逆にそれをハイコ� �トラストで強調してしまい、余計に目立た� �る場合がある。そこで、さらに、デイテー� �・レシオ・キープ・バランスト・サプレサ� �機能を利用し、以下に説明するような特性� �付加して改善する構成が有効である。

 図61は、2次元ディテール・キープ・バラ� ��スト・サプレサの構成を示す回路ブロック� ��である。この構成では、ディテール・キー� ��・バランスト・サプレサのローパスフィル� ��として、画面横方向の水平ローパスフィル� ��632と、縦方向の垂直ローパスフィルタ634で� ��成される二次元ローパスフィルタを用いて� ��本波形が抽出され、遅延合わせ回路630によ� ��縦横の位置合わせ、つまり遅延合わせを行� ��、減算器610により元入力波形からその基本� ��形を減算し、2次元ディテール波形を得る。 この方法により全方向の変化のディテール成 分を抽出することができ、より正確なディテ ール再現ができる。その他の構成は前述のデ ィテール・キープ・バランスト・サプレサと 同様に構成される。

 これらのディテールキープ処理により、� ��和特性に近く入出力間微分ゲインがほとん� ��ゼロになるような場合でも、ディテール信� ��のゲインをほぼ一定に保つことができ、デ� ��テールコントラストを確保し、質感や立体� ��を損なわずに映像のダイナミック・レンジ� ��圧縮することができる。

 また、これらの構成によりLPFを通った制� ��信号によってゲイン近傍の微小範囲相互の� ��イン差が縮小されるため、上述の複数の色� ��糸で編まれた布地などの細かいテクスチャ� ��存在する場合でも平均的な色化けも抑制さ� ��る。

 しかし、以上の処理では高すぎるレベル� ��入力時にローパスフィルタを通った基本波� ��のサプレス平均ゲイン、つまり、図12に点� �で示した入出力=0の原点から各瞬時入出力レ ベルへ引いた直線の傾きが1より下がってい� �ため、逆に相対的にディテール波形ゲイン� �まり微分ゲインが上がりすぎることになり� �高過ぎるレベル時にシャープネスを上げ過� �たようなぎらぎらした映像になってしまう� �いう課題が生じる。この課題を解決するた� �には、次に説明するように、ディテール波� �にも基本波形と同じゲインを与えて平均ゲ� �ンと微分ゲインを揃える構成が有効である� �

 図62は、ピーク検出前に二次元ローパス� �ィルタ802を入れることにより、字幕の文字� �天気予報の等圧線など、あらゆる方向の細� �や小面積の鋭いピークを、その細さに応じ� �ピーク検出から猶予して、それ以外の部分� �ゲインを上げ、連動したバックライトをよ� �減光しやすくする構成例を示すブロック図� �ある。同図に示した構成は、図31のピーク検 出部412の前段にローパスフィルタ802を追加し 、オーバーフロー・リミッタ410を図61に示し� ��ディテール・レシオ・キープ・オーバーフ� ��ー・サブレサと同様の処理を行うオーバー� ��ローサプレサ800に変更し、このサプレサ800� ��ゲイン制御信号をローパスフィルタ802の出� ��から得た構成であり、その他は、図31と同� �に構成される。

 ここで、ローパスフィルタ802によりピー� ��検出を猶予したために、ピークAGCにより、� ��予された細線のレベルが最大レベルを超え� ��しまう。それを防止するため、オーバーフ� ��ー・サプレサ800でレンジ内に抑圧する。そ� ��まま非線形サプレスカーブで抑圧すると抑� ��された部分のディテール成分が失われてし� ��うが、ローパスフィルタの出力でゲイン制� ��されたディテール・レシオ・キープ・オー� ��ーフロー・サブレサを使用することにより� ��丁度ローパスフィルタで猶予されたために� ��ブレサで削られる空間周波数帯域のディテ� ��ル成分を残すことができる。